KR100485772B1 - Dc/dc soft switching converter - Google Patents
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Abstract
소프트 스위칭 컨버터는, 자화 인덕턴스 성분과 누설 인덕턴스 성분을 갖는 1차코일을 구비한 트랜스포머, 1차코일에 직렬로 연결되는 제1커패시터, 1차코일과 제1커패시터에 대해 병렬로 연결되며 역병렬 기생 다이오드와 기생 커패시터를 갖는 FET로 구성되는 제1스위치 및 제2스위치, 제2스위치에 직렬로 연결되는 제2커패시터, 제1스위치와 제2스위치 및 1차코일의 일단에 공통적으로 연결되며 입력 직류전원에 연결되어 있는 인덕터, 및 트랜스포머의 2차코일의 교류전압을 정류하는 전파정류 회로를 구비한다. 기생 커패시턴스와 트랜스포머의 누설 인덕턴스 성분에 의한 공진, 및 기생 다이오드를 이용하여 스위칭 동작을 제어함으로써, 스위칭 손실을 줄일 수 있고 주파수를 증가시킬 수 있으며, 시스템의 부피를 줄일 수 있다. 또한, 트랜스포머의 1차측 전류가 구형파로 전달되지 않고 삼각파의 형태로 전달되며, 이에 따라 EMI 노이즈가 감소된다.The soft switching converter is a transformer having a primary coil having a magnetizing inductance component and a leakage inductance component, a first capacitor connected in series to the primary coil, and connected in parallel to the primary coil and the first capacitor and having anti-parallel parasitics. A first switch and a second switch comprising a diode and a FET having a parasitic capacitor, a second capacitor connected in series to the second switch, a first switch and a second switch, and commonly connected to one end of the primary coil and having an input direct current. An inductor connected to a power supply, and a full-wave rectifier circuit for rectifying the AC voltage of the secondary coil of the transformer. By controlling the switching operation using parasitic capacitance and resonance due to leakage inductance components of the transformer, and parasitic diodes, switching losses can be reduced, frequency can be increased, and system volume can be reduced. In addition, the primary current of the transformer is transmitted as a triangular wave instead of a square wave, thereby reducing EMI noise.
Description
본 발명은 직류전압의 크기를 변화시켜 출력하는 컨버터에 관한 것으로서, 보다 상세하게는, SMPS (Switching Mode Power Supply) 등에 사용되는 직류/직류 소프트 스위칭 컨버터 (DC/DC Soft Switching Converter)에 관한 것이다.BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a converter for varying the magnitude of a DC voltage, and more particularly, to a DC / DC soft switching converter used in a switching mode power supply (SMPS).
SMPS (Switching Mode Power Supply) 는 전자 계산기, 전자 교환기 및 OA 기기 등과 같은 전자ㆍ통신 기기의 직류 안정화 전원으로서 폭넓게 이용되고 있다. SMPS는 반도체 소자의 스위칭 프로세스를 이용하여 전력의 흐름을 제어함으로써 종래의 안정화 전원에 비하여 고효율화, 소형화, 및 경량화에 있어서 큰 장점을 갖는 안정화 전원이다.Switching Mode Power Supply (SMPS) is widely used as a DC stabilized power supply for electronic and communication equipment such as electronic calculators, electronic exchangers and OA equipment. SMPS is a stabilizing power supply having a great advantage in efficiency, miniaturization and weight reduction compared to the conventional stabilizing power supply by controlling the flow of power using the switching process of the semiconductor device.
그런데, 이러한 전자ㆍ통신 기기에 있어서 시스템 부분은 반도체 집적회로의 발전에 따라 급속히 소형ㆍ경량화가 이루어지고 있는 반면, 전원 부분은 에너지 축적용 소자인 인덕터와 커패시터의 존재로 인하여 소형ㆍ경량화에 한계가 있게 된다. 따라서, 전자ㆍ통신 기기의 소형 경량화를 위해서는 SMPS의 소형ㆍ경량화가 상대적으로 큰 비중을 차지하고 있다.However, in such electronic and communication devices, the system part is rapidly miniaturized and lightened due to the development of semiconductor integrated circuits, while the power supply part is limited in miniaturization and light weight due to the presence of inductors and capacitors, which are energy storage elements. Will be. Therefore, in order to reduce the size and weight of electronic and communication equipment, the size and weight of SMPS are relatively large.
SMPS는 크게 교류전압을 직류전압으로 변환시키는 AC/DC형과 직류전압을 직류전압으로 변환시키는 DC/DC형으로 나눌 수 있으며, 이는 다시 절연형과 비절연형으로 나눌 수 있다. 비절연형에는 강압형 (Buck Type 또는 Step-Down Type)과 승압형 (Boost Type 또는 Step-Up Type) 및 승강압형 (Buck-Boost Type) 이 있고, 절연형은 주로 트랜스포머를 사용하며 승강압형 (Buck-Boost type) 인 플라이백 (Flyback), RCC, 그리고 강압형인 포워드 (Forward), 하프브리지 (Hafl Bridge), 풀브리지 (Full Bridge), 푸시풀 (Push-Pull) 등이 있다. 이러한 것들은 대개 스위치의 온 (ON) 타임을 제어하여 전력을 제어하므로, 스위칭 모드 파워 서플라이 (SMPS)라고 칭해진다.SMPS can be divided into AC / DC type that converts AC voltage into DC voltage and DC / DC type that converts DC voltage into DC voltage, which can be divided into insulation type and non-insulation type. Non-insulated types include step-down type (buck type or step-down type), step-up type (boost type or step-up type), and step-up type (buck-boost type) .Insulated type mainly uses transformer and step-up type (buck) -Boost type Flyback, RCC, and forward type Forward, Half Bridge, Full Bridge, Push-Pull. These are commonly referred to as Switched Mode Power Supplies (SMPS) because they control power by controlling the ON time of the switch.
전술한 바와 같이 SMPS의 크기와 무게를 줄이기 위해서는, SMPS의 스위칭 주파수를 증가시킴으로써 부피와 무게에 있어서 큰 비중을 차지하는 트랜스포머, 인덕터, 커패시터 등의 크기와 무게를 줄일 수 있다. 이에 따라 동급의 다른 방식의 파워 서플라이 (Linear Power Supply) 에 비하여 크기와 무게를 현저히 줄일 수 있게 된다. 또한, SMPS는 간편한 제어 특성으로 인해 파워 서플라이 부분에서 주류를 이루어 왔다.As described above, in order to reduce the size and weight of the SMPS, by increasing the switching frequency of the SMPS, it is possible to reduce the size and weight of transformers, inductors, and capacitors, which occupy a large proportion in volume and weight. This significantly reduces size and weight compared to other types of linear power supplies in its class. In addition, SMPS has become mainstream in the power supply sector due to its simple control characteristics.
그러나, SMPS의 단점은 온/오프시 전압이나 전류를 단속함으로써 전압과 전류가 중첩되어 스위치에서 발생하는 손실 (주로 열의 형태로 나타나는 손실) 이 스위칭 주파수 및 전류나 인가되는 전압의 크기에 비례하여 증가한다는 것이다. 이는 SMPS의 스위칭 주파수의 증가를 제한하는 요인이 된다. 또한 다른 방식의 파워 서플라이 (Linear power supply) 에 비하여 EMI 노이즈가 증가하는 단점이 있다.However, the drawback of SMPS is that the voltage and current overlap when the on / off is interrupted, resulting in the loss of the switch (mainly in the form of heat) in proportion to the switching frequency and the current or the magnitude of the applied voltage. Is that. This is a factor that limits the increase in the switching frequency of the SMPS. In addition, there is a disadvantage that the EMI noise is increased compared to other power supply (Linear power supply).
이러한 단점을 극복하기 위해 스위치의 온/오프시의 전압이나 전류를 영(zero)으로 만드는 방법이 제안되었다. 이때, 전압이 영이 되도록 제어하는 경우를 영전압스위칭 (ZVS : Zero Voltage Switching) 이라 하고, 전류가 영이 되도록 제어하는 경우를 영전류스위칭 (ZCS : Zero Current Switching) 이라 하며, 이를 통칭하여 소프트 스위칭 (Soft Switching) 이라 한다. 또한, 이러한 소프트 스위칭에 의해 스위칭 손실을 줄여 효율을 올리기 위해 고안된 전원장치를 넓은 의미로 소프트 스위칭 컨버터라 부른다.In order to overcome this disadvantage, a method of zeroing the voltage or current at the time of switching on and off has been proposed. At this time, the case of controlling the voltage to be zero is called Zero Voltage Switching (ZVS), and the case of controlling the current to be zero is called Zero Current Switching (ZCS). Soft Switching). In addition, a power supply device designed to reduce switching losses and increase efficiency by such soft switching is called a soft switching converter in a broad sense.
그러나, 종래의 컨버터에서는, 상기와 같은 전압과 전류의 중첩에 의한 스위치에서의 손실에 의해 컨버터의 효율이 감소되는 문제와 함께, 트랜스포머의 1 차 코일과 2 차 코일의 전류가 구형파가 됨에 따라 2 차 코일의 다이오드에서 노이즈가 심하게 발생하는 문제를 가지고 있다.However, in the conventional converter, the efficiency of the converter is reduced by the loss in the switch due to the overlap of the voltage and the current as described above, and the current of the primary coil and the secondary coil of the transformer becomes a square wave. The noise of the diode of the secondary coil is bad.
본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위해 안출된 것으로서, 본 발명의 목적은, 스위칭 손실을 줄이고 동작 효율과 주파수를 증가시킬 수 있는 직류/직류 소프트 스위칭 컨버터 (Soft Switching Converter) 를 제공하는 것이다.SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above problems, and an object of the present invention is to provide a DC / DC soft switching converter capable of reducing switching loss and increasing operating efficiency and frequency.
SMPS에서 사용되는 스위치는 다양한 종류가 있으나 주로 FET (Field Effect Transistor : 전계효과 트랜지스터) 를 많이 사용하고 있다. FET 내부에는 제조 기법상 기생 커패시턴스와 기생 다이오드가 내재하게 된다. 본 발명의 다른 목적은, 이러한 기생 커패시턴스와 트랜스포머의 누설 인덕턴스 성분에 의한 LC 공진, 및 기생 다이오드를 이용하여 스위칭 동작을 제어함으로써, 보다 효율적인 구조로 소프트 스위칭을 행할 수 있는 직류/직류 소프트 스위칭 컨버터를 제공하는 것이다.There are various types of switches used in SMPS, but mainly FET (Field Effect Transistor) is used. Inside the FET, parasitic capacitances and parasitic diodes are inherent in manufacturing techniques. Another object of the present invention is to provide a DC / DC soft switching converter capable of performing soft switching in a more efficient structure by controlling switching operation using parasitic capacitance and LC resonance caused by leakage inductance component of the transformer and parasitic diode. To provide.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 소프트 스위칭 컨버터는, 자화 인덕턴스 성분과 누설 인덕턴스 성분을 갖는 1차코일, 및 상기 1차코일에 커플링되어 있는 2차코일을 구비하는 트랜스포머; 상기 1차코일에 대해 각각 병렬로 연결된 제 1 스위치 및 제 2 스위치; 상기 제 1 스위치 및 상기 제 2 스위치 각각의 양단에 병렬 연결되는 제 1 다이오드 및 제 2 다이오드; 상기 제 1 스위치 및 상기 제 2 스위치 각각의 양단에 병렬 연결되는 제 1 커패시터 및 제 2 커패시터; 상기 제 2 스위치에 직렬로 연결되는 제 3 커패시터; 상기 1차코일에 직렬로 연결되는 제 4 커패시터; 및 상기 제 1 스위치, 상기 제 2 스위치, 및 상기 1차코일의 일단에 공통적으로 연결되어, 직류전원으로부터 입력되는 직류전압을 상기 제 1 스위치, 상기 제 2 스위치 및 상기 1차코일에 인가하는 인덕터를 포함하는 것을 특징으로 한다.A soft switching converter according to the present invention for achieving the above object, a transformer having a primary coil having a magnetizing inductance component and a leakage inductance component, and a secondary coil coupled to the primary coil; First and second switches connected in parallel with respect to the primary coil, respectively; First and second diodes connected in parallel between both ends of the first switch and the second switch; First and second capacitors connected in parallel to both ends of the first switch and the second switch; A third capacitor connected in series with the second switch; A fourth capacitor connected in series with the primary coil; And an inductor commonly connected to one end of the first switch, the second switch, and the primary coil to apply a DC voltage input from a DC power source to the first switch, the second switch, and the primary coil. Characterized in that it comprises a.
여기서, 상기 제 1 스위치 및/또는 상기 제 2 스위치는 절연 게이트형 FET와 같은 반도체소자로 제조되는 것이 바람직하며, 이 경우, 상기 제 1 다이오드 및/또는 상기 제 2 다이오드는 상기 FET의 역병렬 기생 다이오드 성분에 의해, 그리고 상기 제 1 커패시터 및/또는 상기 제 2 커패시터는 상기 FET의 기생 커패시턴스 성분에 의해 구현되도록 하는 것이 바람직하다.Here, the first switch and / or the second switch is preferably made of a semiconductor device such as an insulated gate type FET, in which case the first diode and / or the second diode is an anti-parallel parasitic of the FET. It is preferred that the diode component and the first capacitor and / or the second capacitor be implemented by parasitic capacitance components of the FET.
또한, 본 발명에 따른 소프트 스위칭 컨버터는, 전파정류회로 등으로 구현되어 상기 2차코일의 교류전압을 정류하는 정류회로부를 갖는다. 전파정류회로의 출력단에는 인덕터와 커패시터로 구성된 저역통과필터 (Low Pass Filter) 가 설치되어 출력측에 에너지를 공급하는 기능과 노이즈를 제거하는 역할을 한다.In addition, the soft switching converter according to the present invention is implemented as a full-wave rectification circuit and the like has a rectifying circuit unit for rectifying the AC voltage of the secondary coil. A low pass filter composed of an inductor and a capacitor is installed at the output terminal of the full-wave rectifier circuit, and serves to remove energy and to supply energy to the output side.
본 발명에 따르면, 스위칭 손실이 없는 소프트 스위칭이 수행된다. 또한, 기생 커패시턴스와 트랜스포머의 누설 인덕턴스 성분에 의한 공진, 및 기생 다이오드를 이용하여 스위칭 동작을 제어함으로써, 스위칭 손실을 더욱 줄일 수 있다. 이러한 스위칭 손실의 저감에 의해 스위칭 주파수를 증가시킬 수 있고, 이로 인해 트랜스포머, 인덕터, 커패시터 등의 크기를 줄여 전체 시스템의 부피를 줄일 수 있다.According to the invention, soft switching without switching losses is performed. In addition, switching loss can be further reduced by controlling the switching operation using the parasitic capacitance and the resonance caused by the leakage inductance component of the transformer and the parasitic diode. This reduction in switching losses can increase the switching frequency, thereby reducing the size of the transformer, inductor, capacitors, etc., thereby reducing the volume of the entire system.
또한, 본 발명에 따르면, 트랜스포머의 1차측 전류가 구형파로 전달되지 않고 삼각파의 형태로 전달되며, 이에 따라 1차측 전압과 2차측 전압이 리플이 감소되어 EMI 노이즈가 감소된다. 따라서 전체 시스템의 효율이 증대된다.In addition, according to the present invention, the primary side current of the transformer is transmitted as a triangular wave instead of a square wave. Accordingly, the primary side voltage and the secondary side voltage are reduced in ripple, thereby reducing EMI noise. Thus, the efficiency of the entire system is increased.
이하에서는, 첨부도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 보다 상세하게 설명한다.Hereinafter, with reference to the accompanying drawings will be described in detail a preferred embodiment of the present invention.
도 1은 본 발명에 따른 직류/직류 소프트 스위칭 컨버터의 회로도이다.1 is a circuit diagram of a DC / DC soft switching converter according to the present invention.
본 발명에 따른 직류/직류 소프트 스위칭 컨버터는, 트랜스포머 (Tr), 제 1 스위치 (Q1), 제 2 스위치 (Q2), 커패시터 (C3, C4), 입력 인덕터 (Lin), 및 정류회로부를 구비한다.The DC / DC soft switching converter according to the present invention includes a transformer (T r ), a first switch (Q 1 ), a second switch (Q 2 ), a capacitor (C 3 , C 4 ), an input inductor (Lin), and The rectifier circuit part is provided.
트랜스포머 (Tr) 는 1차코일 (L1), 및 1차코일 (L1) 에 자기적으로 커플링되어 있는 2차코일 (L2, L3) 을 갖는다. 1차코일 (L1) 은 자화 인덕턴스 성분 (Lm) 과 누설 인덕턴스 성분 (L4) 을 가지고 있다. 1차코일 (L1) 에는 커패시터 (C4) 가 직렬로 연결되어 있다.A transformer (T r) has a primary coil (L 1), and the primary coil (L 1) magnetically to the secondary coil, which is coupled to (L 2, L 3) on. The primary coil L 1 has a magnetizing inductance component L m and a leakage inductance component L 4 . A capacitor C 4 is connected in series with the primary coil L 1 .
제 1 스위치 (Q1) 의 상단은 1차코일 (L1) 에 연결되어 있고, 하단은 접지단에 연결되어 있으며, 이에 의해 제 1 스위치 (Q1) 는 1차코일 (L1) 과 커패시터 (C4) 에 대해 병렬로 연결된다.The upper end of the first switch Q 1 is connected to the primary coil L 1 , and the lower end is connected to the ground terminal, whereby the first switch Q 1 is connected to the primary coil L 1 and the capacitor. Connected in parallel for (C 4 ).
제 2 스위치 (Q2) 의 상단은 1차코일 (L1) 에 연결되어 있고, 제 2 스위치 (Q2) 의 하단에는 커패시터 (C3) 가 연결되어 있다. 직렬로 연결된 제 2 스위치 (Q2) 와 커패시터 (C3) 는 직렬로 연결된 1차코일 (L1) 과 커패시터 (C4) 에 대해 병렬로 연결되어 있다.An upper end of the second switch Q 2 is connected to the primary coil L 1 , and a capacitor C 3 is connected to the lower end of the second switch Q 2 . The second switch Q 2 connected in series and the capacitor C 3 are connected in parallel with the primary coil L 1 and the capacitor C 4 connected in series.
제 1 스위치 (Q1) 와 제 2 스위치 (Q2) 는 도 1에 도시된 바와 같이 절연 게이트형 FET 로 구성되어 있으며, 보다 구체적으로는 N-채널 증가형 MOS FET (N-channel enhancement type metal-oxide-semiconductor field effect transistor) 로 구성되어 있다. 제 1 스위치 (Q1) 의 소스는 접지단에 연결되어 있고, 제 2 스위치 (Q2) 의 소스는 입력 인덕터 (Lin) 에 그리고 드레인은 커패시터 (C3) 에 연결되어 있다.The first switch Q 1 and the second switch Q 2 are composed of an insulated gate type FET as shown in FIG. 1, and more specifically, an N-channel enhancement type metal MOS FET. -oxide-semiconductor field effect transistor). The source of the first switch Q 1 is connected to the ground terminal, the source of the second switch Q 2 is connected to the input inductor L in and the drain is connected to the capacitor C 3 .
제 1 스위치 (Q1) 과 제 2 스위치 (Q2) 는 각각 기생 다이오드 성분인 역병렬 다이오드 (DQ1, DQ2) 성분과 기생 커패시터 (CQ1, CQ2) 성분을 갖는다. 이에 따라, 제 1 스위치 (Q1) 와 제 2 스위치 (Q2) 는, 등가적으로, 다이오드 (DQ1, DQ2) 와 커패시터 (CQ1, CQ2) 가 병렬로 연결되며 각각의 게이트에 입력되는 전압에 의해 스위칭 동작을 하는 스위치로 모델링 된다.The first switch Q 1 and the second switch Q 2 each have antiparallel diodes D Q1 and D Q2 components and parasitic capacitors C Q1 and C Q2 components which are parasitic diode components. Accordingly, the first switch Q 1 and the second switch Q 2 are equivalently connected with the diodes D Q1 and D Q2 and the capacitors C Q1 and C Q2 in parallel and connected to the respective gates. It is modeled as a switch that performs switching operation by input voltage.
입력 인덕터 (Lin) 는 제 1 스위치 (Q1), 제 2 스위치 (Q2), 및 1차코일 (L1) 의 상단에 공통적으로 연결되어 있다. 직류전원 (Vi) 으로부터 입력되는 직류전압은 입력 인덕터 (Lin) 를 거쳐 제 1 스위치 (Q1), 제 2 스위치 (Q2) 및 1차코일 (L1) 에 인가된다.The input inductor L in is commonly connected to the upper end of the first switch Q 1 , the second switch Q 2 , and the primary coil L 1 . Direct-current voltage input from the DC power source (V i) is applied to the input inductor (L in) through a first switch (Q 1), second switch (Q 2) and the primary coil (L 1).
정류회로부는 기본적으로 두 개의 코일 부분 (L2, L3) 로 구획된 2차코일 (L2, L3) 과 다이오드 (D3, D4) 에 의한 전파정류회로 (Full wave rectifier) 로 구성되어 있다. 전파정류회로의 출력단에는 출력 인덕터 (Lo), 평활 커패시터 (Co) 가 연결되어 있고, 평활 커패시터 (Co) 의 출력이 출력전압 (Vo) 으로서 부하 (Ro) 에 공급된다. 이에 의해, 2차코일 (L2, L3) 의 교류전압이 정류되고 평활되어 부하 (Ro) 에 공급된다.Rectification circuit is composed basically of two coil parts (L 2, L 3) of the secondary coils divided into (L 2, L 3) and a diode full-wave rectification circuit (Full wave rectifier) by (D 3, D 4) It is. The output terminal of the full-wave rectification circuit is supplied with the output inductor (L o), a smoothing capacitor (C o) and is connected to a smoothing capacitor (C o) load (R o) is the output as an output voltage (V o) of the. As a result, the AC voltages of the secondary coils L 2 and L 3 are rectified, smoothed, and supplied to the load Ro .
이와 같은 도 1의 회로에서, 제 1 스위치 (Q1) 와 입력 인덕터 (Lin) 는 컨버터의 입력측 회로가 되며, 제 2 스위치 (Q2) 와 커패시터 (C3) 는 능동 클램프 회로를 구성한다.In this circuit of FIG. 1, the first switch Q 1 and the input inductor L in become the input side circuit of the converter, and the second switch Q 2 and the capacitor C 3 constitute the active clamp circuit. .
큰 용량을 갖도록 형성된 커패시터 (C4) 는 입력전압 (Vi) 과 동일한 전압을 가지며, 제 1 스위치 (Q1) 가 도통할 때 출력측으로 에너지를 공급하는 전압원으로 동작한다.A capacitor (C 4) is formed to have a larger capacity operates in a voltage source which supplies energy to the output side to have the same voltage as the input voltage (V i), the first switch (Q 1) is conductive.
도 2 는 도 1 에 도시된 본 발명에 따른 컨버터의 동작을 이론적으로 설명하기 위하여 각 부분에서의 파형을 도시한 그래프이다. 이 회로를 해석하기 위하여 다음과 같은 가정을 한다.FIG. 2 is a graph showing waveforms at respective parts in order to theoretically explain the operation of the converter according to the present invention shown in FIG. 1. To interpret this circuit, the following assumptions are made:
i) 제 1 스위치 (Q1) 는 시비율 D 로 동작하며, 제 2 스위치 (Q2) 는 시비율 1-D 로 동작하고, 각 스위치 (Q1, Q2) 의 동작시 데드타임은 무시한다.i) The first switch Q 1 operates at the rate D, the second switch Q 2 operates at the rate 1-D, and the dead time is ignored when operating the switches Q 1 and Q 2 . do.
ii) 변압기의 자화 인덕턴스 (Lm) 와 누설 인덕턴스 (L4) 는 모두 트랜스포머 (Tr) 의 1차코일 (L1) 측으로 옮겨서 해석한다.ii) The magnetizing inductance (L m ) and the leakage inductance (L 4 ) of the transformer are both analyzed by moving them to the primary coil (L 1 ) side of the transformer (T r ).
iii) 트랜스포머 (Tr) 의 2차측은 1차측에 대해 각각 n:1 의 동일한 권선비를 갖는다.iii) The secondary side of transformer T r has the same turns ratio of n: 1 relative to the primary side, respectively.
iv) 모든 회로 소자들의 손실은 무시한다.iv) The losses of all circuit elements are ignored.
도 2 에서 각 기호의 의미는 다음과 같다.The meaning of each symbol in FIG. 2 is as follows.
VGS1, VGS2 : 제 1 스위치 (Q1) 와 제 2 스위치 (Q2) 의 게이트-소스 전압으로서 제 1 스위치 (Q1) 와 제 2 스위치 (Q2) 의 구동전압,A driving voltage as a source voltage of the first switch (Q 1) and the second switch (Q 2), - a first switch (Q 1) and the second gate of the switch (Q 2): V GS1, V GS2
VDS1, VDS2 : 제 1 스위치 (Q1) 와 제 2 스위치 (Q2) 의 양단의 전압,V DS1 , V DS2 : voltages at both ends of the first switch Q 1 and the second switch Q 2 ,
iQ1, iQ2 : 제 1 스위치 (Q1) 와 제 2 스위치 (Q2) 를 통해 흐르는 전류,i Q1 , i Q2 : current flowing through the first switch Q 1 and the second switch Q 2 ,
iL4 : 누설 인덕턴스 (L4) 를 통해 흐르는 전류,i L4 : Current flowing through the leakage inductance L 4 ,
iD3, iD4 : 다이오드 (D3) 와 다이오드 (D4) 를 통해 흐르는 전류,i D3 , i D4 : current flowing through diode (D 3 ) and diode (D 4 ),
iin : 입력전원 (Vi) 에 의해 흐르는 전류,i in : current flowing by the input power (V i ),
VC3, VC4, VL1 : 커패시터 (C3), 커패시터 (C4), 및 1차코일 (L1) 양단의 전압.V C3 , V C4 , V L1 : voltage across capacitor (C 3 ), capacitor (C 4 ), and primary coil (L 1 ).
이와 같은 본 발명에 따른 컨버터의 동작을 먼저 개괄적으로 설명하면 다음과 같다.The operation of the converter according to the present invention will be described first as follows.
도 1의 컨버터에서 두 스위치 (Q1, Q2) 가 교번으로 온/오프 동작을 하면서 입력 전력을 출력으로 변환한다. 제 1 스위치 (Q1) 가 온 되는 구간에서는 이전 구간에서 커패시터 (C4) 에 충전되었던 에너지가 출력으로 전달되고, 제 2 스위치(Q2) 가 온 되는 구간에서는 입력전원 (Vi) 으로부터 에너지가 출력으로 전달된다.In the converter of FIG. 1, the two switches Q 1 and Q 2 alternately turn on / off the input power to the output. A first switch in the interval (Q 1) is on the energy that was charged in the capacitor (C 4) in the previous period is transmitted as an output, a second switch in the period in which (Q 2) is turned on energy from the input power source (V i) Is passed to the output.
또한, 두 스위치 (Q1, Q2) 가 동시에 오프되는 구간인 데드타임 (Dead-time) 구간에서는 자화 인덕턴스 (Lm) 를 포함한 인덕턴스 성분과 스위치(Q1, Q2)의 기생 커패시턴스 (CQ1, CQ2) 사이에서의 공진에 의하여 영전압 스위칭 동작이 이루어진다.In the dead-time section, in which the two switches Q 1 and Q 2 are turned off at the same time, the inductance component including the magnetizing inductance L m and the parasitic capacitance C of the switches Q 1 and Q 2 by the resonance between the Q1, C Q2) is made zero-voltage switching operation.
이하에서는 도 3 을 참조하여 상기와 같은 본 발명에 따른 컨버터의 동작을 각 모드별로 보다 상세하게 설명한다.Hereinafter, the operation of the converter according to the present invention as described above will be described in more detail for each mode.
본 발명에서, 입력 인덕터 (Lin), 커패시터 (C3), 커패시터 (C4) 는 모두 비교적 큰 용량을 갖는 소자로 구성한다. 이에 따라, 입력 인덕터 (Lin) 에 흐르는 전류 (iin) 은 정전류에 근사하고, 커패시터 (C3) 의 전압 (VC3) 및 커패시터 (C4)의 전압 (VC4) 은 정전압에 근사하는 것으로 한다.In the present invention, the input inductor L in , the capacitor C 3 , and the capacitor C 4 are all composed of devices having a relatively large capacitance. Accordingly, the current i in flowing in the input inductor L in approximates the constant current, and the voltage V C3 of the capacitor C 3 and the voltage V C4 of the capacitor C 4 approximate the constant voltage. Shall be.
도 3의 (a) 내지 (f)는 각각 모드 1 내지 모드 6 에서의 등가회로를 도시하고 있다. 각 모드에서의 동작을 상세히 설명하면 다음과 같다.3 (a) to 3 (f) show equivalent circuits in modes 1 to 6, respectively. The operation in each mode will be described in detail as follows.
1) 모드 1 (t1 ~ t2) : Q1 turn off, Q2 off1) Mode 1 (t 1 ~ t 2 ): Q 1 turn off, Q 2 off
모드 1 에서는 제 1 스위치 (Q1) 는 턴오프되고 제 2 스위치 (Q2) 는 이전 모드에서의 상태인 오프 상태를 유지한다.In mode 1 the first switch Q 1 is turned off and the second switch Q 2 maintains the off state, which is the state in the previous mode.
t1 시점에서 제 1 스위치 (Q1) 가 턴오프 (turn off) 되면 자화 인덕턴스 (Lm), 누설 인덕턴스 (L4), 및 기생 커패시턴스 (CQ1, CQ2) 의 공진에 의하여 순간적으로 커패시터 (CQ1) 은 충전되고 커패시터 (CQ2) 는 방전된다. 충ㆍ방전이 완료되는 시점에서 커패시터 (CQ1) 의 양단의 전압 (VDS1) 은 Vi/(1-D) 이 되고 커패시터 (CQ2) 의 양단의 전압 (VDS2) 은 영전압이 된다.When the first switch Q 1 is turned off at time t 1 , the capacitor is instantaneously caused by the resonance of the magnetizing inductance L m , the leakage inductance L 4 , and the parasitic capacitances C Q1 and C Q2 . (C Q1 ) is charged and the capacitor (C Q2 ) is discharged. At the time when charging and discharging is completed, the voltage V DS1 across the capacitor C Q1 becomes V i / (1-D) and the voltage V DS2 across the capacitor C Q2 becomes zero voltage. .
커패시터 (CQ2) 의 방전이 완료된 후에도 자화 인덕턴스 (Lm) 및 누설 인덕턴스 (Lm)의 여분의 에너지에 의하여 제 2 스위치 (Q2) 의 전류 (iQ2) 가 계속 역병렬 다이오드 (DQ2) 를 통해 흐르므로, VDS2 는 영전압 상태를 그대로 유지하게 된다.A capacitor (C Q2) after the discharge is complete, the magnetizing inductance (L m) and the leakage inductance (L m) is still the anti-parallel diode (D Q2 of the current (i Q2) of the second switch (Q 2) by the extra energy of the ), V DS2 will remain at zero voltage.
출력측에서는 출력인덕터 (Lo) 가 에너지를 출력측으로 방출시키는 환류기간으로서 다이오드 (D3, D4) 는 환류 경로를 구성하여 iD3 및 iD4 를 흐르게 한다.On the output side, the output inductor L o is a reflux period in which energy is released to the output side. The diodes D 3 and D 4 form a reflux path to flow i D3 and i D4 .
2) 모드 2 (t2 ~ t3) : Q1 off, Q2 turn on2) Mode 2 (t 2 ~ t 3 ): Q 1 off, Q 2 turn on
모드 2 에서는 제 1 스위치 (Q1) 는 이전 모드에서의 상태인 오프 상태를 유지하고 제 2 스위치 (Q2) 는 턴온된다.In mode 2, the first switch Q 1 maintains the off state, which is the state in the previous mode, and the second switch Q 2 is turned on.
t2 시점에 제 2 스위치 (Q2) 를 턴온시켜도 제 2 스위치 (Q2) 의 역병렬 다이오드 (DQ2) 가 계속 도통되어 VDS2 는 영전압 상태가 되므로, 영전압 턴온이 되지만 아직 제 2 스위치 (Q2) 의 채널로는 전류가 흐르지 않는다. 출력측에서는 이 시구간동안 환류가 지속되고 있으나, 이 시구간의 종점 t3 에서 iD3 가 영 (zero) 이 되어 다이오드 (D3) 가 전류 (轉流) 되면서 환류는 끝나게 된다.Even if the second switch Q 2 is turned on at the time t 2 , the antiparallel diode D Q2 of the second switch Q 2 continues to conduct, so that the V DS2 is in a zero voltage state, so that the zero voltage is turned on, but the second voltage is still on. No current flows through the channel of the switch Q 2 . On the output side, reflux is continued during this time period, but at the end point t 3 of the time period , i D3 becomes zero, and the diode D 3 becomes current and the reflux ends.
3) 모드 3 (t3 ~ t4) : Q1 off, Q2 on3) Mode 3 (t 3 ~ t 4 ): Q 1 off, Q 2 on
모드 3 에서는 제 1 스위치 (Q1) 와 제 2 스위치 (Q2) 는 이전 모드에서의 상태인 오프 상태와 온 상태를 각각 유지하고 있다.In mode 3, the first switch Q 1 and the second switch Q 2 maintain the off state and the on state, which are states in the previous mode, respectively.
이 시구간 동안 제 2 스위치 (Q2) 에서는 일정 시간동안 역병렬 다이오드 (DQ2) 의 도통이 지속되다가 전류의 극성이 바뀌면서 제 2 스위치 (Q2) 의 채널이 도통하기 시작한다.The period of time a second switch (Q 2) in the doedaga conduction duration of a period of time while the anti-parallel diode (D Q2) begins to the channel of the second switch (Q 2) the polarity of the current bakkwimyeonseo conductive for liver.
한편, 출력측에서는 다이오드 (D4) 만이 도통이 되면서 출력 인덕터 (Lo) 가 에너지를 축적하게 되는데 이때의 에너지는 입력측으로부터 공급받게 된다.On the other hand, the output inductor L o accumulates energy while only the diode D 4 is turned on at the output side, and the energy is supplied from the input side.
4) 모드 4 (t4 ~ t5) : Q1 off, Q2 turn off4) Mode 4 (t 4 ~ t 5 ): Q 1 off, Q 2 turn off
모드 4 에서는 제 1 스위치 (Q1) 는 이전 모드에서의 상태인 오프 상태를 유지하고 제 2 스위치 (Q2) 는 턴오프된다.In mode 4, the first switch Q 1 maintains the off state, which is the state in the previous mode, and the second switch Q 2 is turned off.
t4 시점에 제 2 스위치 (Q2) 가 턴오프되면, 자화 인덕턴스 (Lm), 누설 인덕턴스 (L4), 및 기생 커패시턴스 (CQ1, CQ2) 의 공진에 의하여 순간적으로 커패시터 (CQ1) 은 방전되고 커패시터 (CQ2) 는 충전된다. 충ㆍ방전이 완료되는 시점에서 커패시터 (CQ1) 의 양단의 전압 (VDS1) 은 영(zero)이 되고 커패시터 (CQ2) 의 양단의 전압 (VDS2) 은 커패시터 (C3) 의 전압 (VC3) ( = Vi/(1-D)) 과 같게 된다.When the second switch Q 2 is turned off at time t 4 , the capacitor C Q1 is instantaneously caused by the resonance of the magnetizing inductance L m , the leakage inductance L 4 , and the parasitic capacitances C Q1 and C Q2 . ) Is discharged and the capacitor C Q2 is charged. At the time when charging and discharging is completed, the voltage V DS1 across the capacitor C Q1 becomes zero and the voltage V DS2 across the capacitor C Q2 becomes the voltage of the capacitor C 3 . V C3 ) (= V i / (1-D))
커패시터 (CQ1) 의 방전이 완료된 후에도 자화 인덕턴스 (Lm) 및 누설 인덕턴스 (L4) 의 여분의 에너지에 의하여 제 1 스위치 (Q1) 의 전류 (iQ1) 가 계속 역병렬 다이오드 (DQ1) 를 통하여 흐르므로 VDS1 은 영전압 상태를 그대로 유지하게 된다.A capacitor (C Q1) after the discharge is complete, the magnetizing inductance (L m) and the leakage inductance (L 4) of the continuing antiparallel diode (D Q1 current (i Q1) of the first switch (Q 1) by the extra energy of the ), V DS1 remains at zero voltage.
출력측은 출력인덕터 (Lo) 가 모드 3 에서 축적한 에너지를 출력측으로 방출시키는 환류기간으로서, 다이오드 (D3, D4) 는 환류 경로를 구성하여 iD3 및 iD4 를 흐르게 한다.The output side is a reflux period in which the output inductor L o releases the energy accumulated in the mode 3 to the output side. The diodes D 3 and D 4 form a reflux path to flow i D3 and i D4 .
5) 모드 5 (t5 ~ t6) : Q1 turn on, Q2 off5) Mode 5 (t 5 ~ t 6 ): Q 1 turn on, Q 2 off
모드 5에서는 제 1 스위치 (Q1) 는 턴온되고 제 2 스위치 (Q2) 는 이전 모드에서의 상태인 오프 상태를 유지한다.In mode 5 the first switch Q 1 is turned on and the second switch Q 2 maintains the off state, which is the state in the previous mode.
t5 시점에서 제 1 스위치 (Q1) 을 턴온 시킴으로써 영전압 턴온이 이루어지고 역병렬 다이오드 (DQ1) 로 흐르던 전류가 제 1 스위치 (Q1) 의 채널로 흐르게 된다. 출력측에서는 이 시구간 동안 환류가 지속되고 있으나 이 시구간의 종점 t6 에서 iD4 가 영 (zero) 이 되어 다이오드 (D4) 가 전류되면서 환류는 끝나게 된다.By turning on the first switch Q 1 at time t 5 , zero-voltage turn-on is achieved and current flowing through the anti-parallel diode D Q1 flows into the channel of the first switch Q 1 . On the output side, reflux is maintained during this time period, but at the end point t 6 of the time period , i D4 becomes zero and the diode D 4 is energized to complete the reflux.
6) 모드 6 (t6 ~ t7) : Q1 on, Q2 off6) Mode 6 (t 6 ~ t 7 ): Q 1 on, Q 2 off
모드 6 에서는 제 1 스위치 (Q1) 와 제 2 스위치 (Q2) 는 이전 모드에서의 상태인 온 상태와 오프 상태를 각각 유지한다.In mode 6, the first switch Q 1 and the second switch Q 2 maintain the on state and the off state, respectively, which are the states in the previous mode.
출력측에서는 다이오드 (D3) 만이 도통되면서 출력 인덕터 (Lo) 가 에너지를 축적하게 된다. 이때의 에너지는 커패시터 (C4) 로부터 공급받게 된다.The output side, as only the diode (D 3) interconnecting the output inductor (L o) is to store energy. At this time, energy is supplied from the capacitor C 4 .
이와 같은 모드 1 내지 모드 6 까지의 동작이 반복되면서 소프트 스위칭이 수행되게 된다.As described above, the operation of Modes 1 to 6 is repeated, so that soft switching is performed.
한편, 전파정류회로의 출력단에 연결된 출력 인덕터(Lo)와 커패시터(C4)는 저역통과필터 (Low Pass Filter) 의 기능을 한다. 이에 의해 전파정류회로에서 출력되는 전압의 노이즈가 제거된다. 또한, 전술한 바와 같이, 출력 인덕터 (Lo)는 전파정류회로에의 출력의 데드타임 동안에, 축적되었던 에너지를 출력측에 공급하는 기능을 하게 된다.On the other hand, the output inductor (L o ) and the capacitor (C 4 ) connected to the output terminal of the full-wave rectifier circuit functions as a low pass filter (Low Pass Filter). As a result, noise of the voltage output from the full-wave rectifying circuit is removed. In addition, as described above, the output inductor LO serves to supply the stored energy to the output side during the dead time of the output to the full-wave rectifying circuit.
상기한 실시예에서는 직류/직류 소프트 스위칭 컨버터가 강압형 컨버터로 사용되고 있는 예를 도시하고 있으나, 본 발명에 따른 소프트 스위칭 컨버터는 강압형은 물론 승압형에도 사용될 수 있다. 이는 트랜스포머 (Tr) 의 1차코일 (L1) 과 2차코일 (L2, L3) 의 권선비를 변화시킴으로써 구현될 수 있다.In the above embodiment, a DC / DC soft switching converter is used as a step-down converter, but the soft switching converter according to the present invention can be used in step-down type as well as step-up type. This can be realized by varying the turns ratio of the primary coil L 1 and the secondary coils L 2 , L 3 of the transformer T r .
이와 같은 본 발명에 따르면, 도 2 에 도시된 바와 같이, 제 1 스위치 (Q1) 와 제 2 스위치 (Q2) 의 스위칭 상태의 교번이 (즉, VGS1 과 VGS2 의 전압 변화가) 영전압인 상태 (즉, VL1 이 영전압인 경우) 에 수행되므로, 전압과 전류의 중첩에 의해 스위치에서 발생하는 손실인 스위칭 손실이 없는 소프트 스위칭이 수행된다.According to the present invention as shown in FIG. 2, the alternating switching states of the first switch Q 1 and the second switch Q 2 are zero (that is, the voltage change of V GS1 and V GS2 is zero). Since it is performed in the state of voltage (that is, when V L1 is zero voltage), soft switching without switching loss, which is a loss occurring in the switch due to the superposition of voltage and current, is performed.
또한, 기생 커패시턴스 (CQ1, CQ2) 와 트랜스포머 (Tr) 의 누설 인덕턴스 (L4) 성분에 의한 공진, 및 기생 다이오드 (DQ1, DQ2) 를 이용하여 스위칭 동작을 제어함으로써, 스위칭 손실을 줄일 수 있다. 이러한 스위칭 손실의 저감에 의해 스위칭 주파수를 증가시킬 수 있고, 이로 인해 트랜스포머, 인덕터, 커패시터 등의 크기를 줄여 전체 시스템의 부피를 줄일 수 있다.In addition, switching loss is controlled by using the parasitic capacitances C Q1 and C Q2 and the resonance caused by the leakage inductance L 4 of the transformer T r , and the switching operation by using the parasitic diodes D Q1 and D Q2 . Can be reduced. This reduction in switching losses can increase the switching frequency, thereby reducing the size of the transformer, inductor, capacitors, etc., thereby reducing the volume of the entire system.
또한, 본 발명에 따르면, 도 2에 도시된 바와 같이, 트랜스포머 (Tr) 의 1차측 전류가 구형파로 전달되지 않고 삼각파의 형태로 전달되며, 이에 따라 1차측 전압과 2차측 전압이 리플이 감소되어 EMI 노이즈가 감소된다. 따라서 전체 시스템의 효율이 증대된다.In addition, according to the present invention, as shown in FIG. 2, the primary side current of the transformer T r is transmitted as a triangular wave instead of a square wave, whereby the primary side voltage and the secondary side voltage are reduced in ripple. EMI noise is reduced. Thus, the efficiency of the entire system is increased.
이상에서는 본 발명의 바람직한 실시예에 대해서 도시하고 설명하였으나, 본 발명은 상술한 특정의 실시예에 한정되지 아니하며, 당해 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 요지를 벗어나지 않는 다양한 변형 실시가 가능함은 물론이고, 그와 같은 변형 실시는 본원발명의 특허청구범위에 속할 것이다.Although the above has been illustrated and described with respect to the preferred embodiment of the present invention, the present invention is not limited to the above-described specific embodiment, and those skilled in the art, various modifications that do not depart from the gist of the present invention. Of course, such modifications will fall within the claims of the present invention.
도 1은 본 발명에 따른 소프트 스위칭 컨버터의 회로도,1 is a circuit diagram of a soft switching converter according to the present invention;
도 2는 도 1의 각 부위에서의 전압과 전류의 파형을 나타낸 그래프, 그리고FIG. 2 is a graph showing waveforms of voltage and current at each part of FIG. 1, and
도 3a 내지 도 3f는 도 1의 각 모드에서의 스위칭 상태에 따른 전류의 흐름을 도시한 회로도이다.3A to 3F are circuit diagrams illustrating a flow of current according to a switching state in each mode of FIG. 1.
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 *Explanation of symbols on the main parts of the drawings
Vi : 입력 직류전원 Lin : 입력 인덕터V i : Input DC Power L in : Input Inductor
Q1, Q2 : 제1 및 제2스위치 DQ1, DQ2 : 역병렬 다이오드Q 1 , Q 2 : First and second switches D Q1 , D Q2 : Inverse parallel diode
CQ1, CQ2 : 기생 커패시터 C3, C4 : 커패시터C Q1 , C Q2 : Parasitic Capacitors C 3 , C 4 : Capacitors
Tr : 트랜스포머 L1 : 1차코일T r : Transformer L 1 : Primary Coil
L2, L3 : 2차코일 Lm : 자화 인덕턴스 성분L 2 , L 3 : Secondary coil L m : Magnetized inductance component
L4 : 누설 인덕턴스 성분L 4 : Leakage inductance component
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