KR100472528B1 - Method of controlling single loop voltage controller for 3 phase PWM inverter - Google Patents
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Abstract
본 발명은 전압제어기만을 갖는 단일루프 전압제어기를 적용하여 시스템을 제어하기 위한 3상 펄스폭 변조 인버터의 단일제어루프 전압제어기의 제어 방법에 관한 것이다. 이를 위한 구성은, 제어신호와 피드백 신호의 차에 의한 오차신호를 제1시스템 함수에 곱하는 제1단계와, 상기 피드백 신호를 다른 제2시스템 함수에 곱하는 제2단계와, 피드포워드 신호를 제3시스템 함수에 곱하는 제3단계와, 외란신호를 미분( )하는 제4단계와, 상기 외란신호를 제4시스템 함수에 곱하는 제5단계와, 상기 제1단계 내지 제5단계로부터 얻어진 각각의 값들을 더하는 제6단계, 그리고, 상기 제6단계에서 구한 값을 1/V dq 로 곱하는 제7단계에 의해 제어되는 것을 특징으로 한다.The present invention relates to a control method of a single control loop voltage controller of a three-phase pulse width modulation inverter for controlling a system by applying a single loop voltage controller having only a voltage controller. The configuration may include a first step of multiplying an error signal due to a difference between a control signal and a feedback signal by a first system function, a second step of multiplying the feedback signal by another second system function, and a feedforward signal by a third step. The third step of multiplying the system function, and the disturbance signal is differentiated ( ), A fifth step of multiplying the disturbance signal by a fourth system function, a sixth step of adding respective values obtained from the first to fifth steps, and the value obtained in the sixth step. It is characterized by the seventh step of multiplying by 1 / V dq .
Description
본 발명은 3상 펄스폭 변조 인버터의 단일제어루프 전압제어기의 제어 방법에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 전압제어기만을 갖는 단일루프 전압제어기를 적용하여 시스템을 제어하기 위한 3상 펄스폭 변조 인버터의 단일제어루프 전압제어기의 제어 방법에 관한 것이다. The present invention relates to a control method of a single control loop voltage controller of a three-phase pulse width modulation inverter, and more particularly, to a single loop voltage controller having only a voltage controller to control a system. The present invention relates to a control method of a control loop voltage controller.
3상 인버터의 출력전압 제어는 내부 제어루프로 전류제어기를 갖는 이중루프전압제어방식과, 출력전압을 피드백하여 기준신호와의 오차를 크기 및 위상을 고려하여 보상하는 단일루프 제어방식으로 구분할 수 있다. The output voltage control of the three-phase inverter can be classified into a double loop voltage control method having a current controller as an internal control loop, and a single loop control method that feeds back an output voltage and compensates an error with a reference signal in consideration of magnitude and phase. .
이중루프 출력단 부하전압 제어를 위해서 출력전압제어를 내부 루프로 갖기 때문에 빠른 속응성과 낮은 정상상태 오차를 가지므로 많은 응용시스템에서 적용된 다. 그러나, 출력단 변압기의 2차 권선의 누설을 많이 갖도록 설계하여 출력단 LC 필터를 구성하는 경우 작은 인덕턴스에 의해서 이중루프 전압제어시 전류제어가 원활하지 않게 된다. 이러한 경향은 대용량으로 갈수록 낮은 출력단 임피던스를 갖게 설계되므로 전압제어기만을 갖는 단일루프 전압제어기를 적용하여 시스템을 제어할 필요가 있었다. Dual-loop output stage Output voltage control as internal loop for load voltage control, which has fast response and low steady-state error. All. However, when the output stage LC filter is configured to have a large leakage of the secondary winding of the output stage transformer, the current control is not smooth when the double loop voltage is controlled by the small inductance. Since this trend is designed to have a lower output stage impedance with increasing capacity, it is necessary to control a system by applying a single loop voltage controller having only a voltage controller.
본 발명의 목적은, 낮은 출력임피던스를 갖는 경우 단일루프에 의한 전압제어기를 제어하기 위한 3상 펄스폭 변조 인버터의 단일제어루프 전압제어기의 제어방법을 제공하는 데 있다. It is an object of the present invention to provide a control method of a single control loop voltage controller of a three-phase pulse width modulation inverter for controlling a voltage controller by a single loop when having a low output impedance.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 3상 펄스폭 변조 인버터의 단일제어루프 전압제어기의 제어 방법은, 제어신호 와 피드백 신호 의 차에 의한 오차신호를 시스템 함수 에 곱하는 제1단계와; 피드포워드 신호 를 시스템 함수 에 곱하는 제2단계와; 피드포워드 신 호 를 시스템 함수 에 곱하는 제3단계와; 외란신호인 을 미분The control method of the single control loop voltage controller of the three-phase pulse width modulation inverter according to the present invention for achieving the above object, the control signal With feedback signal Error signal due to difference of system function A first step of multiplying by; Feedforward signal System function A second step of multiplying by; Feed forward signal System function A third step of multiplying by; Disturbance signal Differentiate
하는 제4단계와; 상기 외란신호 를 에 곱하는 제5단계와; Performing a fourth step; The disturbance signal To A fifth step of multiplying by;
상기 제1단계 내지 제5단계로부터 얻어진 각각의 값들을 더하는 제6단계; 그리고, 상기 제6단계에서 구한 값을 1/V dq 로 곱하는 제7단계에 의해 제어되는 것을 특징으로 한다.A sixth step of adding respective values obtained from the first to fifth steps; And it is controlled by the seventh step of multiplying the value obtained in the sixth step by 1 / V dq .
이하, 본 발명의 구체적인 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
변조함수를 3상 평형정현신호로 가정할 때 동기좌표계상에서 인버터의 모델에 대해 살펴보자. 아래의 수학식1 및 수학식2를 참조하면 상기 인버터 모델을 파악할 수 있을 것이다. Let us consider the model of the inverter on the synchronous coordinate system assuming that the modulation function is a three-phase balanced sinusoidal signal. Referring to Equations 1 and 2 below, the inverter model may be identified.
여기서, m은 변조함수의 진폭(-1≤m≤1)이고, Ф는 변조함수의 위상각이며, 는 동기좌표계 인버터 출력전류를 나타낸다 그리고, 는 동기좌표계 부하전류를 나타낸다.Where m is the amplitude of the modulation function (-1 ≦ m ≦ 1), Ф is the phase angle of the modulation function Denotes the output current of the synchronous coordinate system. Denotes the synchronous coordinate system load current.
위의 식에서 변조함수를 일반화된 동기좌표계 신호인 와 의 동기좌표계 변조지수로 나타낼 수 있다.In the above equation, the modulation function is a generalized coordinate system signal. Wow It can be represented by the modulation index of synchronous coordinate system of.
이를 이용하여 다시 수학식3과 수학식4를 소신호 해석하여 AC 모델을 다음의 수학식5와 같이 표시할 수 있다. 여기서 " ^ "는 섭동변수를 나타낸다. Using this, the small signal analysis of the equations (3) and (4) can be performed again to display the AC model as shown in the following equation (5). Where "^" represents a perturbation variable.
<단일제어루프의 제어기 설계>Controller Design of Single Control Loop
도2를 참조하면, 이중루프 제어기는 오류신호와 부하전압을 혼합하는 혼합기(10)와, 전압조정기(12)와, 상기 전압조정기(12)로부터 공급되는 전류와 인버터 출력전류를 혼합하는 혼합기(14)와, 전류조정기(16)와, 인버터 시스템(18)을 포함하여 이루어질 수 있다. 이와 같은 이중루프 제어기는 2개의 루프를 갖지만 단일루프 제어기는 전압제어기만을 가지므로 비교적 단순한 제어방식이라 할 수 있다. Referring to FIG. 2, the double loop controller includes a mixer 10 for mixing an error signal and a load voltage, a voltage regulator 12, and a mixer for mixing the inverter output current with the current supplied from the voltage regulator 12. 14), current regulator 16, and inverter system 18. Such a double loop controller has two loops, but since the single loop controller has only a voltage controller, it can be referred to as a relatively simple control method.
단일루프 인버터 제어기법을 구현하기 위한 제어규칙을 세우기 위해서는 시스템 모델을 다시 구성해야 될 필요가 있으며, 수학식5의 3행 및 4행을 미분하고, 이에 1행 및 2행을 대입하여 정리하면 다음의 수학식6,7과 같은 형태의 시스템 모델을 얻을 수 있다. In order to establish the control rules for implementing the single-loop inverter control method, it is necessary to reconfigure the system model. Differentiate the 3rd and 4th rows of Equation 5, and substituting the 1st and 2nd rows, The system model in the form of Equations 6 and 7 can be obtained.
위의 식 오른쪽에서 세 번째 항부터는 외란으로 간주하고, 제어기상에서 전향제어에 의하여 보상하면 다음과 같이 Pl제어기를 적용시의 제어규칙을 쓸 수 있으며, 도3에 블록도로 나타내었다. From the third term on the right side of the above equation, the disturbance is regarded as a disturbance, and when the compensation is compensated by the forward control on the controller, the control rule when the Pl controller is applied can be written as shown in FIG.
도3을 참조하면, 가산기(24)에서는 제어신호부(20) 와 피드백 신호부(22) 의 차에 의한 오차신호를 공급한다. 산기 오차신호는 시스템 함수부(26) 에 곱한다. 그리고, 피드포워드 신호부(22) 를 시스템함수부(28) 에 곱하고, 또 다른 피드포워드 신호부(30) 를시스템 함수부(32) 에 곱한다.Referring to FIG. 3, the adder 24 controls the control signal unit 20. And feedback signal section 22 Supply the error signal due to the difference. The diffuser error signal is a system function (26) Multiply by Then, the feed forward signal unit 22 System function unit (28) Multiply by and another feedforward signal portion 30 System function part (32) Multiply by
외란신호부(34)인 을 미분부(36) 에서 처리하고, 또한 상기 외란신호부(34) 를 시스템 함수부(38) 에 곱하게 된다. 이와 같은 처리 결과값들을 각각 가산기(40)에서 모두 더하고, 1/V dq (42)로 곱하게 되면 아래의 수학식 8 및 수학식9와 같은 값을 얻게 된다.Disturbance signal unit 34 Differentiation of Part (36) In addition, the disturbance signal unit 34 System function (38) Multiply by. Each of these processing result values is added to the adder 40 and multiplied by 1 / V dq (42) to obtain values as shown in Equations 8 and 9 below.
펄스폭 변조기가 이상적으로 동작하여 가 된다면, 위의 식을 수학식6 및 수학식7에 대입하고 라플라스 변환하여 정리하면 다음과 같이 폐루프 전달함수를 구할 수 있다.The pulse width modulator works ideally If the above equation is substituted into equations (6) and (7) and Laplace transformed and arranged, a closed loop transfer function can be obtained as follows.
따라서, 수학식10의 전달함수의 영점이 원점에서 충분히 떨어져 있다면 원형 2차 시스템으로 볼 수 있고, 극배치법에 의해서 제어기 이득은 다음의 수학식11,12와 같이 계산될 수 있다. Therefore, if the zero point of the transfer function of Equation 10 is sufficiently far from the origin, it can be regarded as a circular quadratic system, and the controller gain can be calculated as shown in Equations 11 and 12 by the pole placement method.
＜임계제동비＞ <Critical braking cost>
최소위상전달함수를 만족하기 위해서는 Kp ≥0이 되어야 하며, 따라서 제어기의 제동비는 수학식13의 조건이 만족되어야 한다. In order to satisfy the minimum phase transfer function, Kp ≥ 0, and therefore, the braking ratio of the controller must satisfy the condition of Equation 13.
여기서, 제동비가 을 만족할 때는 제어기는 비례제어기의 이득은 영(zero)이 되어 적분제어기만 이용하게 된다.Where the braking ratio When the controller satisfies, the gain of the proportional controller becomes zero and only the integral controller is used.
도4에 제어기의 주파수응답과 단위계단 응답을 나타내었다. 도 4에서 ξ ≥ξc인 경우는 최소위상전달함수의 조건을 만족하여 바른 응답특성을 보이고 있지만, ξ < ξc의 경우는 음수의 비례이득을 갖게 된다. 따라서, s영역에서 우반면의 영점이 존재하게 되어 비최소위상이고, 도4a와 같이 고주파 영역에서 위상이 반전되며, 도4b에서와 같이 계단응답에서는 응답의 초기방향이 잘못되어 시스템이 불안하게 된다.4 shows the frequency response and unit step response of the controller. In the case of ξ ≥ ξc in FIG. 4, the response characteristics are satisfied by satisfying the conditions of the minimum phase transfer function, but in the case of ξ <ξc, the negative proportional gain is obtained. Therefore, the zero point of the right half surface is present in the region s and is non-minimum phase. The phase is reversed in the high frequency region as shown in FIG. 4A. In the step response as shown in FIG.
<시험예><Test Example>
시험 조건은 표1에 나타낸 것과 같은 인버터를 대상으로 하였다. 시험은 ACSL을 이용하였고, 분석 및 그래픽은 매트랩(MATLAB)을 이용하였다. 시험은 UPS에 적용되는 100[kVA] 용량의 인버터를 TMS320C31을 이용하여 제어알고리즘을 실현하였다. Test conditions were applied to the inverter as shown in Table 1. Testing was done using ACSL, and analysis and graphics were made using MATLAB. The test realized the control algorithm using the TMS320C31 for a 100 kVA inverter applied to the UPS.
[표 1] TABLE 1
펄스폭 변조 인버터 파라미터 Pulse Width Modulated Inverter Parameters
도5에서 전압제어기의 제동비( ζ )는 임계제동비를 적용하였으며, 제어기의 정격용량을 고려한 고유비제동주파수(ωn)는 임계값의 1.0, 0.75, 0.5, 0.25배로 하여 시험을 수행하였다. 밴드폭의 임계값을 기준으로 임계값보다 낮을수록 전류의 과도상태는 길어지고 오버슈트가 감소하는 것을 볼 수 있다. In FIG. 5, the braking ratio ζ of the voltage controller is applied to the critical braking ratio, and the intrinsic specific braking frequency ωn considering the rated capacity of the controller is 1.0, 0.75, 0.5, and 0.25 times the threshold value. The lower the threshold, the longer the transient state of the current and the overshoot decrease.
도6은 전압제어기의 고유비제동주파수를 0.25배로 할 때 인버터 시스템의 정상상태 특성을 보여주고 있다. 도6a는 인버터 출력전압의 상전압으로 나타내었고, 도6b는 출력단위 선전류이다. 출력단 필터에 의해서 스위칭 리플이 제거된 출력전압 파형을 확인할 수 있으며, 정격에서 출력전압의 THD는 0.35%로 매우 낮은 값을 보여주었다. Fig. 6 shows the steady state characteristics of the inverter system when the intrinsic specific braking frequency of the voltage controller is 0.25 times. FIG. 6A shows the phase voltage of the inverter output voltage, and FIG. 6B shows the output unit line current. The output voltage waveform with the switching ripple removed by the output filter can be confirmed, and the THD of the output voltage at the rated value is 0.35%, which is very low.
도7은 무부하에서 전부하로 부하의 크기를 바꾸었을 때 도7a는 인버터의 부하전압, 도7b는 부하전류 (b)의 과도상태를 3상 신호로 보여주고 있다, 전부하로 변화되는 순간 전압이 떨어졌다가 1/4 주기내에 정상상태로 되는 것을 확인할 수 있다. 과도전압은 출력전압의 최대치에서 가장 크게 발생하며, 이때의 과도전압은 정격출력 전압의 50% 정도로 매우 큰 비율이지만 회복시간이 1/4 주기 이내로 매우 짧다. Figure 7 shows the load voltage of the inverter when the load is changed from no load to full load, and Figure 7b shows the transient state of the load current (b) as a three-phase signal. It can be confirmed that it is in a steady state within 1/4 cycle. Transient voltage occurs at the maximum value of output voltage, and transient voltage is 50% of rated output voltage, but the recovery time is very large within 1/4 cycle. short.
도8은 전부하에서 무부하로 부하의 크기를 바꾸었을 때로서 도8과 같이 최대 전압에서 과도전압이 가장 크게 나타나고, 필터의 영향에 의한 진동이 나타난다. FIG. 8 shows the transient voltage at the maximum voltage as shown in FIG. 8 when the magnitude of the load is changed from full load to no load, and vibration due to the influence of the filter is shown.
＜실험예＞ <Experimental example>
도9는 정상상태에서의 인버터의 출력단 부하 전압 및 부하전류의 파형을 도9a, 도9b 및 도9c, 도9d에 나타내고 있다. 도면에서는 전압 및 전류의 U, V 상만을 나타내었다. 정격에서 인버터 출력전압의 THD는 약 2% 정도의 특성을 나타내었다. Fig. 9 shows waveforms of the output terminal load voltage and the load current of the inverter in the steady state in Figs. 9A, 9B, 9C, and 9D. In the figure, only the U and V phases of voltage and current are shown. The rated THD of the inverter output voltage was about 2%.
도10은 부하를 무부하에서 전부하로 급변시킬 때의 인버터 시스템의 U, V 상의 과도응답을 나타내고 있다. 급격한 부하의 변동에 대하여 70[V] 정도의 상전압 변동이 2[ms] 동안 발생하였다. Fig. 10 shows transient responses on U and V of the inverter system when the load is suddenly changed from no load to full load. The phase voltage fluctuation of about 70 [V] occurred for 2 [ms] against the sudden load fluctuation.
도11은 부하를 전부하에서 무부하로 급변시킬 때 U, V상의 과도응답으로서 급격한 부하의 변동에 대하여 30[V] 정도의 상전압 변동이 35[ms] 동안 발생하였다. 시험예와 마찬가지로 실험예에서도 무부하로서 변동시 정상상태 도달 시간이 길었으나 실험예에서는 과도시의 진동은 발생하지 않았다. 그 이유는 측정한 선로 저항값 보다 시스템의 실제 선로저항이 큰 때문인 것으로 판단된다. Fig. 11 shows a transient response of about 30 [V] for 35 [ms] with respect to a sudden load change as a transient response of U and V phases when the load is suddenly changed from full load to no load. Like the test example, the experimental example also had a long time to reach a steady state when the load was varied as no load, but the oscillation did not occur in the experimental example. The reason is that the actual line resistance of the system is larger than the measured line resistance.
따라서, 본 발명에 의하면, 인버터의 출력단 전압제어를 위해 전압제어기의 설계 및 제어를 통해서 펄스폭 변조 인버터의 제어를 수행할 수 있으며, 펄스폭 변조 인버터를 통해 단일루프 제어를 위한 제어규칙을 정립하는 효과가 있다. Therefore, according to the present invention, the control of the pulse width modulation inverter can be performed through the design and control of the voltage controller to control the voltage of the output terminal of the inverter, and the control rule for single loop control is established through the pulse width modulation inverter. It works.
이상에서 본 발명은 기재된 구체예에 대해서만 상세히 설명되었지만 본 발명의 기술사상 범위 내에서 다양한 변형 및 수정이 가능함은 당업자에게 있어서 명백한 것이며, 이러한 변형 및 수정이 첨부된 특허청구범위에 속함은 당연한 것이다. Although the present invention has been described in detail only with respect to the described embodiments, it will be apparent to those skilled in the art that various modifications and variations are possible within the technical scope of the present invention, and such modifications and modifications are within the scope of the appended claims.
도1은 인버터 전력부의 회로도이다. 1 is a circuit diagram of an inverter power unit.
도2는 이중루프 전압제어기의 예를 보여주는 블록도이다. 2 is a block diagram showing an example of a double loop voltage controller.
도3은 본 발명에 의한 단일루프 전압제어기의 제어에 의한 블록도이다. 3 is a block diagram of the control of the single loop voltage controller according to the present invention.
도4a 및 도4b는 출력단 전압제어기의 폐루프 응답특성을 나타내는 것으로, 주파수 응답(a)과 단위계단 응답(b)을 보여주는 그래프이다. 4A and 4B show closed loop response characteristics of the output voltage controller, and show a frequency response (a) and a unit step response (b).
도5는 전압제어기의 과도상태를 보여주는 그래프이다. 5 is a graph showing a transient state of the voltage controller.
도6a 및 도6b는 전압제어기의 고유에 제동주파수를 0.25배로 할 때 인버터시스템의 정상상태 특성으로 출력전압(a) 및 출력전류(b)를 보여주는 그래프이다. 6A and 6B are graphs showing the output voltage a and the output current b as steady state characteristics of the inverter system when the inherent braking frequency of the voltage controller is 0.25 times.
도7a 및 도7b는 무부하에서 전부하로 부하의 크기를 바꾸었을 때 인버터의 부하전압(a)과 부하전류(b)를 나타내는 그래프이다. 7A and 7B are graphs showing the load voltage a and the load current b of the inverter when the magnitude of the load is changed from no load to full load.
도8a 및 도8b는 전부하에서 무부하로 부하의 크기를 바꾸었을 때 부하전압(a) 및 부하전류(b)를 보여주는 그래프이다. 8A and 8B are graphs showing the load voltage (a) and the load current (b) when the size of the load is changed from full load to no load.
도9는 정상상태에서의 인버터의 출력단 부하전압 및 부하전류의 파형을 보여주는 그래프이다. 9 is a graph showing waveforms of load voltage and load current at the output stage of the inverter in the steady state.
도10은 무부하에서 전부하로 급변시킬 때의 인버터 시스템의 U, V 상의 과도 응답을 보여주는 그래프이다. Fig. 10 shows transients on U and V of the inverter system when rapidly changing from no load to full load. This graph shows the response.
도11은 전부하에서 무부하로 급변시킬 때의 인버터 시스템의 U, V 상의 과도응답을 보여주는 그래프이다. Fig. 11 is a graph showing transient responses on U and V of the inverter system when suddenly changing from full load to no load.
※ 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 ※ ※ Explanation of code about main part of drawing ※
20 : 제어신호부 22 : 피드백 신호부 20: control signal unit 22: feedback signal unit
24 : 가산기 26, 28, 32, 38 : 시스템 함수부 24: adder 26, 28, 32, 38: system function
30 : 피드포워드 신호부 34 : 외란신호부 30: feed forward signal unit 34: disturbance signal unit
36 : 미분부 36: differential
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2002
- 2002-04-09 KR KR10-2002-0019335A patent/KR100472528B1/en not_active IP Right Cessation
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR20030080616A (en) | 2003-10-17 |
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