KR100480881B1 - A Blind Adaptive Decision Feedback Equalizer using Error Feedback - Google Patents
A Blind Adaptive Decision Feedback Equalizer using Error Feedback Download PDFInfo
- Publication number
- KR100480881B1 KR100480881B1 KR10-2002-0036214A KR20020036214A KR100480881B1 KR 100480881 B1 KR100480881 B1 KR 100480881B1 KR 20020036214 A KR20020036214 A KR 20020036214A KR 100480881 B1 KR100480881 B1 KR 100480881B1
- Authority
- KR
- South Korea
- Prior art keywords
- error
- error function
- feedback
- equalizer
- filter
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
- H04L25/03248—Arrangements for operating in conjunction with other apparatus
- H04L25/03254—Operation with other circuitry for removing intersymbol interference
- H04L25/03267—Operation with other circuitry for removing intersymbol interference with decision feedback equalisers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03057—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a recursive structure
- H04L25/0307—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a recursive structure using blind adaptation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L2025/03592—Adaptation methods
- H04L2025/03598—Algorithms
- H04L2025/03611—Iterative algorithms
- H04L2025/03636—Algorithms using least mean square [LMS]
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Abstract
본 발명은 에러 궤환을 이용한 적응 결정 궤환 등화기(Adaptive Decision Feedback Equalizer)에 관한 것으로, 특히 MMA 알고리즘과 LMS 알고리즘을 연동하여 사용함으로써 훈련 순열없이 채널에 적응할 수 있으며, 종래의 적응 결정 궤환 등화기에 에러를 궤환할 수 있는 부분인 에러 궤환 필터(error feedback filter)를 추가하여 에러 신호의 상관성을 감소시킴으로써 채널 등화 성능을 향상시킨 에러 궤환을 이용한 블라인드 적응 결정 궤환 등화기를 제공한다.The present invention relates to an adaptive decision feedback equalizer using error feedback, and in particular, by using an MMA algorithm and an LMS algorithm in combination, the present invention can adapt to a channel without training permutation, and error in a conventional adaptive decision feedback equalizer. A blind adaptive decision feedback equalizer using error feedback that improves channel equalization performance by adding an error feedback filter, which is a part capable of feedback, reduces the correlation of error signals.
Description
본 발명은 에러 궤환을 이용한 블라인드 적응 결정 궤환 등화기(A Blind Adaptive Decision Feedback Equalizer)에 관한 것으로, 특히 MMA 알고리즘과 LMS 알고리즘을 연동하여 사용함으로써 훈련 순열 없이 채널에 적응할 수 있으며, 종래의 적응 결정 궤환 등화기에 에러를 궤환할 수 있는 에러 궤환 필터(error feedback filter)를 추가하여 에러 신호의 상관성을 감소시킴으로써 채널 등화 성능을 향상시킨 에러 궤환을 이용한 적응 결정 궤환 등화기를 제공한다. The present invention relates to a blind adaptive decision feedback equalizer using error feedback, and in particular, by using an MMA algorithm and an LMS algorithm in combination, the present invention can adapt to a channel without training perturbations, and the conventional adaptive decision feedback. The present invention provides an adaptive decision feedback equalizer using error feedback that improves channel equalization performance by adding an error feedback filter capable of feeding back an error to the equalizer to reduce the correlation of error signals.
디지털 통신 시스템에서는 송신단으로부터 전송된 신호가 채널을 거치면서 여러 가지 왜곡이 발생한다. 상기 왜곡을 발생시키는 요인으로는 가우스 열잡음, 임펄스 잡음, 신호의 강도가 시간적으로 변하는 현상인 페이딩(fading)에 의한 가산형 또는 승산형 잡음 등이 있다.In a digital communication system, various distortions occur as a signal transmitted from a transmitter passes through a channel. Factors that cause the distortion include Gaussian thermal noise, impulse noise, and addition or multiplication noise due to fading, which is a phenomenon in which the strength of a signal changes in time.
또한, 다중 경로 채널, 비이상적인 주파수 응답, 군지연 등에 의한 부호간 간섭(Inter Symbol Interference) 등은 고속 디지털 데이터 통신 시스템의 성능을 저하시키는 주요한 원인이 된다.In addition, inter-symbol interference due to multipath channels, non-ideal frequency response, group delay, etc. is a major cause of degrading the performance of high-speed digital data communication systems.
상기와 같은 채널의 왜곡을 보상하여 수신측에서 비트 오류를 감소시키는 기법을 채널 등화라고 하며, 상기 채널 등화를 실시하는 장치를 등화기라고 한다. 상기 등화기는 수신단에서 수신되는 신호의 크기와 딜레이 특성을 보상함으로써 송신되는 신호의 전력을 증가시키거나 채널대역폭을 바꾸지 않고도 통신로의 품질을 높일 수 있다. The technique of compensating for the distortion of the channel and reducing the bit error at the receiving side is called channel equalization, and the apparatus for performing the channel equalization is called equalizer. The equalizer compensates for the magnitude and delay characteristics of the signal received at the receiver, thereby increasing the quality of the communication path without increasing the power of the transmitted signal or changing the channel bandwidth.
상기 등화기는 추적(tracking) 모드와 직접 판정(decision directed) 모드로 동작한다. 상기 추적 모드에서 송신기는 약속된 훈련순열(training sequence)을 보내게 되고 등화기는 훈련순열을 받아 탭 계수를 초기화한다. 등화기의 탭 계수가 수렴이 되면 추적모드에서 직접 판정모드로 전환이 되며, 훈련 순열 대신 판정된 데이터로 채널의 잔존 에러를 보상하게 된다. The equalizer operates in tracking mode and decision directed mode. In the tracking mode, the transmitter sends a promised training sequence and the equalizer receives the training sequence to initialize the tap coefficients. When the tap coefficients of the equalizer converge, the mode is directly switched from the tracking mode to the judgment mode, and the residual error of the channel is compensated for by the determined data instead of the training permutation.
그러나 방송 서비스 HDTV, LMDS(Local Multipoint Distribution Service), 그리고 DOCSIS의 하향링크 등의 표준안에는 훈련 순열이나 파일럿 채널 없이 채널을 적응할 것을 요구한다. 이러한 표준안을 지원하기 위하여 제안된 것이 블라인드(blind) 적응 알고리즘이다. However, standards such as HDTV, Local Multipoint Distribution Service (LMDS), and downlink in DOCSIS require the adaptation of channels without training permutations or pilot channels. A blind adaptive algorithm is proposed to support this standard.
상기 블라인드 적응 알고리즘은 전송신호의 통계적인 성질을 이용하여 송신되는 신호의 사전정보 없이 채널 등화를 시작하며, 사용되는 알고리즘들은 RCA(Reduced Constellation Algorithm; 이하, RCA), CMA(Constant Modulus Algorithm; 이하 CMA)와 MMA(Multi Modulus Algorithm; 이하, MMA)로 구분할 수 있다.The blind adaptation algorithm starts channel equalization without prior information of the transmitted signal using the statistical properties of the transmission signal, and the algorithms used are RCA (Reduced Constellation Algorithm; RCA) and CMA (Constant Modulus Algorithm). ) And MMA (Multi Modulus Algorithm).
상기 RCA는 송신 신호의 성좌도(Constellation)를 줄여서 채널 적응을 시작하는 블라인드 알고리즘이며, 상기 CMA는 성좌도의 원점을 중심으로 하나의 원을 그리고, 원과의 거리를 계산하여 거리를 줄이는 방향으로 탭 계수를 적응시키는 블라인드 알고리즘이다. The RCA is a blind algorithm that starts channel adaptation by reducing the constellation of the transmission signal, and the CMA draws a circle around the origin of the constellation and calculates the distance from the circle to reduce the distance. It is a blind algorithm that adapts.
또한, MMA는 성좌도의 실수축과 허수축을 나누어서 독립적으로 적응하도록 하는 블라인드 알고리즘으로, 상기 MMA를 사용한 등화기는 실수축과 허수축을 두 개의 지연선(transversal) 필터를 사용하여 서로 독립적으로 동작하도록 설계되었다.In addition, MMA is a blind algorithm that independently divides the real axis and the imaginary axis of the constellation diagram, so that the equalizer using the MMA allows the real axis and the imaginary axis to operate independently of each other using two transversal filters. Designed.
도1 내지 도2는 종래의 MMA 알고리즘을 사용한 등화기의 일반적인 구성을 나타낸 것이다.1 to 2 show a general configuration of an equalizer using a conventional MMA algorithm.
먼저, 도1은 종래의 MMA 알고리즘을 사용한 등화기를 나타낸 것으로, 실수축과 허수축을 갖는 두 개의 필터(20a,20b)로 구성되어 탭 계수인 Cn과 Dn을 갱신하여 채널을 적응하는 등화 필터부(20)와, 등화 필터부(20)를 통해 입력된 파형을 실수축과 허수축으로 구별하여 판정하는 판정기(30a, 30b)와, 등화 필터부(20)의 출력()을 입력받아 에러함수()를 생성한 후, 상기 두개의 필터(20a, 20b)에 공급하는 실수/허수 에러 함수 생성부(10a, 10b)(coefficient generator)로 구성된다.First, FIG. 1 shows an equalizer using a conventional MMA algorithm. The equalizer is composed of two filters 20a and 20b having a real axis and an imaginary axis to update a tap coefficient C n and D n to adapt a channel. The output of the filter unit 20, the determiners 30a and 30b for discriminating and determining the waveform inputted through the equalization filter unit 20 into the real axis and the imaginary axis, and the output of the equalization filter unit 20 ( Error function () ) And real / imaginary error function generators 10a and 10b (coefficient generators) supplied to the two filters 20a and 20b.
다음에, 도2는 MMA 알고리즘을 결정 궤환 구조에 이용한 등화기를 나타낸 것으로, 채널을 통과하여 입력되는 신호를 이용하여 처리하는 전방필터(40a)와 이미 결정된 신호를 가지고 처리하는 후방필터(40b)로 구성된 등화 필터부(40)와, 등화 필터부(40)를 통해 입력된 파형을 실수축과 허수축으로 구별하여 판정하는 판정기(60)와, 등화 필터부(40)의 출력()을 입력받아 에러함수()를 생성한 후, 등화 필터부내의 전방필터(40a)와 후방필터(40b)로 공급하는 에러 함수 생성부(50)(coefficient generator)로 구성된다.Next, Fig. 2 shows an equalizer using the MMA algorithm for the decision feedback structure, which includes a front filter 40a for processing using a signal input through a channel and a rear filter 40b for processing with an already determined signal. The output of the equalization filter unit 40, the determiner 60 which discriminates and determines the waveform inputted through the equalization filter unit 40 by the real axis and the imaginary axis, and the output of the equalization filter unit 40 ( Error function () ) And an error function generator 50 (coefficient generator) for supplying to the front filter 40a and the rear filter 40b in the equalization filter section.
도3은 종래 기술의 MMA 알고리즘을 사용하는 등화기의 필터 구조를 나타낸 것으로, 도1과 도2의 등화 필터부에 사용된 하나의 필터이다. 즉, 도1에 도시된 등화기에서 등화필터부는 도3에 도시된 필터 두 개를 병렬로 구성하고, 도2에 도시된 결정 궤환 구조의 등화기에서는 도3의 필터를 전방필터 및 후방필터로 구성한다.3 shows a filter structure of an equalizer using the MMA algorithm of the prior art, which is one filter used in the equalization filter section of FIGS. That is, in the equalizer shown in FIG. 1, the equalization filter unit comprises two filters shown in FIG. 3 in parallel, and in the equalizer of the crystal feedback structure shown in FIG. 2, the filters of FIG. Configure.
상기 필터는 등화기의 입력인 을 지연시키기 위한 딜레이부(70)와, 등화기의 입력인 을 켤레 복소수인 으로 나타내는 변환부(80)와, 상기 변환부(80)에서 출력되는 과 에러 생성부에서 생성된 에러 함수()를 곱하여 탭 계수를 생성하기 위한 복소수 곱셈기(90) 및 누적기(100)와, 탭 계수를 저장하기 위한 레지스터(110)와, 레지스터(110)에 저장된 탭 계수를 각 딜레이부마다 곱하고, 누적하여 출력을 생성하는 곱셈기(120)와 덧셈기(130)로 구성된다.The filter is the input of the equalizer Delay unit 70 for delaying the Pair of complexes The conversion unit 80 and the output from the conversion unit 80 And error functions generated by the error generator Multiply each complex by a complex multiplier 90 and an accumulator 100 for generating tap coefficients, a register 110 for storing the tap coefficients, and a tap coefficient stored in the register 110 for each delay unit. And a multiplier 120 and an adder 130 for generating an output.
상기와 같이 구성된 도1과 도2의 MMA 알고리즘을 사용한 등화기의 동작을 설명하면 다음과 같다. Referring to the operation of the equalizer using the MMA algorithm of Figures 1 and 2 configured as described above are as follows.
먼저, 도1에서 도시된 MMA 알고리즘을 사용한 등화기는 도3에 도시된 필터의 구조를 사용하여 실수축과 허수축을 나누어서 두 개의 FIR 필터가 독립적으로 적응하게 된다. 에러 함수 과 는 등화 필터부의 출력을 입력으로 하여 수학식1과 같이 실수축과 허수축으로 나누어서 구해지게 된다.First, the equalizer using the MMA algorithm shown in FIG. 1 divides the real axis and the imaginary axis by using the filter structure shown in FIG. 3 so that two FIR filters are independently adapted. Error function and Is obtained by dividing the real and imaginary axes as shown in Equation 1 by using the output of the equalization filter unit.
수학식2는 MMA 알고리즘의 계수 갱신 수식을 나타낸 것이다.Equation 2 shows the coefficient update equation of the MMA algorithm.
상기 수학식2에 나타낸 는 등화기의 입력신호의 켤레 복소수를 나타낸 것이다. 과 은 각각 실수축과 허수축의 탭 계수를 나타낸다.Shown in Equation 2 Denotes the complex conjugate of the input signal of the equalizer. and Are the tap coefficients of the real axis and the imaginary axis, respectively.
또한 도2에 도시된 결정 궤환 등화기의 동작을 살펴보면 도1에서 보인 등화기와 달리 이미 결정된 값을 이용하여 심볼간 간섭을 제거하게 된다. 즉, 도1의 등화기와 달리 하나의 탭 계수 갱신만으로 채널 적응이 가능하다. 또한, 에러함수 생성부에서 에러를 생성하는 에러함수는 수학식3과 같이 구해진다. 하기 수학식 3의 에러함수는 수학식1과 같이 실수축과 허수축으로 구분하여 구하는 것이 아니라 실수축과 허수축의 값을 동시에 구하게 된다.In addition, referring to the operation of the decision feedback equalizer shown in FIG. 2, unlike the equalizer shown in FIG. 1, the inter-symbol interference is eliminated using a predetermined value. That is, unlike the equalizer of FIG. 1, channel adaptation is possible by only one tap coefficient update. In addition, an error function for generating an error in the error function generation unit is obtained as in Equation (3). The error function of Equation 3 is not obtained by dividing the real axis and the imaginary axis like Equation 1, but simultaneously obtains the values of the real axis and the imaginary axis.
수학식4는 MMA 알고리즘의 계수 갱신 수식을 나타낸 것으로 수학식2와는 달리 실수축과 허수축의 값을 동시에 갱신하게 된다.Equation 4 shows the coefficient update equation of the MMA algorithm. Unlike Equation 2, Equation 4 simultaneously updates the values of the real axis and the imaginary axis.
상기 도2의 전방필터에서는 채널을 통과하여 들어오는 신호를 처리하여 왜곡을 보상하게 되고, 후방필터에서는 이미 결정된 값을 이용하여 나머지 잔존 에러를 보상하게 된다. In the front filter of FIG. 2, the signal received through the channel is processed to compensate for the distortion, and the rear filter compensates for the remaining residual error by using the determined value.
상기 수학식들에서 는 채널 적응 속도를 결정하는 상수(stepsize)로써 값이 크면 적응 속도는 빨라지나 잔여 오차가 크며 등화기가 발산 또는 진동할 가능성이 높아진다. 또한, 상기 값이 작으면 적응 속도는 느려지나 잔류 오차가 작은 장점이 있다.In the above equations Is a step size that determines the channel adaptation rate. The larger the value, the faster the adaptation, but the greater the residual error, the greater the likelihood that the equalizer will diverge or vibrate. Also, the Smaller values have the advantage of slower adaptation speed but smaller residual error.
또한, 적응 상수 은 수학식5로 구하여 진다.Also, adaptive constant Is obtained by equation (5).
상기 적응 상수 은 수학식1에서 나타난 것처럼 등화기 출력의 제곱 값과 적응 상수 의 제곱값의 차이로 에러함수를 생성하게 된다.The adaptation constant Is the squared value of the equalizer output and the adaptive constant as shown in equation (1). The error function is generated by the difference of the squares of.
상기 적응 상수 값은 송신되는 신호의 통계적인 특성을 가지고 있으므로 값은 변복조 방식이 정해지면 고정된 값을 가지게 된다. 64 QAM에서는 , 128 QAM에서는 , 256 QAM에서의 이다.The adaptation constant The value has the statistical characteristics of the transmitted signal The value has a fixed value when the modulation and demodulation method is determined. 64 QAM , 128 QAM At 256 QAM to be.
상기 MMA를 일반화시킨 형태는 GMMA(Generalized MMA; 이하, GMMA)이다. 상기 GMMA는 MMA를 고차 QAM과 같은 성좌도가 조밀한 변조방식에 적용하면 에러함수가 매우 큰 값을 갖게 된다. 에러 함수가 매우 크게 되면 등화기는 발산하거나 진동할 확률이 높아지게 된다. 이러한 경우를 방지하게 위해 제안된 알고리즘이 GMMA 이다.The generalized form of the MMA is GMMA (Generalized MMA; hereinafter referred to as GMMA). The GMMA has a very large error function when the MMA is applied to a constellation modulation method such as higher order QAM. If the error function is very large, the equalizer is more likely to diverge or vibrate. To prevent this case, the proposed algorithm is GMMA.
상기 GMMA 알고리즘은 등화기의 출력의 크기를 기준으로 적용되는 상수 의 값을 변화하여 생성되는 에러 함수의 값을 적정 범위 안으로 제안해주는 알고리즘이다. 이와 같은 GMMA의 에러 함수 생성방식을 도4에서 나타내고 있으며 이는 GMMA를 256 QAM에 적용하였을 경우를 나타내고 있다.The GMMA algorithm is a constant applied based on the size of the output of the equalizer It is an algorithm that suggests the value of error function created by changing the value of within the proper range. The error function generation method of GMMA is shown in FIG. 4, which shows a case where GMMA is applied to 256 QAM.
상기 적용되는 의 값은 등화기 출력의 절대값에 따라 수학식6과 같이 변화한다.Applied above Is changed according to Equation 6 according to the absolute value of the equalizer output.
상기 도4에 도시된 바와 같이 등화기의 출력이 (1)의 범위에서는 64 QAM 변조방식을 사용한 과 동일한 이 사용되고, 등화기 출력이 (2)의 범위에 위치하면 가 사용되며, (3)의 범위에서는 이 적용되어 에러 함수의 크기를 줄여 등화기의 동작을 안정되게 한다.As shown in FIG. 4, the output of the equalizer is 64 QAM modulation scheme in the range of (1). Same as Is used and the equalizer output is in the range of (2) Is used, in the range of (3) This is applied to reduce the size of the error function to stabilize the operation of the equalizer.
이와 같이 MMA 알고리즘은 직교 전송 변복조 방식인 QAM과 CAP 방식에 적합하도록 제안된 채널 적응 알고리즘이다.As such, the MMA algorithm is a channel adaptation algorithm proposed to be suitable for the QAM and CAP methods, which are orthogonal transmission modulation and demodulation methods.
이상에서 설명한 바와 같이 도1의 종래 MMA 알고리즘을 사용한 등화기는 실수축과 허수축의 탭 계수를 따로 갱신하기 때문에 레지스터, 곱셈기와 덧셈기의 수가 2배로 소요되게 되므로 하드웨어의 부피가 크다는 문제점이 있었다.As described above, since the equalizer using the conventional MMA algorithm of FIG. 1 updates the tap coefficients of the real axis and the imaginary axis separately, the number of registers, multipliers, and adders is doubled.
또한, 도2의 MMA 알고리즘을 결정 궤환 구조에 이용한 등화기의 경우 결정된 값을 이용함으로써 부호간 간섭의 전조 부분을 제거할 수 있으나 부호간 간섭의 후조 부분은 제거되지 못하고 잔존하게 되고, 완전히 제거되지 못한 부호간 간섭은 등화기의 성능을 저하시키며, 신호대 잡음비가 낮은 곳에서는 성능 저하 및 발산을 유발하게 된다는 문제점이 있었다. 또한 결정 궤환 등화기를 적용함에 있어 초기에 오류가 섞인 신호가 궤환됨으로써 등화기의 성능을 저하시키는 요인으로 작용하게 되고, 초기 오류전파 문제는 결정 궤환 등화기의 초기 성능을 저하시키는 요인이 된다는 문제점도 있었다In addition, in the case of an equalizer using the MMA algorithm of FIG. 2 in the decision feedback structure, the precursor part of the inter-signal interference can be removed by using the determined value, but the after-part of the inter-signal interference cannot be removed and remains completely removed. Poor inter-symbol interference deteriorates the performance of the equalizer and causes a performance degradation and divergence at low signal-to-noise ratios. In addition, when the decision feedback equalizer is applied, a signal mixed with an error is initially fed back, which acts as a factor for degrading the performance of the equalizer, and the initial error propagation problem is a factor that degrades the initial performance of the decision feedback equalizer. there was
따라서 본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위해 MMA 알고리즘을 적용하여 하나의 탭 계수 갱신만으로 채널 적응이 가능하고, LMS 알고리즘과 연동하도록 하여 하드웨어 크기를 감소시키며, 결정 궤환 등화기에서 잔존하는 부호간 간섭을 에러 궤환 필터를 사용하여 상관성을 줄여줌으로써 초기오류 전파 문제의 감소 및 채널 등화 성능을 높이는 것을 목적으로 한다.Therefore, in order to solve the above problems, the present invention can apply the MMA algorithm to the channel adaptation by updating only one tap coefficient, reduce the hardware size by interworking with the LMS algorithm, and maintain the inter-code remaining in the decision feedback equalizer. The aim is to reduce the initial error propagation problem and improve the channel equalization performance by reducing the correlation by using the error feedback filter.
상기 목적을 달성하기 위하여 본 발명은 전송 채널로부터 수신된 신호를 필터링하는 전방필터와 후방필터 및 에러 궤환 필터가 병렬로 구성되어 탭 계수를 갱신하여 채널을 적응하는 등화 필터부와; 상기 등화 필터부의 출력을 생성하기 위한 덧셈기와; 상기 덧셈기를 통해 출력된 파형을 실수축과 허수축으로 구별하여 판정하고, 그 판정된 신호를 상기 후방필터에 공급하는 판정기와; 상기 등화 필터부의 출력인 복소수 신호를 입력받아 에러함수를 생성한 후, 상기 전방 필터 및 에러 궤환 필터에 공급하는 에러 함수 생성부를 포함하는 에러궤환을 이용한 적응결정 궤환 등화기를 특징으로 한다.In order to achieve the above object, the present invention includes an equalization filter unit for adapting the channel by updating the tap coefficient by the front filter, the rear filter and the error feedback filter to filter the signal received from the transmission channel in parallel; An adder for generating an output of the equalization filter unit; A determiner for discriminating and determining the waveform output through the adder into a real axis and an imaginary axis, and supplying the determined signal to the rear filter; After receiving a complex signal that is an output of the equalization filter unit to generate an error function, the adaptive decision feedback equalizer using an error feedback including an error function generator for supplying the front filter and the error feedback filter.
이하, 첨부된 도면을 참조로 하여 본 발명을 상세히 설명하기로 한다.Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
도 5는 본 발명에 따른 에러 궤환 필터를 추가한 결정 궤환 등화기의 구조를 나타낸 것으로, 전송 채널로부터 수신된 신호를 필터링하여 출력하는 전방필터(140a, feedforward filter), 이미 결정된 신호를 이용하여 현존하는 신호간의 간섭을 제거하는 후방필터(140b, feedback filter) 및 에러를 궤환시켜 잔존하는 에러의 상관성을 줄여주는 에러 궤환 필터(140c, error feedback filter)들이 병렬로 구성되어 탭 계수인 ,,를 갱신하여 채널에 적응하는 등화 필터부(140)와, 상기 등화 필터부(140)의 출력을 생성하기 위한 덧셈기(150)와, 상기 덧셈기(150)를 통해 출력된 파형을 실수축과 허수축으로 구별하여 판정한 후 판정된 신호를 후방필터(140b)에 공급하는 판정기(160)와, 상기 등화 필터부의 출력인 복소수 신호를 입력받아 에러함수를 구한 후 등화 필터부에 공급하는 에러 함수 생성부(210)(coefficient generator)로 구성된다.FIG. 5 shows a structure of a decision feedback equalizer in which an error feedback filter is added according to the present invention, and is present by using a forward filter (140a, feedforward filter) for filtering and outputting a signal received from a transmission channel. The feedback filter 140b, which removes the interference between the signals, and the error feedback filters 140c, which reduce the correlation of the remaining errors by feedback, are configured in parallel to form a tap coefficient. , , The equalizer filter 140 for adapting the channel to the channel, the adder 150 for generating the output of the equalization filter 140, and the real and imaginary axes of the waveforms output through the adder 150. Generate an error function by receiving a determiner 160 for supplying the determined signal to the rear filter 140b and a complex signal which is an output of the equalization filter unit, and calculating an error function Part 210 (coefficient generator).
종래의 등화기에 사용된 필터 구조는 허수축과 실수축을 나누어서 계산하는 반면, 에러 궤환을 이용한 등화기를 구성하는 필터의 구조는 도6에서 보는 바와 같이 복소수 연산을 하게 되며, 등화기의 입력인 을 지연시키기 위한 딜레이부(220)와, 등화기의 입력인 을 켤레 복소수인 으로 나타내는 변환부(230)와, 변환부(230)에서 출력되는 과 에러 생성부에서 생성된 에러 함수()를 곱하여 탭 계수를 생성하기 위한 복소수 곱셈기(240) 및 누적기(250)와, 탭 계수를 저장하기 위한 레지스터(260)와, 레지스터(260)에 저장된 탭 계수를 각 딜레이부마다 곱하고, 누적하여 등화 필터부의 출력을 생성하는 곱셈기(270)와 덧셈기(280)로 구성된다. 즉, 하나의 탭 계수 갱신을 통해서 채널을 등화하게 된다.While the filter structure used in the conventional equalizer is calculated by dividing the imaginary axis and the real axis, the structure of the filter constituting the equalizer using error feedback performs a complex operation as shown in FIG. Delay unit 220 for delaying the Pair of complexes The conversion unit 230 and the output from the conversion unit 230 And error functions generated by the error generator Multiply each complex by a complex multiplier 240 and an accumulator 250 for generating tap coefficients, a register 260 for storing tap coefficients, and a tap coefficient stored in the register 260 for each delay unit. And a multiplier 270 and an adder 280 for generating an output of the equalization filter unit. That is, the channel is equalized through one tap coefficient update.
상기 도5의 본 발명에 따른 등화기는 도2에 도시된 종래의 결정 궤환 등화기와 같은 수의 탭 수가 사용되었으며, 등화 필터부에 에러 궤환 필터를 추가하여 종래의 등화기 보다 채널 적응 성능이 향상되는 것을 확인할 수 있다. 또한 게이트 수를 비교하여 볼 때 도1의 등화기 보다 게이트수가 적은 것을 확인할 수 있었으며 도2의 등화기의 게이트 수와는 비슷하다. 또한 MMA 알고리즘은 LMS 알고리즘과 탭 계수 갱신 수식이 동일하므로 추가의 제어로직 없이 연동이 가능하다. The equalizer according to the present invention of FIG. 5 has the same number of taps as the conventional decision feedback equalizer shown in FIG. 2, and an error feedback filter is added to the equalization filter unit to improve channel adaptation performance than the conventional equalizer. You can see that. In addition, when comparing the number of gates, it was confirmed that the number of gates is smaller than that of the equalizer of FIG. 1 and is similar to the gate number of the equalizer of FIG. In addition, since the MMA algorithm has the same tap coefficient update formula as the LMS algorithm, it can be linked without additional control logic.
도7은 LMS 알고리즘과 연동하여 에러 함수를 생성하기 위한 에러 생성부를 나타낸 것으로 상기 에러 함수 생성부는 상기 등화 필터부의 출력으로 MMA 및 GMMA 알고리즘의 에러 함수를 생성하는 MMA 및 GMMA 에러 함수 생성부와, 상기 등화 필터부의 출력과 판정기의 출력으로 LMS 알고리즘의 에러 함수를 생성하는 LMS 에러 함수 생성부와, 상기 MMA 및 GMMA 에러 함수 생성부와 LMS 에러 함수 생성부에서 생성된 에러 함수 중 하나를 MSE 값에 의해 선택되는 멀티플렉서와, 상기 MSE 값을 기준으로 적응 속도를 결정하는 상수를 선택하는 멀티플렉서로 구성된다.7 shows an error generator for generating an error function in conjunction with an LMS algorithm, wherein the error function generator includes an MMA and GMMA error function generator for generating an error function of MMA and GMMA algorithms as an output of the equalization filter; An LMS error function generator that generates an error function of the LMS algorithm using the output of the equalization filter unit and the output of the determiner, and one of the error functions generated by the MMA and GMMA error function generators and the LMS error function generator is added to the MSE value. And a multiplexer for selecting a constant for determining an adaptation rate based on the MSE value.
변복조 방식의 성좌도가 128 QAM 이상일 때는 세 개의 멀티플렉서(390a,390b,400)를 사용하여 등화기의 출력값에 따라 적응 상수 및 적응 속도를 결정하는 상수(stepsize)를 선택함으로서, 등화기가 안정적으로 동작하도록 에러 함수의 값을 일정 범위 안으로 제한해 준다. When the constellation degree of the modulation / demodulation method is 128 QAM or more, three equalizers (390a, 390b, 400) are used to select an adaptation constant and a constant (stepsize) for determining the adaptation speed according to the output value of the equalizer so that the equalizer operates stably. Limit the value of the error function to a certain range.
도7의 에러함수 생성부에서 MMA 알고리즘의 에러 함수와 GMMA 알고리즘의 에러함수는 등화 필터부의 출력 값 만으로 생성할 수 있다. 상기 에러함수 생성부(210)는 상기 등화 필터부의 출력 값 을 허수부와 실수부로 나누어 각각 제곱하는 제2제곱 연산부(360) 및 제3곱셈 연산부(380)와, 상기 곱셈 연산부(360,380)에서 제곱 값과 적응상수 값과의 차를 구하는 제2뺄셈기(350) 및 제3뺄셈기(370)와, 상기 뺄셈기(350,370)에 의해 생성된 차와 과의 곱셈을 실시하는 제1곱셈기(330)와 제2곱셈기(340)로 구성되어 MMA 및 GMMA 알고리즘의 에러함수를 생성한다.In the error function generator of FIG. 7, the error function of the MMA algorithm and the error function of the GMMA algorithm are output values of the equalization filter unit. Can only be generated. The error function generator 210 outputs the equalization filter Is divided by the imaginary part and the real part, and the squares and adaptive constants of the second square operator 360 and the third multiplication operator 380, and the multiplication operator 360 and 380, respectively. A second subtractor 350 and a third subtractor 370 for obtaining a difference from a value, and a difference generated by the subtractors 350 and 370; It consists of a first multiplier 330 and a second multiplier 340 to multiply with and generates an error function of the MMA and GMMA algorithm.
성좌도가 128 이상일 때는 값에 의하여 , , 값 중에 하나를 선택하는 GMMA 알고리즘이 사용되며, 적응 속도를 결정하는 상수(stepsize)의 값은 많은 시뮬레이션을 통하여 구한 값으로 성좌도가 128 이상일 때는 , 의 값 중에서 선택하여 사용된다. 성좌도가 128 이하 일 때는 고정된 값만이 적응상수로 사용되며, 적응 속도를 결정하는 상수의 값도 로 고정되어 사용된다.When the constellation is above 128 By value , , The GMMA algorithm that selects one of the values is used. The constant stepsize, which determines the adaptation speed, is obtained from many simulations. , It is used to select from the values of. Fixed when constellation is less than 128 Only the value is used as the adaptive constant, and the value of the constant that determines the adaptation speed It is fixed and used.
다음에 도7의 에러함수 생성부에서 LMS 알고리즘의 에러 함수는 판정기의 출력 에서 등화기의 출력 의 값을 제1뺄셈기(290)를 통해 생성한다. 상기 LMS 알고리즘의 에러함수를 제1제곱 연산부(300)를 이용하여 제곱한 MSE 값을 제어신호로 LMS 알고리즘의 에러함수와 MMA 및 GMMA 알고리즘의 에러함수를 멀티플렉서(320)를 통해 선택한다. 이때 제1제곱 연산부(300, square logic)에 곱셈기 대신 제곱기를 사용하여 하드웨어의 크기를 감소시키고, 고속 동작이 가능하도록 하였다. 또한 선택되어진 에러함수와 적응 속도를 결정하는 상수를 곱하는 곱셈기(310)로 구성된다.Next, the error function of the LMS algorithm in the error function generator of FIG. Output of equalizer Is generated through the first subtractor 290. The error function of the LMS algorithm and the error function of the MMA and GMMA algorithms are selected through the multiplexer 320 as a control signal using an MSE value obtained by squaring the error function of the LMS algorithm using the first square calculating unit 300. In this case, a squarer is used instead of a multiplier in the first square operation unit 300 to reduce the size of hardware and enable high-speed operation. It also consists of a multiplier 310 that multiplies the selected error function and a constant to determine the adaptation speed.
채널 적응을 처음 시작하거나 채널 상태가 악화될 때는 MMA 알고리즘의 에러 함수를 선택하여 채널 적응에 성공하며, 채널 적응에 성공하여 MSE 값이 기준이하 값이 되면 LMS 알고리즘의 에러 함수를 선택하여 채널의 잔류 오류를 보상한다. 또한 이상과 같이 구하여진 에러 값은 에러 궤환 필터에 입력으로 사용되어 잔존 에러의 상관도를 줄이는 데 사용되어진다. When the channel adaptation starts for the first time or the channel condition deteriorates, the channel adaptation succeeds by selecting the error function of the MMA algorithm.If the MSE value is less than the reference value, the error function of the LMS algorithm is selected and the residual channel remains. Compensate for errors In addition, the error values obtained as described above are used as inputs to the error feedback filter to reduce the correlation of residual errors.
상기 MMA 알고리즘의 에러함수와 탭 계수 갱신 수식은 수학식7 및 수학식8과 같다.The error function and tap coefficient update equation of the MMA algorithm are as shown in Equations 7 and 8.
상기 수학식7에서 계산된 MMA 알고리즘의 에러 함수는 수학식8에서 나타낸 LMS 알고리즘 에러 함수를 동시에 생성하고, MSE 값을 기준으로 두 개의 에러 함수 중 하나를 선택하도록 한다.The error function of the MMA algorithm calculated in Equation 7 simultaneously generates the LMS algorithm error function shown in Equation 8, and selects one of two error functions based on the MSE value.
수학식9에서 계산된 탭 계수 갱신 수식은 LMS 알고리즘의 탭 계수 갱신 수식과 유사하다. 수학식7에서 나타낸 에러함수를 생성할 때까지는 실수축과 허수축이 독립적으로 동작하지만, 필터 내에서는 하나의 복소수 신호로 간주되어 탭 계수를 생성하게 된다. 수학식9에서 나타낸 탭 계수 갱신 수식을 에러 궤환 필터를 추가한 결정 궤환 등화기에 적용을 하면 수학식10과 같다.The tap coefficient update equation calculated in Equation 9 is similar to the tap coefficient update equation of the LMS algorithm. Until the error function shown in Equation 7 is generated, the real axis and the imaginary axis operate independently, but in the filter, it is regarded as one complex signal to generate tap coefficients. The tap coefficient update equation shown in Equation 9 is applied to the decision feedback equalizer to which the error feedback filter is added.
수학식10에 나타낸 ,,는 각각 전방필터, 후방필터 및 에러 궤환 필터의 탭 계수를 나타낸다. 종래의 결정 궤환 구조의 MMA 등화기와 비교해 보면 갱신되는 탭 계수의 수는 동일하다. 그러나 탭 계수는 에러 궤환 필터를 적용함으로써 추가된 탭 계수이며, 본 발명에 따른 MMA 알고리즘은 탭 계수 갱신 수식을 변화하여 하나의 탭 계수 단으로 채널을 적응할 수 있다.Equation 10 , , Denotes the tap coefficients of the front filter, the rear filter, and the error feedback filter, respectively. Compared with the MMA equalizer of the conventional crystal feedback structure, the number of tap coefficients updated is the same. But The tap coefficient is a tap coefficient added by applying an error feedback filter, and the MMA algorithm according to the present invention changes the tap coefficient updating formula so that one tap coefficient is However, the channel can be adapted.
따라서 등화 필터부의 출력 Y_n는 다음 수학식11과 같이 정의 된다.Therefore, the output Y_n of the equalization filter unit is defined as in Equation 11 below.
여기서 M, N, L은 전방필터(Feedforward filter), 후방필터(feedback filter), 에러 궤환 필터(error feedback filter)의 탭 수를 나타낸다.Here, M, N, and L represent the number of taps of a forward filter, a feedback filter, and an error feedback filter.
MMA와 LMS 알고리즘을 연동하여 사용하고 에러 궤환 필터를 추가한 결정 궤환 등화기의 동작을 도 5를 참조하여 설명하면 다음과 같다.The operation of the decision feedback equalizer using the MMA and LMS algorithms and adding an error feedback filter will now be described with reference to FIG. 5.
전방필터(140a), 후방필터(140b)와 에러 궤환 필터(140c)의 합으로 생성된 값으로 MMA 및 GMMA 에러 함수를 생성하고, 값과 판정기(160)의 출력으로 LMS 에러 함수를 생성한다. 이때 LMS 에러함수의 제곱이 MSE 값이 되며, 상기 MSE 값에 의하여 MMA 및 GMMA 에러 함수와 LMS 에러 함수 중 하나를 멀티플렉서(200a, 200b)로 선택한다.Generated by the sum of the front filter 140a, the rear filter 140b, and the error feedback filter 140c. Create MMA and GMMA error functions with values, The LMS error function is generated from the value and output of the determiner 160. At this time, the square of the LMS error function becomes the MSE value, and one of the MMA and GMMA error functions and the LMS error function is selected as the multiplexers 200a and 200b based on the MSE value.
선택된 에러 함수는 전방 필터(140a)와 후방 필터(140b)로 공급되며 필터 구조에 의하여 에러함수와 딜레이된 필터 입력 값에 의하여 탭 계수가 생성된다. 선택된 에러함수는 에러 궤환 필터(140c)에 입력으로 사용되고 또한 필터 구조에 의하여 전방 필터(140a)와 후방 필터(140b)와 마찬가지로 딜레이된 에러함수에 의하여 에러 궤환 필터(140c)의 탭 계수가 생성된다.The selected error function is supplied to the front filter 140a and the rear filter 140b, and the tap coefficient is generated by the filter function and the delayed filter input value by the filter structure. The selected error function is used as an input to the error feedback filter 140c, and the tap coefficient of the error feedback filter 140c is generated by the delayed error function similarly to the front filter 140a and the rear filter 140b by the filter structure. .
상기 등화기 구조에서 전방 필터(140a)는 판정 되기 이전의 신호에 의한 현재 심볼의 심볼간 간섭을 제거하기 위해 사용되며, 후방 필터(140b)는 이전의 판정된 신호에 의해 생긴 현재 심볼의 심볼간 간섭을 제거하기 위해 사용된다. 에러 궤환 필터(140c)는 선택된 에러 함수를 궤환시켜 전방 및 후방 필터에서 제거되지 못한 심볼간 간섭의 잔여 성분의 상관성을 줄여주기 위해 사용된다.In the equalizer structure, the front filter 140a is used to remove the intersymbol interference of the current symbol by the signal before being determined, and the rear filter 140b is the intersymbol of the current symbol caused by the previously determined signal. It is used to remove the interference. The error feedback filter 140c is used to feedback the selected error function to reduce the correlation of residual components of intersymbol interference that could not be removed in the front and back filters.
이와 같이 생성된 탭 계수와 필터 입력 값의 곱에 의해 필터의 출력값을 생성한다. 또한, 본 발명의 등화기는 LMS 알고리즘과 탭 계수 갱신 수식이 동일하므로 추가의 제어로직이 필요 없이 구성 가능하다.The output value of the filter is generated by multiplying the tap coefficient thus generated and the filter input value. In addition, the equalizer of the present invention is the same as the LMS algorithm and the tap coefficient update formula can be configured without the need for additional control logic.
상술한 바와 같이 본 발명의 에러 궤환 필터를 추가한 결정 궤환 등화기는 MMA와 LMS 알고리즘을 연동하여 사용하므로 훈련 순열 없이 채널에 적응할 수 있으며, LMS 알고리즘과 탭 계수 갱신 수식과 동일한 하나의 수식으로 생성하므로, LMS 알고리즘과 연동하기 쉬우며, 탭 계수 하나만을 갱신하여 사용할 수 있다.As described above, the decision feedback equalizer which adds the error feedback filter of the present invention can be used by interworking with the MMA and the LMS algorithm, so that it can adapt to the channel without training permutation, and is generated by the same equation as the LMS algorithm and the tap coefficient update equation. It is easy to interwork with LMS algorithm, and only one tap coefficient can be updated.
에러 궤환 필터를 추가한 결정 궤환 구조에서 사용하여 판정된 신호를 궤환 시켜 현재 심볼간 간섭을 제거하게 되고, MSE를 기준으로 구하여진 에러 함수를 궤환시켜 전방 필터 및 후방 필터에 의해 제거되지 않은 잔존 에러의 상관성을 줄여 잔존 에러를 줄이게 되어 채널 적응 성능을 높이게 된다. 또한 결정 궤환 등화기에서는 채널 적응 초기에 심볼간 간섭이 완전히 제거되지 않은 심볼이 판정되어 궤환 되어지므로 초기 채널 적응시 오류가 늘어나는 단점이 있는데, 에러 궤환 필터를 이용하여 에러의 상관성을 줄여주고 초기에 발생하는 에러를 줄여주므로 초기에 오류가 늘어나는 것을 감소시킬 수 있다.Residual error that was not eliminated by the front and rear filters by feedback of the current intersymbol to remove the current intersymbol interference by returning the signal determined by the decision feedback structure with the error feedback filter. By reducing correlation, residual error is reduced and channel adaptation performance is increased. In addition, the decision feedback equalizer has a disadvantage in that an error is increased during initial channel adaptation because a symbol that is not completely removed from the inter-symbol interference is determined at the initial channel adaptation. The error feedback filter reduces an error correlation by using an error feedback filter. By reducing the errors that occur, you can reduce the initial increase in errors.
따라서 본 발명은 HDTV, LMDS 및 DOCSIS의 하향링크 등과 같은 훈련 순열 없이 채널 적응을 요구하는 시스템에 적용할 수 있다. Therefore, the present invention can be applied to a system requiring channel adaptation without training permutations such as downlink of HDTV, LMDS, and DOCSIS.
도1은 종래의 MMA 알고리즘을 사용한 등화기를 나타낸 도면.1 shows an equalizer using a conventional MMA algorithm.
도2는 종래의 MMA 알고리즘을 결정 궤환 구조에 이용한 등화기를 나타낸 도면.2 shows an equalizer using a conventional MMA algorithm for the decision feedback structure.
도3은 종래의 MMA 알고리즘을 사용한 등화기의 필터를 나타낸 도면.3 shows a filter of an equalizer using a conventional MMA algorithm.
도4는 일반적인 256 QAM에 이용한 GMMA을 나타낸 도면4 is a diagram illustrating a GMMA used for a general 256 QAM.
도5는 본 발명에 따른 에러 궤환을 이용한 결정 궤환 구조에 MMA 알고리즘과 LMS 알고리즘을 연동한 적응결정 궤환 등화기를 나타낸 도면.5 illustrates an adaptive decision feedback equalizer in which an MMA algorithm and an LMS algorithm are linked to a decision feedback structure using error feedback according to the present invention.
도6은 도5의 에러 궤환을 이용한 적응결정 궤환 등화기에 사용된 필터를 나타낸 도면.FIG. 6 illustrates a filter used in an adaptive decision feedback equalizer using the error feedback of FIG. 5; FIG.
도7은 도5의 에러 궤환을 이용한 적응결정 궤환 등화기에서 MMA 알고리즘의 에러 함수 및 LMS 알고리즘의 에러 함수를 생성하는 에러 함수 생성부를 나타낸 도면.FIG. 7 is a diagram illustrating an error function generator for generating an error function of an MMA algorithm and an error function of an LMS algorithm in an adaptive decision feedback equalizer using the error feedback of FIG. 5; FIG.
< 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 ><Description of Symbols for Main Parts of Drawings>
10a : 실수 에러 생성부 10b : 허수 에러 생성부10a: real error generating unit 10b: imaginary error generating unit
20,40,140 : 등화 필터부 20a : 실수 FIR 20,40,140: Equalization filter part 20a: Real FIR
20b : 허수 FIR 30a : 실수 판정기20b: Imaginary FIR 30a: Real Judgment
30b : 허수 판정기 40a,140a: 전방필터30b: Imaginary judgment 40a, 140a: Front filter
40b,140b: 후방필터 50,210 : 에러함수 생성부40b, 140b: Rear filter 50,210: Error function generator
60,160 : 판정기 70,220 : 딜레이부60,160: Determinator 70,220: Delay unit
80 : 변환부 90 : 탭계수 생성 복소수 곱셈기80: conversion unit 90: tap coefficient generation complex multiplier
100 : 탭계수 생성 누적기 110 : 탭계수 저장 레지스터100: tap coefficient generation accumulator 110: tap coefficient storage register
120 : 출력생성 곱셈기 130 : 출력생성 덧셈기120: output generator multiplier 130: output generator adder
140c : 에러 궤환 필터 150 : 덧셈기140c: error feedback filter 150: adder
160 : 판정기 170 : LMS 에러 생성부160: determiner 170: LMS error generation unit
180 : MMA & GMMA 에러 생성부 190 : MSE 생성부180: MMA & GMMA error generator 190: MSE generator
200a,200b : 멀티플렉서 230 : 켤레 복소수 변환부200a, 200b: multiplexer 230: conjugate complex conversion unit
240, 270 : 곱셈기 260 : 레지스터240, 270: multiplier 260: register
250, 280 : 누적기 290, 350, 370 : 뺄셈기250, 280: Accumulator 290, 350, 370: Subtractor
300, 360, 380 : 제곱 연산부 310, 330, 340 : 곱셈기300, 360, 380: square calculation unit 310, 330, 340: multiplier
320, 390a, 390b, 400 : 멀티플렉서 320, 390a, 390b, 400: Multiplexer
Claims (6)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
KR10-2002-0036214A KR100480881B1 (en) | 2002-06-27 | 2002-06-27 | A Blind Adaptive Decision Feedback Equalizer using Error Feedback |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
KR10-2002-0036214A KR100480881B1 (en) | 2002-06-27 | 2002-06-27 | A Blind Adaptive Decision Feedback Equalizer using Error Feedback |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
KR20040001121A KR20040001121A (en) | 2004-01-07 |
KR100480881B1 true KR100480881B1 (en) | 2005-04-07 |
Family
ID=37312897
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
KR10-2002-0036214A KR100480881B1 (en) | 2002-06-27 | 2002-06-27 | A Blind Adaptive Decision Feedback Equalizer using Error Feedback |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
KR (1) | KR100480881B1 (en) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100668789B1 (en) * | 2005-01-25 | 2007-01-12 | 전남대학교산학협력단 | Decision-feedback equalizer with Dual-Feedback Structure |
KR100708482B1 (en) * | 2005-03-04 | 2007-04-18 | 삼성전자주식회사 | Channel equalizer and method for equalizing channel |
KR100703124B1 (en) * | 2006-06-16 | 2007-04-09 | 한국산업기술대학교산학협력단 | Power amp |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH1075385A (en) * | 1996-06-04 | 1998-03-17 | Thomson Consumer Electron Inc | Multi-mode equalizer in digital video signal processing system |
JPH11112390A (en) * | 1997-10-07 | 1999-04-23 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Signal waveform equalizing device |
KR19990081929A (en) * | 1996-01-23 | 1999-11-15 | 크리스토퍼 존 베네트 | Digital receiver with fractionally spaced self-recovery adaptive equalizer |
KR20030054304A (en) * | 2001-12-24 | 2003-07-02 | 한국전자통신연구원 | Method and apparatus for blind decision feedback equalization |
-
2002
- 2002-06-27 KR KR10-2002-0036214A patent/KR100480881B1/en not_active IP Right Cessation
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR19990081929A (en) * | 1996-01-23 | 1999-11-15 | 크리스토퍼 존 베네트 | Digital receiver with fractionally spaced self-recovery adaptive equalizer |
JPH1075385A (en) * | 1996-06-04 | 1998-03-17 | Thomson Consumer Electron Inc | Multi-mode equalizer in digital video signal processing system |
JPH11112390A (en) * | 1997-10-07 | 1999-04-23 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Signal waveform equalizing device |
KR20030054304A (en) * | 2001-12-24 | 2003-07-02 | 한국전자통신연구원 | Method and apparatus for blind decision feedback equalization |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
KR20040001121A (en) | 2004-01-07 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US10911272B2 (en) | Multi-tap decision feed-forward equalizer with precursor and postcursor taps | |
US7944964B2 (en) | Apparatus and method for stable DEF using selective FBF | |
US8774262B2 (en) | Adaptive equalization with group delay | |
US8848774B2 (en) | Adaptation of a linear equalizer using a virtual decision feedback equalizer (VDFE) | |
US7016406B1 (en) | Adaptation structure and methods for analog continuous time equalizers | |
US20070286315A1 (en) | Digital signal processor, receiver, corrector and methods for the same | |
JPH0936704A (en) | Adaptively equalizing method, digital communication system, cellular telephone communication system and cellular telephone receiver | |
KR20060096856A (en) | Channel equalizer and method for equalizing channel | |
US11962441B2 (en) | Multi-tap decision feed-forward equalizer with precursor and postcursor taps | |
US7561617B1 (en) | Channel monitoring and identification and performance monitoring in a flexible high speed signal processor engine | |
KR100859946B1 (en) | Circuitry for mitigating performance loss associated with feedback loop delay in decision feedback equalizer and method therefor | |
US20210218605A1 (en) | Serdes receiver with optimized cdr pulse shaping | |
JPH04271508A (en) | Automatic equalizer | |
TW201312981A (en) | Timing recovery module and timing recovery method | |
KR100340178B1 (en) | equalizer with Decision Feedback Equalizer structure | |
US7974336B2 (en) | Equalization system and method thereof | |
KR100480881B1 (en) | A Blind Adaptive Decision Feedback Equalizer using Error Feedback | |
JP2503715B2 (en) | Adaptive receiver | |
KR100202944B1 (en) | Equalizer | |
KR100848127B1 (en) | Apparatus and Method for Stable DFE using selective FBF | |
US10129053B2 (en) | Steepest descent FFE computation and tracking | |
KR100525431B1 (en) | Channel equalizer | |
JP2003283385A (en) | Equalizer | |
US6940924B1 (en) | Signal detection based on channel estimation | |
KR100227804B1 (en) | Tap coefficient updating method of channel equalizer and its appratus using variable adaptive constant |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A201 | Request for examination | ||
N231 | Notification of change of applicant | ||
E902 | Notification of reason for refusal | ||
E701 | Decision to grant or registration of patent right | ||
GRNT | Written decision to grant | ||
FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20090123 Year of fee payment: 5 |
|
LAPS | Lapse due to unpaid annual fee |