KR100386910B1 - PWM converter - Google Patents
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Abstract
PWM 컨버터가 발생하는 공통 모드 전압을 보상하고, 누설전류 검출요소가 불필요한 동작을 하지 않는 PWM 컨버터를 제공한다.It provides a PWM converter that compensates for the common mode voltage generated by the PWM converter and does not perform unnecessary operation of the leakage current detection element.
입력 리액터 Zc 와 접지 콘덴서 Cn 로 구성되는 필터 F 와, 스위칭 소자(31∼36)와 평활 콘덴서(3B)로 구성되는 직류 전력 변환부(3)와, 스위칭 소자(31∼36)의 제어율 λ를 제어하는 컨버터 지령치 발생부(4A)와 그것을 변조하는 반송파 신호 Vc 를 발생시키는 반송파 신호발생부(4B)와 컨버터 구동회로(4D)를 구비하며, 교류 전원(1)으로부터 교류 전력의 공급을 받아 직류 전력으로 변환하는 PWM 컨버터(2)에 있어서, 직류 전력 변환부(3)에 하나의 아암쌍의 인버터 회로(5)를 설치하고, 이 인버터 회로(5)는 PWM 컨버터 (2)가 발생하는 공통 모드 전압 Vn과 역위상의 보상 전압을 출력하며, 이 보상 전압을 통하여 기기 접지를 행한다.Filter F composed of the input reactor Zc and the ground capacitor Cn, the DC power converter 3 composed of the switching elements 31 to 36 and the smoothing capacitor 3B, and the control ratio? Of the switching elements 31 to 36. A converter command value generator 4A for controlling, a carrier signal generator 4B for generating a carrier signal Vc for modulating it, and a converter driving circuit 4D are provided, and are supplied with AC power from the AC power source 1 to receive a direct current. In the PWM converter 2 for converting into electric power, an inverter circuit 5 of one arm pair is provided in the DC power converter 3, and this inverter circuit 5 has a common that the PWM converter 2 is generated. The compensating voltage in the out of phase with the mode voltage Vn is outputted and the device grounded through this compensating voltage.
Description
본 발명은 상용 전원을 교류에서 직류로 변환하는 PWM 컨버터에 관한 것으로서. 특히 접지계의 상용 전원에 접속되는 경우, PWM 컨버터가 발생하는 공통 모드 전압에 기인한 누설 전류를 감소시키는 보상 장치에 관한 것이다.The present invention relates to a PWM converter for converting commercial power from AC to DC. In particular, when connected to the commercial power supply of the grounding system, the present invention relates to a compensation device for reducing leakage current due to the common mode voltage generated by the PWM converter.
PWM 컨버터는 종래의 사이리스터식 정류기에 비하여 고조파 전류, 무효 전력의 감소가 가능하기 때문에, 많은 전원 장치에 적용되고 있다. 그러나, 많은 컨버터 회로는 반송파에 의한 분수조파(分數調波· subharmonic) 변조를 행하고 있기 때문에, 직류 회로의 중간 전압을 전기적 중성점으로 하면, 교류 입력측에 반송파 성분의 공통 모드 전압이 발생된다.PWM converters have been applied to many power supply devices because harmonic currents and reactive power can be reduced compared to conventional thyristor rectifiers. However, many converter circuits perform subharmonic modulation by carrier waves, so that the common mode voltage of the carrier component is generated on the AC input side when the intermediate voltage of the DC circuit is set as the electrical neutral point.
제5도는 3상(相) 교류 전원에 접속된 PWM 컨버터의 원리 회로도를 도시하며, 제6도는 PWM 컨버터의 각 부분의 파형을 설명하는 설명도이다. 제5도, 제6도를 참고하여 접지계의 상용 전원에 접속되는 PWM 컨버터가 발생하는 공통 모드 전압 및이 공통 모드 전압 또는 3상 불평형 전압에 기인한 누설 전류의 메카니즘을 설명한다.FIG. 5 shows a principle circuit diagram of a PWM converter connected to a three-phase AC power supply, and FIG. 6 is an explanatory diagram for explaining the waveform of each part of the PWM converter. 5 and 6, the mechanism of the common mode voltage generated by the PWM converter connected to the commercial power source of the ground system and the leakage current due to this common mode voltage or the three-phase unbalance voltage will be described.
제5도의 (A)에 있어서, 접지계의 3상(UR, US, UT) 교류 전원(1)으로부터 선로 임피던스(Zn)를 통하여 PWM 컨버터(2)에 교류 전력이 공급된다. PWM 컨버터(2)는 입력 리액터(Zc)와 접지 콘덴서(Cn)로 이루어지는 필터(F)와, 스위칭 소자(31~36)와 평활 콘덴서(3B)로 이루어지는 직류 전력 변환부(3)와 스위칭 소자(31∼36)의 제어율을 제어하는 컨버터 지령치 발생부(4A)와, 그것을 변조하기위한 반송파 신호(Vc)를 발생하는 반송파 신호 발생부(4B)와. 이 컨버터 지령치와 반송파 신호(Vc)를 비교기(4C)에서 비교하여 각 스위칭 소자(31~36)를 ON-OFF 제어하는 컨버터 구동 회로(4D)로 구성된다.In Fig. 5A, AC power is supplied from the three-phase (UR, US, UT) AC power supply 1 of the grounding system to the PWM converter 2 via the line impedance Zn. The PWM converter 2 includes a filter F composed of an input reactor Zc and a ground capacitor Cn, a DC power converter 3 composed of switching elements 31 to 36 and a smoothing capacitor 3B, and a switching element. A converter command value generator 4A for controlling the control rates of 31 to 36, and a carrier signal generator 4B for generating a carrier signal Vc for modulating it. This converter command value and the carrier signal Vc are compared by the comparator 4C, and the converter drive circuit 4D which controls ON-OFF of each switching element 31-36 is comprised.
모든 전기· 전자 부품은 접지계와의 사이에 부유 용량에 의한 결합을 생기게 하고, 접지 전류가 흐르지만, 여기서는 접지계와의 결합이 균형을 이루고 있는 것으로 하면, 차동(크로스 모드)적으로 결합하는 요소를 제외하고 접지계와 동상(공통 모드)적으로 결합하는 요소를 평활 콘덴서(3B)의 중성점으로부터 부유 용량(Cx)을 통하여 접지계에 결합시킨 상태를 검토하면 좋다. 제5도의 Cx는 이 상태를 도시한 것이다.All electrical and electronic components cause a coupling due to stray capacitance between the grounding system and a ground current, but here, the coupling with the grounding system is balanced (cross mode). What is necessary is just to examine the state which the element which couple | bonded in-phase (common mode) with a grounding system except the element was couple | bonded with the grounding system through the stray capacitance Cx from the neutral point of the smoothing capacitor 3B. Cx in FIG. 5 shows this state.
입력 리액터(Zc)와 접지 콘덴서(Cn)로 이루어지는 필터(F)는 직류 전력 변환부(3)에 있어서의 스위칭 소자(31∼36)의 ON-OFF 동작에 기인한 고주파 노이즈가 교류 전원(1)으로 역류되는 것을 방지하는 것이다.In the filter F including the input reactor Zc and the ground capacitor Cn, the high frequency noise due to the ON-OFF operation of the switching elements 31 to 36 in the DC power converter 3 is changed to the AC power source 1. To prevent backflow.
제6도의 (A), (C) 및 (E)는 반송파 신호(Vc)와 컨버터 지령치(UR', US', UT')와의 비교에 의한 컨버터 구동 최로(4D)에 있어서의 ON-OFF 제어 신호의 형성을 설명한다. 제6도에 있어서, 횡축을 시간축으로 하고, 제6도의 (A), (C) 및 (E)에 굵은 선으로 나타낸 정현파가 3상 PWM 컨버터의 R, S, T 의 각 위상에 대한 컨버터 지령치(UR', US', UT')를 나타낸다. 동일 도면상에 삼각파형의 가는 선으로 나타낸 파형은 반송파 신호 발생부(4B)로부터의 반송파 신호(Vc)이다. 반송파 신호(Vc)가 컨버터 지령치(UR', US', UT')보다도 높을 때는 해당하는 스위칭 소자(31∼33)측이 도통되고, 스위칭 소자(34∼36)측이 비도통된다. 반대로, 반송파신호(Vc)가 컨버터 지령치(UR', US', UT')보다도 낮을 때는 해당하는 스위칭 소자(31~33)측이 비도통되고, 스위칭 소자(34∼36)측이 도통된다.(A), (C) and (E) in FIG. 6 are ON-OFF control in converter drive maximum 4D by comparison between the carrier signal Vc and the converter command values UR ', US', UT '. The formation of the signal is explained. In FIG. 6, the converter command value for each phase of R, S, and T phases of the three-phase PWM converter is represented by a thick line in (A), (C), and (E) of FIG. (UR ', US', UT '). The waveform shown by the thin line of a triangular waveform on the same figure is the carrier signal Vc from the carrier signal generation part 4B. When the carrier signal Vc is higher than the converter command values UR ', US', and UT ', the corresponding switching elements 31 to 33 are turned on, and the switching elements 34 to 36 are turned off. On the contrary, when the carrier signal Vc is lower than the converter command values UR ', US', and UT ', the corresponding switching elements 31 to 33 are not conducting, and the switching elements 34 to 36 are conducting.
제6도의 (B), (D) 및 (F)는 제5도에 도시된 직류 전력 변환부(3)를 구성하는 스위칭 소자의 아암(arm)쌍(31과 34, 32와 35, 33과 36)의 중간점과 평활 콘덴서(3B)의 중성점과의 사이에 형성되는 전압(VR, VS, VT)을 나타낸다. 설명을 간략히 하기 위하여 제6도의 (A) 및 (B)에서 R 위상에 있어서의 관계를 설명한다. 반송파 신호(Vc)가 컨버터 지령치(UR')보다 낮을 때는 스위칭 소자(34)가 도통되며, 따라서, 평활 콘덴서(3B)의 중성점과 아암쌍(31,34)의 중간점과의 사이에 형성되는 전압(VR)은 +Ed/2가 된다. 또한, Ed는 평활 콘덴서(3B)의 양단에 충전된 전압치이다. 다음에, 반송파 신호(Vc)가 컨버터 지령치(UR')보다 높을 때는 스위칭 소자(31)가 도통되고, 평활 콘덴서(3B)의 중성점과 아암쌍(31,34)의 중간점과의 사이에 형성되는 전압(VR)은 -Ed/2가 된다. 동일하게, 제6도의 (C) 및 (D)는 S 위상에서의 관계를 도시하고, 제6도의 (E) 및 (F)는 T 위상에서의 관계를 도시한다.(B), (D), and (F) of FIG. 6 show arm pairs 31, 34, 32, 35, 33 of the switching element constituting the DC power converter 3 shown in FIG. Voltages VR, VS, and VT formed between the intermediate point of 36) and the neutral point of the smoothing capacitor 3B are shown. For simplicity of explanation, the relationship in R phase in (A) and (B) of FIG. 6 will be described. When the carrier signal Vc is lower than the converter command value UR ', the switching element 34 is turned on, and thus is formed between the neutral point of the smoothing capacitor 3B and the intermediate point of the arm pairs 31 and 34. The voltage VR becomes + Ed / 2. Ed is a voltage value charged at both ends of the smoothing capacitor 3B. Next, when the carrier signal Vc is higher than the converter command value UR ', the switching element 31 becomes conductive, and is formed between the neutral point of the smoothing capacitor 3B and the intermediate point of the arm pairs 31 and 34. The voltage VR becomes -Ed / 2. Similarly, (C) and (D) of FIG. 6 show the relationship in the S phase, and (E) and (F) of FIG. 6 show the relationship in the T phase.
제6도의 (G)는 공통 모드 전압의 관계를 도시하며, 제6도의 (B), (D) 및 (F)에 도시된 전압(VR, VS, VT)이 필터(F)의 입력 리액터(Zc)와 접지 콘덴서(Cn)를 통하여 부유 용량(Cx)에 동상 전압(Vn)으로서 전압이 합성된다. 통상, 부유 용량(Cx)은 임피던스가 높기 때문에, 실질적으로는 상술한 전압(VR, VS, VT)을 가산한 형태로 공통 모드 전방(Vn)이 발생한다.(G) of FIG. 6 shows the relationship between the common mode voltages, and the voltages VR, VS, VT shown in (B), (D) and (F) of FIG. The voltage is synthesized as the in-phase voltage Vn to the stray capacitance Cx via Zc) and the ground capacitor Cn. In general, since the stray capacitance Cx has a high impedance, the common mode front Vn is generated substantially in the form of the above-described voltages VR, VS, and VT.
제5도의 (B)는 접지계에 흐르는 접지 전류의 관계를 등가 회로로 나타낸 것으로, 3상 교류 전원(1)의 불평형 전방을 Vcn으로 하고 선로 임피던스를 Zn으로 하면, 3상 교류 전원(1)의 불평형 전압(Vcn)에 의한 접지 전류(Icn)는 접지 콘덴서(Cn)와 선로 임피던스(Zn)를 통하여 흐른다. 또한, 공통 모드 전압(Vn)에 의한 접지 전류(Icn)는 부유 용량(Cx)을 통하여 입력 리액터(Zc)와 접지 콘덴서(Cn)와 선로 임피던스(Zn)로 회로망을 구성하고, 상용 전원(1)을 구성하는 선로 임피던스(Zn)에 흐르는 전류가 접지 전류(Icn)가 된다. 이 접지 전류(Icn)에 대해서, 공통 모드 전압(Vn)이 갖는 고주파 성분은 접지 콘덴서(Cn)를 통하여 바이패스된다.FIG. 5B shows the relationship between the ground currents flowing through the ground system in an equivalent circuit. When the unbalanced front of the three-phase AC power supply 1 is Vcn and the line impedance is Zn, the three-phase AC power supply 1 The ground current Icn due to the unbalanced voltage Vcn of flows through the ground capacitor Cn and the line impedance Zn. In addition, the ground current Icn by the common mode voltage Vn forms a network by the input reactor Zc, the ground capacitor Cn, and the line impedance Zn through the stray capacitance Cx. The current flowing in the line impedance Zn constituting the Ns becomes the ground current Icn. With respect to this ground current Icn, the high frequency component which the common mode voltage Vn has is bypassed through the ground capacitor Cn.
제6도에 도시한 반송파 신호(Vc)는 컨버터 지령치의 6 배의 주파수로 도시하였지만, 이 반송파 신호의 주파수를 반드시 6 배로 한정할 필요는 없다.Although the carrier signal Vc shown in Fig. 6 is shown at a frequency six times the converter command value, it is not necessary to limit the frequency of this carrier signal to six times.
그러나, 상술한 바와 같은 종래 기술의 PWM 컨버터 회로에서는 반송파 신호에 의한 분수조파 변조를 행하고 있기 때문에, 직류 회로의 중간 전압을 전기적 중성점으로 하면, 교류 입력측에 반송파 주파수 성분을 기본 주파수로 하는 공통 모드 전압이 발생한다. 때문에, 특히 상용 전원이 접지인 경우, 전술의 공통 모드 전압은 전원선을 경유하여 전원접지선· 대지를 거치서 기기 접지선으로부터 부유 용량을 거쳐 직류 중간 회로로 접지 전류가 흐른다. 이 접지 전류는 대지를 경유하기 때문에 누전 검출 요소에서 검출되는 문제가 있다.However, in the conventional PWM converter circuit described above, fractional harmonic modulation is performed by the carrier signal. Therefore, when the intermediate voltage of the DC circuit is set as the electric neutral point, the common mode voltage having the carrier frequency component as the fundamental frequency on the AC input side is used. This happens. Therefore, in particular, when the commercial power source is ground, the above-described common mode voltage flows from the device ground line through the stray capacitance to the direct current intermediate circuit via the power supply ground line and the ground via the power supply line. Since this ground current passes through the earth, there is a problem that a ground fault detecting element is detected.
상기 접지 전류의 감소에 대한 문제를 해결하기 위해서, 에컨대, 접지 콘덴서, 입력 리액터, 부유 용량을 변화시켜서 접지 전류의 감소화를 행하고 있었지만, 2개의 전압원이 존재하고 현실적인 조정의 폭에 제약이 있는 등의 이유로 효과적인 대책이 되지 못하였다. 이 때문에, 교류 전원과 PWM 컨버터의 사이에 절연 변압기를 설치하는 등의 대책이 많이 행해지고 있다.In order to solve the problem of the reduction of the ground current, for example, the ground current is reduced by changing the ground capacitor, the input reactor, and the stray capacitance, but there are two voltage sources and there is a limitation in the range of realistic adjustment. For such reasons, it was not effective. For this reason, many measures, such as providing an isolation transformer between an AC power supply and a PWM converter, are performed.
본 발명은 상기의 점을 감안하여 행해진 것으로서, 그 목적은 상기한 과제를 해결하여 PWM 컨버터에 의해 발생되는 공통 모드 전압을 보상하는 것으로 누설 전류를 감소시키고, 누설 전류 검출 요소가 불필요한 동작을 하지 않는 PWM 컨버터를 제공하는 것에 있다.SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above point, and an object thereof is to solve the above problems and to compensate for the common mode voltage generated by the PWM converter to reduce the leakage current and to prevent unnecessary operation of the leakage current detection element. It is to provide a PWM converter.
상기 목적을 달성하기 위해서, 제1 발명에 의하면, 입력 리액터와 접지 콘덴서로 구성되는 필터와, 스위칭 소자와 평활 콘덴서로 구성되는 직류 전력 변환부와, 스위칭 소자의 제어율을 제어하는 컨버터 지령치 발생부와 그것을 변조하기 위한 반송파 신호를 발생시키는 반송파 신호 발생부와 컨버터 구동 회로를 구비하며, 교류 전원으로부터 교류 전력의 공급을 받아 직류 전력으로 변환하는 PWM 컨버터에 있어서, 직류 전력 변환부에 하나의 아암쌍의 인버터 회로를 설치하고, 이 인버터 회로는 PWM 컨버터에 의해 발생되는 공통 모드 전압과 역위상의 보상 전압을 출력하며, 이 보상 전압을 통하여 기기 접지하는 것으로 한다.In order to achieve the above object, according to the first aspect of the present invention, there is provided a filter composed of an input reactor and a ground capacitor, a DC power converter composed of a switching element and a smoothing capacitor, a converter command value generator for controlling a control ratio of the switching element, A PWM converter having a carrier signal generator for generating a carrier signal for modulating the same and a converter driving circuit, wherein the PWM converter receives AC power from an AC power source and converts the DC power into a DC power converter. An inverter circuit is provided, which outputs a common mode voltage generated by a PWM converter and an inverse phase compensation voltage, and is intended to ground the device through this compensation voltage.
또한, 제2 발명에 의하면, 인버터 회로의 구동신호는 PWM 컨버터의 반송파 신호를 이용하는 것으로 한다.According to the second aspect of the invention, it is assumed that the drive signal of the inverter circuit uses the carrier signal of the PWM converter.
또한, 제3 발명에 의하면, 인버터 회로의 구동신호는 PWM 컨버터의 반송파 신호를 지령치로 하고, 고주파 반송파 신호에 의해 변조를 행하는 것으로 한다.According to the third aspect of the invention, the drive signal of the inverter circuit assumes the carrier signal of the PWM converter as a command value and modulates the high frequency carrier signal.
또한, 제4 발명에 의하면, PWM 컨버터가 3상 입력인 경우, 인버터 회로의 구동신호는 교류 전원의 중성점 전압을 검출하고, 이 중성점 전압을 PWM 컨버터의 반송파 신호의 지령치에 가하는 것으로 한다.According to the fourth aspect of the invention, when the PWM converter is a three-phase input, the drive signal of the inverter circuit detects the neutral point voltage of the AC power supply and applies the neutral point voltage to the command value of the carrier signal of the PWM converter.
또한, 제5 발명에 의하면, 인버터 회로의 구동신호는 PWM 컨버터의 반송파신호에 PWM 컨버터의 제어율의 역수를 곱한 값을 지령치로 한다.According to the fifth aspect of the invention, the drive signal of the inverter circuit is a command value that is obtained by multiplying the carrier signal of the PWM converter by the inverse of the control rate of the PWM converter.
상기 구성에 의해, 제1 발명에 의하면, PWM 컨버터가 발생하는 공통 모드 전압에 대하여 역위상의 교류 출력을 발생시키고, 그 교류 출력을 통하여 접지함으로써, PWM 컨버터의 공통 모드 전압을 인버터의 교류 출력으로 상쇄한다.With the above arrangement, according to the first aspect of the present invention, an AC output in reverse phase with respect to the common mode voltage generated by the PWM converter is generated and grounded through the AC output, thereby converting the common mode voltage of the PWM converter into the AC output of the inverter. Offset.
또한, 제2 발명에 의하면, PWM 컨버터의 반송파 신호로 인버터 회로를 구동 시킴으로써, 인버터 회로는 PWM 컨버터의 공통 모드 전압과 역위상으로 반송파 신호의 주파수 성분의 직사각형 교류 출력을 발생시킨다.Further, according to the second invention, by driving the inverter circuit with the carrier signal of the PWM converter, the inverter circuit generates a rectangular alternating current output of the frequency component of the carrier signal in phase out of the common mode voltage of the PWM converter.
또한, 제3 발명에 의하면, 인버터 회로의 구동신호를 PWM 컨버터의 반송파 신호와 고주파 반송파 신호에 의해 변조를 행함으로써, 보다 고차의 주파수 성분의 공통 모드 전압을 상쇄할 수 있다.According to the third aspect of the present invention, by modulating the drive signal of the inverter circuit by the carrier signal and the high frequency carrier signal of the PWM converter, the common mode voltage of higher frequency components can be canceled.
또한, 제4 발명에 의하면, PWM 컨버터가 3상 입력일 때, 상용 전원의 중성점(불평형) 전압을 검출하고, 이 중성점 전압을 PWM 컨버터의 반송파 신호의 지령치에 부가하여 인버터 회로의 구동 신호로 함으로써, 상용 전원의 불평형 전압을 포함하여 대접지전위를 상쇄할 수 있다.According to the fourth aspect of the present invention, when the PWM converter is a three-phase input, the neutral point (unbalanced) voltage of the commercial power supply is detected, and the neutral point voltage is added to the command value of the carrier signal of the PWM converter to be a drive signal of the inverter circuit. The counter potential can be offset by including the unbalanced voltage of the commercial power supply.
또한, 제5 발명에 의하면, PWM 컨버터의 반송파 신호의 반전 신호에 PWM 컨버터의 제어율의 역수를 곱한 값을 인버터 회로의 구동 신호로 함으로써, 직류 전력 변환 회로의 출력 전압에 따른 제어율의 변동에 의한 대접지전위의 변동을 상쇄할 수 있다.Further, according to the fifth aspect of the present invention, the value obtained by multiplying the inverted signal of the carrier signal of the PWM converter by the reciprocal of the control rate of the PWM converter is a drive signal of the inverter circuit, whereby treatment due to variation in the control rate according to the output voltage of the DC power converter circuit This can offset the change in potential.
[실시예]EXAMPLE
제1도는 본 발명에 의한 일실시예의 PWM 컨버터의 기능을 나타내는 블록도,제2도는 다른 실시예로서 고차의 주파수 성분 공통 모드 전압을 상쇄하는 PWM 컨버터의 기능을 나타내는 블록도, 제3도는 상용 전원의 불평형 전압을 포함하여 대접 지전위를 상쇄하는 PWM 컨버터의 기능을 나타내는 블록도, 제4도는 PWM 컨버터의 제어율을 포함해서 대접지전위를 상쇄하는 PWM 컨버터의 기능을 나타내는 블록도, 제7도는 일실시예의 PWM 컨버터의 공통 모드 전압을 보상하는 보상 전압 파형을 설명하는 설명도이고, 제5도, 제6도에서 대응하는 동일 기능 부재에는 같은 부호가 붙여져 있다.1 is a block diagram showing the function of a PWM converter of one embodiment according to the present invention, FIG. 2 is a block diagram showing the function of a PWM converter that cancels a higher order frequency component common mode voltage as another embodiment, and FIG. 3 is a commercial power supply. Figure 4 is a block diagram showing the function of the PWM converter to cancel the ground potential including unbalanced voltage, Figure 4 is a block diagram showing the function of a PWM converter to cancel the ground potential, including the control rate of the PWM converter, Figure 7 is It is explanatory drawing explaining the compensation voltage waveform which compensates the common mode voltage of the PWM converter of an Example, and the same code | symbol is attached | subjected to the corresponding functional member in FIG. 5, FIG.
제1도에 있어서, 접지계의 3상(UR, US, UT) 교류 전원(1)으로부터 선로 임피던스(Zn)(도시 생략됨)를 통하여 PWM 컨버터(2)에 교류 전력이 공급된다. PWM 컨버터(2)는 입력 리액터(Zc)와 접지 콘덴서(Cn)로 이루어지는 필터(F)와, 스위칭 소자(31∼36)와 평활 콘덴서(3B)로 이루어지는 직류 전력 변환부(3)와, 스위칭 소자(31∼36)의 제어율을 제어하는 컨버터 지령치 발생부(4A)와, 그것을 변조하기 위한 반송파 신호(Vc)를 발생시키는 반송파 신호 발생부(4B)와. 컨버터 구동 회로(4D)와, 직류 전력 변환부(3)에 하나의 아암쌍의 인버터 회로(5)를 구비하며, 인버터 회로(5)의 스위칭 소자(51, 52)의 중간점은 리액터(5A)와 접지 콘덴서(5B)와의 직렬 회로를 통해 접지되도록 구성되어 있다.In FIG. 1, AC power is supplied to the PWM converter 2 through the line impedance Zn (not shown) from the three-phase (UR, US, UT) AC power supply 1 of the grounding system. The PWM converter 2 includes a filter F composed of an input reactor Zc and a ground capacitor Cn, a DC power converter 3 composed of switching elements 31 to 36 and a smoothing capacitor 3B, and switching. A converter command value generator 4A for controlling the control rate of the elements 31 to 36, a carrier signal generator 4B for generating a carrier signal Vc for modulating it; The inverter drive circuit 4D and the DC power converter 3 have one arm pair of inverter circuits 5, and the intermediate points of the switching elements 51 and 52 of the inverter circuit 5 are reactors 5A. ) And the ground capacitor 5B are configured to be grounded through a series circuit.
상술의 구성에 의해, 이 인버터 회로(5)는 PWM 컨버터(2)가 발생하는 공통 모드 전압(Vn)과 역위상인 보상 전압을 출력하고, 이 보상 전압을 리액터(5A)와 접지 콘덴서(5B)와의 직렬 회로의 필터 회로를 통하여 기기 접지함으로써, PWM 컨버터(2)가 발생하는 공통 모드 전압을 상쇄할 수 있으며, 기기 접지에 대한 PWM 컨버터(2)의 제로(zero) 위상 전압을 감소시킬 수 있으며, 누설 전류(Icn)를 감소시킬 수 있다. 또한, 리액터(5A)와 접지 콘덴서(5B)의 정수는 고차의 고조파 공통 모드 전압의 영향이 저하되도록 선정한다.By the above-described configuration, the inverter circuit 5 outputs a compensation voltage which is out of phase with the common mode voltage Vn generated by the PWM converter 2, and the compensation voltage is converted into the reactor 5A and the ground capacitor 5B. By grounding the device through a filter circuit in series with,), the common-mode voltage generated by the PWM converter 2 can be offset and the zero phase voltage of the PWM converter 2 with respect to the device ground can be reduced. The leakage current Icn can be reduced. In addition, the constants of the reactor 5A and the ground capacitor 5B are selected so that the influence of higher-order harmonic common mode voltage is reduced.
다시 , 이미 설명한 제6도의 PWM 컨버터(2)의 각부의 파형을 설명하는 설명도를 본다. 제6도의 (G)의 PWM 컨버터(2)가 발생하는 공통 모드 전압(Vn)의 파형은 종래의 기술의 항에서 설명한 바와 같이, 반송파 신호(Vc)에 동기되고, 또한, 진폭이 반전된 계단형의 전압 파형으로 되어 있다. 또한, 실험 데이타에 의하면, 공통 모드 전압(Vn)의 실효치는 PWM 컨버터(2)의 제어율( λ )에 대하여 부(負)의 선형성을 갖는다.Again, an explanatory diagram illustrating the waveforms of the respective portions of the PWM converter 2 in FIG. 6 described above is shown. The waveform of the common mode voltage Vn generated by the PWM converter 2 in FIG. 6G is a step in which the amplitude is inverted in synchronization with the carrier signal Vc as described in the prior art section. Type voltage waveform. Further, according to the experimental data, the effective value of the common mode voltage Vn has negative linearity with respect to the control ratio λ of the PWM converter 2.
따라서, 제1도의 인버터 회로(5)의 구동 신호로서 PWM 컨버터(2)의 반송파 신호(Vc)를 비교기(6A)에서 직사각형파로 신호화하여 인버터 구동 회로(6)에 입력함으로써, 공통 모드 전압(Vn)과 역위상인 기본 주파수의 보상 전압을 용이하게 형성할 수 있다. 제7도는 제6도의 각 부의 파형의 일부를 확대 추출하여 PWM 컨버터의 공통 모드 전압을 보상하는 보상 전압 파형을 설명하는 것이다. 제7도의 (G)가 상기 설명한 PWM 컨버터의 공통 모드 전압(Vn)의 파형을 나타내고, 제7도의 (H)가 반송파 신호(Vc)를 비교기(6A)에서 직사각형파로 신호화하여 인버터(5)를 구동했을 때 인버터(5)가 출력하는 보상 전압 파형을 나타낸다.Therefore, the carrier signal Vc of the PWM converter 2 is converted into a rectangular wave by the comparator 6A as a drive signal of the inverter circuit 5 of FIG. 1 and input to the inverter drive circuit 6, thereby providing a common mode voltage ( It is possible to easily form the compensation voltage of the fundamental frequency which is in phase out of Vn). FIG. 7 illustrates a compensation voltage waveform that compensates for the common mode voltage of the PWM converter by extracting a part of the waveform of each part of FIG. 6. FIG. 7G shows the waveform of the common mode voltage Vn of the PWM converter described above, and FIG. 7H signals the carrier signal Vc as a rectangular wave in the comparator 6A to convert the inverter 5 Shows a compensation voltage waveform outputted by the inverter 5 when it is driven.
제2도는 본 발명의 다른 실시예를 나타내고, 제1도와의 차이점은 고주파 반송파 신호 발생부(6B)가 비교기(6A)의 입력 회로에 추가되어 있는 점이다. 이 고주파 반송파 신호 발생부(6B)를 추가하여 PWM 컨버터(2)의 반송파 신호(Vc)즉 지령치로 하고, 고주파 반송파 신호(Vh)에 의해 변조를 행함으로써 인버티 회로(5)의 중간 회로의 보상 전압을 제7도의 (D)에 도시된 바와 같이 평균적으로 보아 삼각파에 가깝게 하고, 제7도의 (G)의 직사각형파 보상 전압보다도 보다 PWM 컨버터의 공통 모드 전압(Vn)에 가깝게 하여, 반송파 신호(Vc)의 기본 주파수 성분의 공통 모드 전압 이외에 보다 고차의 고조파 공통 모드 전압도 상쇄할 수 있다.FIG. 2 shows another embodiment of the present invention, and the difference from FIG. 1 is that the high frequency carrier signal generator 6B is added to the input circuit of the comparator 6A. The high frequency carrier signal generator 6B is added to the carrier signal Vc of the PWM converter 2, i.e., a command value, and modulated by the high frequency carrier signal Vh. As shown in FIG. 7D, the compensation voltage is closer to the triangular wave, and is closer to the common mode voltage Vn of the PWM converter than the rectangular wave compensation voltage of FIG. 7G. In addition to the common mode voltage of the fundamental frequency component of (Vc), higher harmonic common mode voltages can be canceled.
제3도는 본 발명의 또 다른 실시예를 도시한 것으로써, 제2도와의 차이점은 PWM 컨버터가 3상 입력일 때, 상용 전원(1)의 불평형에 기초한 중성점 전압을 절연 변압기(7)로 검출하고, 이 검출 전압을 PWM 컨버터의 반송파 신호(Vc)의 지령치에 가함으로써, 상용 전원의 불평형 전압을 포함하여 대접지전위를 상쇄할 수 있다.FIG. 3 shows another embodiment of the present invention. The difference from FIG. 2 is that when the PWM converter is a three phase input, the neutral voltage based on the unbalance of the commercial power supply 1 is detected by the isolation transformer 7. By applying this detected voltage to the command value of the carrier signal Vc of the PWM converter, it is possible to cancel the ground potential including the unbalanced voltage of the commercial power supply.
제4도는 본 발명의 또 다른 실시예를 도시한 것이며, 제2도와의 차이점은 PWM 컨버터(2)의 반송파 신호(Vc)와 PWM 컨버터(2)의 제어율( λ )의 역수를 승산기(8A)에서 곱한 값을 인버터 구동 회로(6)의 구동 신호로 함으로써, 직류 전력 변환부(3)의 출력 전압에 따라서, 제어율이 변화하더라도 대접지전위를 상쇄할 수 있다.4 shows another embodiment of the present invention, and the difference from FIG. 2 is that the multiplier 8A multiplies the inverse of the carrier signal Vc of the PWM converter 2 and the control rate λ of the PWM converter 2. By using the value multiplied by the drive signal of the inverter drive circuit 6, the ground potential can be canceled even if the control rate changes in accordance with the output voltage of the DC power converter 3.
또한, 도시는 생략되어 있지만, 제3도의 절연 변압기(7)와, 제4도의 제어율(λ )의 역수와 승산기(8A)를 병용함으로써, 상용 전원(1)의 불평형에 기초한 중성점전압 및 직류 전력 변환부(3)의 출력 전압에 따라서 변동하는 대접지전위를 포함하여 상쇄할 수 있다.Although not shown, a neutral point voltage and a direct current power based on the unbalance of the commercial power supply 1 are obtained by using the isolation transformer 7 of FIG. 3 and the inverse of the control ratio λ of FIG. 4 together with the multiplier 8A. The counter ground potential, which changes according to the output voltage of the converter 3, may be offset.
이상 기술한 바와 같이 본 발명에 의하면, PWM 컨버터가 발생하는 공통 모드 전압을 보상· 감소시킴으로써, 교류 전원측의 누설 전류(접지 전류)를 감소시키고, 누전 검출 요소의 불필요 동작을 없앨 수 있다.As described above, according to the present invention, by compensating and reducing the common mode voltage generated by the PWM converter, it is possible to reduce the leakage current (ground current) on the AC power supply side and eliminate unnecessary operation of the ground fault detecting element.
제1도는 본 발명에 의한 일실시예의 PWM 컨버터의 기능을 나타내는 블록도.1 is a block diagram showing the function of a PWM converter according to an embodiment of the present invention.
제2도는 다른 실시예로서 보다 고차의 주파수 성분 공통 모드 전압을 상쇄하는 PWM 컨버터의 기능을 나타내는 블록도.2 is a block diagram illustrating the function of a PWM converter to cancel higher order frequency component common mode voltages as another embodiment.
제3도는 상용 전원의 불평형 전압을 포함하여 대(對)접지전위를 상쇄하는 PWM 컨버터의 기능을 나타내는 블록도.3 is a block diagram showing the function of a PWM converter to cancel a large ground potential, including an unbalanced voltage of a commercial power supply.
제4도는 PWM 컨버터의 제어율을 포함하여 대접지전위를 상쇄하는 PWM 컨버터의 기능을 나타내는 블록도.4 is a block diagram showing the function of a PWM converter to offset the ground potential, including the control rate of the PWM converter.
제5도는 3 상 교류 전원에 접속된 PWM 컨버터의 원리 회로도.5 is a principle circuit diagram of a PWM converter connected to a three-phase AC power supply.
제6도는 PWM 컨버터의 각 부의 파형을 설명하는 설명도.6 is an explanatory diagram for explaining waveforms of respective parts of the PWM converter.
제7도는 일실시예의 PWM 컨버터의 공통 모드 전압을 보상하는 보상 전압 파형을 설명하는 설명도.7 is an explanatory diagram illustrating a compensation voltage waveform for compensating for a common mode voltage of a PWM converter according to one embodiment.
< 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 ><Description of Symbols for Main Parts of Drawings>
1, UR, US, UT : 교류 전원1, UR, US, UT: AC power
2 : PWM 컨버터2: PWM converter
3 : 직류 전력변환 회로부3: DC power conversion circuit
31∼36, 51, 52 : 스위칭 소자31 to 36, 51, 52: switching element
3B : 평활 콘덴서3B: smoothing capacitor
4A : 컨버터 지령치 발생부4A: Converter command value generator
4B : 반송파 신호 발생부4B: carrier signal generator
4C, 6A : 비교기4C, 6A: Comparator
4D : 컨버터 구동 회로4D: Converter Drive Circuit
5 : 인버터5: inverter
5A, Zc : 리액터5A, Zc: Reactor
5B, Cn : 접지 콘덴서5B, Cn: Ground Capacitor
6 : 인버터 구동 회로6: inverter drive circuit
6B : 고주파 반송파 신호 발생부6B: high frequency carrier signal generator
7 : 절연변압기7: insulation transformer
8 : 제어율8: control rate
8A : 승산기8A: Multiplier
Zn : 선로 임피던스Zn: line impedance
F : 필터F: filter
Vc : 반송파 신호Vc: carrier signal
Vh : 고주파 반송파 신호Vh: high frequency carrier signal
Cx : 부유 콘덴서Cx: Floating Capacitor
UR', US', UT' : 컨버터 지령치UR ', US', UT ': Converter setpoint
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