KR100323943B1 - 디지털 무선신호 중계 시스템 - Google Patents

디지털 무선신호 중계 시스템 Download PDF

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Abstract

기지국과 원격 안테나 사이에 설치되어 하나의 기지국에 복수의 원격 안테나를 연결할 수 있게 해주며, 왜곡 및 잡음에 강한 디지털 무선신호 중계 시스템을 제공한다.
송신부는 상기 기지국과 상기 원격 안테나 중 어느 하나에 결합되어 있으며, 디지털 이동통신 신호를 받아들여서 상기 디지털 이동통신 신호를 중간주파수 대역으로 하향변환하고, 하향변환된 신호를 디지털 데이터로 변환한 후 상기 디지털 데이터를 다수의 서브밴드로 분할하기 위해 분석 폴리페이즈 필터링과 수정된 푸리에변환을 수행하며, 변환된 서브밴드 중 적어도 일부의 서브밴드를 선택하여 선택된 서브밴드의 디지털 데이터를 변조하여 변조된 신호를 소정의 채널에 출력한다. 수신부는 상기 변조된 신호를 상기 소정의 채널을 통해 받아들여서 전기적인 신호로 변환하며, 상기 전기적인 신호에 대해 수정된 역푸리에변환과 합성 폴리페이즈 필터링을 수행한 후, 필터링된 데이터를 아날로그 신호로 변환하고, 상기 아날로그 신호의 대역을 이동통신 주파수대역으로 상향변환하며, 상향변환된 아날로그 신호를 상기 기지국과 상기 원격 안테나 중 다른 하나에 공급한다.

Description

디지털 무선신호 중계 시스템{Digital Wireless Communication Signal Distribution System}
본 발명은 무선통신 시스템에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 무선통신 시스템의 신호 중계장치에 관한 것이다.
무선통신 기술의 발전에 힘입어 디지털 방식의 무선전화가 일반적으로 보편화되어 있다. 우리나라에서는 현재 800 MHz 대역에 할당된 주파수를 사용하는 디지털 셀룰라 전화 서비스와, 1.7 GHz 및 1.8 GHz 대역에 할당된 주파수를 사용하는 개인휴대통신 서비스가 제공되고 있다. 그리고 이와 같은 디지털 셀룰라 전화나 개인휴대통신은 모두 코드분할다중접속(CDMA)에 의한 다중접속방식을 채택하고 있다. CDMA 방식이 아날로그 셀룰라 전화나 시분할다중접속(TDMA) 방식과 같은 여타의 디지털 다중셀룰라 전화에 비해 높은 주파수 재사용율을 제공한다고는 하지만, 가입자의 증가율과 높은 품질의 서비스를 받고자 하는 가입자의 욕구를 고려할 때 셀의 크기를 마이크로셀 내지 피코셀 차원으로 지속적으로 줄이고 기지국을 증설하는 것이 요구되고 있다. 그런데 이러한 기지국 증설은 무선전화 전화 사업자로 하여금 상당한 투자 부담을 안겨주게 된다.
또한, 일반적으로 기지국 장비는 그 중량과 부피가 크기 때문에, 기지국은아무곳에나 설치될 수가 없다는 문제점이 있다. 즉, 페이딩을 최소화하면서 넓은 지역을 가시영역으로 하는 최적의 지점이 발견되었다 해도 기지국 장비의 중량과 부피를 고려할 때 기지국을 신설하는 것은 곤란하고 단지 소형 안테나만을 설치하는 것이 가능한 지점이 종종 발견될 수가 있다. 아울러, 트래픽의 분포가 지역마다 불균일한 경우가 많고, 지역에 따라서는 트래픽의 시간적 또는 요일간 변동이 극심한 경우가 많기 때문에, 모든 지점에 고가의 기지국을 증설하는 것은 경제적으로 낭비라 할 수도 있다.
이러한 투자 부담과 기지국 설치 공간의 문제 등을 해결하기 위하여 기지국과 전기적으로 연결되는 중계기를 설치하는 방안이 다양하게 안출되어 활용되고 있다. 중계기란 기지국에 할당된 주파수 중 일부를 사용해서 근접 사용자로부터 신호를 수신하여 실시간으로 기지국으로 보내주고 또한 기지국으로부터의 신호를 받아들여서 주변에 전파로써 방사하는 시스템을 말하며, 이러한 중계기를 활용함으로써 이동통신 사업자는 기반시설 투자비를 줄이고 기지국의 서비스 영역을 넓힐 수 있게 된다. 그리고 기지국과 중계기간의 전기적 연결은 일반적으로 마이크로웨이브나 레이저, 또는 광선로를 통해 이루어진다.
그런데, 마이크로웨이브나 레이저를 사용하는 중계기의 경우 그 가격이 비싸다는 문제점이 있다. 또한, 마이크로웨이브 또는 레이저 중계기는 기지국과 가시(line-of-sight) 영역에 설치되는 경우에만 설치 효과를 기대할 수 있으며, 비가시 영역에 설치되는 경우에는 그 효과가 미미하거나 기대하기 어렵다는 단점이 있다. 아울러, 이러한 마이크로웨이브 중계기나 레이저 중계기는 일반적으로 아날로그 신호처리를 수행하기 때문에, 후에 복호화 과정에서 에러가 발생할 정도로 전송과정에서 잡음이 혼입되거나 신호가 열화된 경우에도 이러한 잡음을 제거하거나 신호의 열화를 보상하는 것이 어렵다는 문제점이 있다.
한편, 광선로를 이용하여 기지국과 원격 안테나를 연결하는 종래의 아날로그 광 중계기는 감쇄와 잡음 측면에서 여러 가지 문제점을 가지고 있다. 일반적으로 광변조된 알에프 신호의 감쇄는 광 감쇄의 제곱에 비례하기 때문에, 광선로의 감쇄가 일정 정도 이상이 되면 하향 신호의 신호대잡음비와 시스템의 잡음지수(Noise Figure)가 급격하게 악화되는 문제점이 있다. 이를 방지하기 위해 변조된 광 신호의 세기를 증가시키는 것을 생각해볼 수 있지만, 변조된 신호의 선형성을 확보하고 혼변조 왜곡(Intermodulation Distortion)을 줄이기 위해서는 일반적으로 광 송신기에서 변조된 신호의 세기가 대략 광원의 총출력의 10% 이하가 되어야 하기 때문에, 변조된 광 신호의 세기를 무작정 증가시킬 수가 없다. 광 수신기 측면에서 보면, 광다이오드의 암전류(Dark Current)와 수신되는 신호의 상대강도잡음(Relative Intensity Noise: RIN)으로 인해, 광다이오드의 잡음지수는 열잡음에 비해 훨씬 높다는 문제점이 있다.
이러한 감쇄와 잡음으로 인해 아날로그 광 중계기를 채용하는 시스템에 있어서는 기지국에 원격 안테나를 여러 대 연결하기 어렵고 통상 1:1로 연결된다. 만약 기지국에 여러 대의 원격 안테나를 연결하게 되면, 전송하고자 하는 서브 캐리어 멀티플렉싱(SCM) 신호 채널이 증가함에 따라 광 전송단계에서 상향신호의 혼변조 왜곡도 급격하게 증가하게 되며, 또한 탭을 신설할 때마다 신호가 감쇄되어 S/N비가 나빠져 기지국 수신기의 다이나믹 레인지에 관한 요건(55dB)을 충족하지 못할 가능성이 있게 된다.
또한 아날로그 광 중계기에 있어서는, 필터에서 대역차단(Band Rejection)을 충분히 행하기 위해서는 고가의 필터가 요구되는 문제점이 있다. 표면탄성파(SAW) 필터를 사용하고자 하는 경우에는, 사용가능한 대역(주로 70 MHz)으로 신호를 변환해야 하며, 더욱이 SAW 필터의 지연시간이 2 ㎲이상이므로 여러번 사용할 경우 사용가능한 광 전송로의 길이가 제한된다는 단점이 있다. 한편, CDMA 신호는 기본적으로 위상변조된 신호이기 때문에 위상 선형성이 높은 필터가 요구된다. 그런데, 대역폭이 좁고 대역차단율(Band Rejection Ratio)이 높은 필터는 필연적으로 위상 특성이 저하되는 문제점이 있다. 이처럼 대역차단 효과가 크면서 위상 특성이 우수한 필터를 구현하기 어렵기 때문에, 아날로그 광 중계기에 있어서는 본질적으로 신호처리 과정에서 신호가 크게 열화된다.
본 발명은 이러한 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 왜곡 및 잡음에 강하고 하나의 기지국에 복수의 원격 안테나를 연결할 수 있는 디지털 무선신호 중계 시스템을 제공하는 것을 그 기술적 과제로 한다.
도 1은 본 발명에 의한 중계 시스템이 채용된 이동통신 시스템의 구성을 보여주는 블록도이다.
도 2는 도 1에 도시된 상향신호 송신부 및 상향신호 수신부를 보다 상세하게 보여주는 블록도이다.
도 3은 도 2에 있어서 상향신호 송신부 내에 있는 분석 디지털 신호처리부의 상세블록도이다.
도 4는 도 3에 도시된 실수부 단위 분석필터들 중 어느 하나를 보여주는 도면이다.
도 5는 도 3에 도시된 허수부 단위 분석필터들 중 어느 하나를 보여주는 도면이다.
도 6은 도 2에 있어서 상향신호 수신부 내에 있는 합성 디지털 신호처리부의 상세블록도이다.
도 7은 도 6에 도시된 실수부 단위 합성필터들 중 어느 하나를 보여주는 도면이다.
도 8은 도 6에 도시된 허수부 단위 합성필터들 중 어느 하나를 보여주는 도면이다.
도 9는 복수의 원격처리부가 하나의 기지국에 인터페이스되는 예를 보여주는 도면이다.
상기 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명의 디지털 무선신호 중계 시스템은 기지국과 원격 안테나 사이에 설치되어 사용된다. 송신부는 상기 기지국과 상기 원격 안테나 중 어느 하나에 결합되어 있으며, 이동통신 신호를 받아들여서 상기 이동통신 신호를 중간주파수 대역으로 하향변환하고, 하향변환된 신호를 디지털 데이터로 변환한 후 상기 디지털 데이터를 다수의 서브밴드로 분할하기 위해 분석 폴리페이즈 필터링과 수정된 푸리에변환을 수행하며, 변환된 서브밴드 중 적어도 일부의 서브밴드를 선택하여 선택된 서브밴드의 디지털 데이터를 변조하여 변조된 신호를 소정의 채널에 출력한다. 수신부는 상기 변조된 신호를 상기 채널을 통해 받아들여서 전기적인 신호로 변환하며, 상기 전기적인 신호에 대해 수정된 역푸리에변환과 합성 폴리페이즈 필터링을 수행한 후, 필터링된 데이터를 아날로그 신호로 변환하고, 상기 아날로그 신호의 대역을 이동통신 주파수대역으로 상향변환하며, 상향변환된 아날로그 신호를 상기 기지국과 상기 원격 안테나 중 다른 하나에 공급한다. 바람직한 실시예에 있어서, 상기 채널은 파장분할다중화된 광선로에 의해 구현된다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세하게 설명한다.
도 1은 본 발명에 의한 중계 시스템이 채용된 이동통신 시스템의 구성을 보여준다.
이동통신 시스템에 있어서 전체 서비스 지역은 복수의 셀들로 분할되어 있고, 각 셀 내에는 적어도 하나의 안테나를 구비하는 하나의 기지국(12)이 설치된다. 상기 기지국(12)은 셀 내에 있는 이동국(14)과 무선 링크에 의해 접속될 수 있다. 또한 기지국(12)은 물리적으로 동축케이블이나 광케이블 형태를 가지는 전용회선에 의해 이동교환국(10)과 연결되며, 이동교환국(10)은 광케이블 등에 의해 다른 이동교환국 및 일반 공중통신망과 접속되어 있다. 이동교환국(10)은 공중통신망으로부터 이동국(14)으로의 통화를 연결시키기 위해 공중통신망으로부터 상기 이동국(14) 근처에 있는 기지국(12)으로의 통신 채널 설정을 제어한다. 또한 이동교환국(10)은 단말기로부터 공중통신망간의 채널 설정을 제어하고, 이동국들(14)간의 통화를 매개하기 위해 기지국들(12)간의 채널 설정을 제어한다.
한편, 기지국(12)에는 본 발명에 의한 중계 시스템(20)이 인터페이스되어 있다. 상기 중계 시스템(20)은 기지국 인터페이스부(22), 원격처리부(30) 및 광선로(29)를 포함한다. 기지국 인터페이스부(22)는 기지국(12) 설비에 인접하여 있으며 기지국(12)과의 신호 인터페이스를 수행한다. 원격처리부(30)는 기지국(12)으로부터 멀리 떨어져 있는 이동국(14')으로부터의 신호를 받아들여서 인터페이스부(22)를 통해 기지국(12)으로 전송하며, 인터페이스부(22)를 통해 기지국(12)으로부터 전송된 신호를 받아들여서 이동국(14')으로 전송한다. 이에 따라, 기지국 인터페이스부(22)와 원격처리부(30)는 기지국(12)과 이동국(14')간에 송수신되는 신호를 중계하게 된다.
바람직한 실시예에 있어서, 본 발명의 중계 시스템(20)은 코드분할다중접속(CDMA) 방식의 디지털 셀룰러 전화 시스템이나 개인휴대통신 시스템에 적용되어 사용되며, 이에 따라 기지국(12)과 이동국(14')간에 CDMA 이동통신 신호를 중계한다. 그렇지만 본 발명은 이에 한정되지 않으며, 본 발명의 다른 실시예에 의한 중계 시스템은 여타의 디지털 이동통신 시스템에 적용될 수가 있다.
기지국 인터페이스부(22)는 하향신호 송신부(24), 상향신호 수신부(26) 및커플러(28)를 포함한다. 하향신호 송신부(24)는 기지국(12)에서 이동국(14')으로 전달할 신호를 받아들이고, 받아들여진 신호를 중간주파수(IF) 대역의 디지털 신호로 변환하여 광선로(29)를 통해 원격처리부(30)로 전송한다. 상향신호 수신부(26)는 원격처리부(30)로부터 광선로(29)를 통해 전송된 IF 대역의 디지털 상향신호를 받아들이며, 이를 아날로그 신호를 변환하고 이동전화 주파수 대역으로 대역변환한 후, 변환된 신호를 기지국(12)에 송신한다.
원격처리부(30)는 커플러(32), 하향신호 수신부(34), 상향신호 송신부(36), 듀플렉서(38) 및 원격 안테나(40)를 포함한다. 하향신호 수신부(34)는 기지국 인터페이스부(22)로부터 광선로(29)를 통해 전송된 IF 대역의 디지털 하향신호를 받아들이며, 이를 아날로그 신호로 변환하고 이동전화 주파수 대역으로 대역변환한 후, 변환된 신호를 안테나(40)를 통해 복사함으로써 이동국(14')으로 송신하게 된다. 상향신호 송신부(36)는 이동국(14')이 발신한 신호를 받아들이고, 받아들여진 신호를 IF 대역의 디지털 신호로 변환하여 광선로(29)를 통해 기지국 인터페이스부(22)로 전송한다. 듀플렉서(38)는 하향신호 수신부(34)와 상향신호 송신부(36)를 하나의 안테나(40)에 결합시킴으로써, 하나의 안테나를 통해 신호의 송신과 수신이 가능하게 해준다.
본 실시예에 있어서, 기지국 인터페이스부(22)와 원격처리부(30)간의 신호 전송은 파장분할 다중화(Wavelength Division Multiplexing)에 의해 단일 광선로(29)를 통해 이루어진다. 즉, 기지국 인터페이스부(22)에서 원격처리부(30)로의 신호전송은 1310 나노미터(nm)의 파장을 가지는 광신호를 사용하여 이루어지며, 원격처리부(30)에서 기지국 인터페이스부(22)로의 신호전송은 1550 nm의 파장을 가지는 광신호를 사용하여 이루어진다. 이처럼 단일 광선로를 통해 신호 송수신이 이루어질 수 있도록 하기 위하여, 인터페이스부(22)와 원격처리부(30) 각각에는 커플러들(28, 32)이 사용되어 광 경로를 분기시키게 된다.
도 2는 도 1에 도시된 인터페이스부(22)와 원격처리부(30)를 보다 상세하게 보여준다. 바람직한 실시예에 있어서, 하향신호 송신부(24)는 상향신호 송신부(36)와 동일하게 구성되며, 하향신호 수신부(34)는 상향신호 수신부(26)와 동일하게 구성된다. 따라서, 상향 전송 링크를 중심으로 설명하기 위하여, 도 2에서는 상향신호 송신부(36) 및 상향신호 수신부(26)만을 도시하였다. 그리고 간략하게 보일 수 있도록 하기 위해 커플러들(28, 32)도 미도시하였다.
상향신호 송신부(36)는 안테나(52), 저잡음 증폭부(54), 주파수대역 변환부(56), 대역통과필터(58), 아날로그-디지털(A/D) 변환부(60), 분석 디지털 신호처리부(62) 및 광전송부(64)를 포함한다. 한편, 상향신호 수신부(26)는 광수신부(70), 합성 디지털 신호처리부(72), 디지털-아날로그(D/A) 변환부(74), 주파수대역 변환부(56) 및 증폭부(78)를 포함한다.
상향신호 송신부(36)에 있어서, 저잡음 증폭부(54)는 안테나(52)를 통해 수신된 신호를 증폭하여 증폭된 신호를 출력한다. 주파수대역 변환부(56)는 증폭된 신호에 국부발진파(LO)를 곱하여 수신된 신호의 대역을 IF 대역으로 하향변환(Down-conversion)한다. 대역통과필터(58)는 대역변환된 신호에 대해 필터링을 수행하여 대역변환된 신호 내에 포함된 잡음을 제거하고 단일측파대(SSB)신호를 출력한다. 본 실시예에 있어서 상기 대역통과필터(58)는 5∼15MHz의 대역폭을 가지는데, 구체적인 대역폭은 사업자의 서비스 주파수대역과 주파수채널할당(FA) 등을 고려하여 정해진다.
A/D 변환부(60)는 필터링된 신호를 초당 40메가샘플(40 Ms/s)의 속도로 샘플링하고 각 샘플을 12 비트의 디지털 데이터로 변환한다. 분석 디지털 신호처리부(62)는 A/D 변환부(60)에서 출력되는 디지털 데이터를 다수의 서브밴드로 분할하기 위해 분석 폴리페이즈 필터링(Analysis Polyphase Filtering)과 수정된 푸리에변환(Modified DFT)을 수행한다. 또한, 분석 디지털 신호처리부(62)는 변환된 서브밴드 중 유효한 서브밴드만을 선택하여 선택된 서브밴드의 디지털 데이터를 출력한다. 광 전송부(64)는 분석 디지털 신호처리부(62)에서 출력되는 디지털 데이터를 받아들이고 받아들여진 신호들을 전/광변환하여 광선로(29)를 통해 전송한다. 바람직한 실시예에 있어서, 광 전송부(64)에는 발광다이오드(LED)가 채용된다. 그렇지만, 본 발명의 다른 실시예에 있어서는 레이저 다이오드가 사용될 수도 있다. 한편, 본 발명의 다른 실시예에 있어서는 상기 샘플링 주파수와 샘플링 데이터의 해상도 역시 다른 값을 가지도록 변형될 수 있다.
상향신호 수신부(26)에 있어서, 광수신부(70)는 광선로(29)를 통해 전송된 광신호를 받아들이고 이를 전기적인 신호로 변환한다. 본 실시예에 있어서 광수신부(70)에는 핀다이오드(p-i-n Photodiode)나 애벌랜치 광다이오드가 사용된다. 그렇지만, 본 발명의 다른 실시예에 있어서는 포토트랜지스터와 같은 여타의 수광소자가 사용될 수도 있다. 합성 디지털 신호처리부(62)는 광수신부(70)에서 출력되는 전기적인 신호에 대해 수정된 역푸리에 변환(Modified IDFT)과 합성 폴리페이즈 필터링(Synthesis Polyphase Filtering)을 수행하여, 필터링된 디지털 데이터를 출력한다. D/A 변환부(74)는 합성 디지털 신호처리부(62)의 출력 데이터를 아날로그 신호로 변환하고, 주파수대역 변환부(56)는 상기 아날로그 신호에 국부발진파(LO)를 곱하여 수신된 신호의 대역을 다시 이동통신 주파수대역으로 상향변환(Up-conversion)한다. 증폭부(78)는 대역변환된 신호를 증폭하여, 증폭된 신호를 기지국(12)에 출력한다.
도 3은 도 2에 도시된 분석 디지털 신호처리부(62)를 보다 상세하게 보여준다. 분석 디지털 신호처리부(62)는 디멀티플렉서(80), 분석 폴리페이즈 필터(Polyphase filter: 82), 푸리에변환부(83), 채널 선택부(87) 및 멀티플렉서(88)를 포함한다.
디멀티플렉서(80)는 입력되는 40 Ms/s의 디지털 데이터를 샘플 단위로 M개의 출력단자에 스위칭하여 출력함으로써 1:M으로 디멀티플렉싱하게 된다. 이에 따라 40 Ms/s의 디지털 데이터는 40/M Ms/s의 속도를 갖는 M 개의 서브밴드로 분할된다. 바람직한 실시예에 있어서, 다운샘플링 팩터인 상기 상수 M은 16의 값을 가진다.
분석 폴리페이즈 필터(82)는 디멀티플렉서(80)에서 출력되는 M개의 서브밴드 신호들에 대해 폴리페이즈 필터링을 수행한다. 이때, 각 서브밴드에 대한 폴리페이즈 필터에 있어서, 필터 계수는 순실수와 순허수가 번갈아 나타나는 형태를 띠고 있다. 따라서, 본 발명의 바람직한 실시예에서는, 각 서브밴드에 대한 폴리페이즈 필터에 있어서 실수부분과 허수부분의 연산을 분리하기 위해, M 개의 FIR 필터를사용하는 대신 실수부 또는 허수부만의 연산을 위해 구비된 절반의 탭수를 가진 2M 개의 FIR 필터를 사용한다.
이에 따라, 분석 폴리페이즈 필터(82)는 2M 개의 단위 분석필터들(82A, 82A', 82B, 82B', …, 82M, 82M')을 포함하게 된다. 단위 분석필터들(82A, 82A')은 첫 번째 서브밴드 신호를 필터링하는 복소 필터를 구성하는데, 두 단위 분석필터들(82A, 82A') 중 단위 분석필터(82A)는 순실수의 필터 계수들만을 사용하여 첫 번째 서브밴드 신호에 대해 폴리페이즈 필터링을 수행하고 단위 분석필터(82A')는 순허수의 필터 계수들만을 사용하여 첫 번째 서브밴드 신호에 대해 폴리페이즈 필터링을 수행한다. 마찬가지로 단위 분석필터들(82B-82M')은 두 개씩 쌍을 이루어 복소 필터로서의 기능을 수행하며, 각각의 단위 분석필터는 순실수 또는 순허수의 필터 계수들만을 사용하여 어느 한 서브밴드 신호에 대해 폴리페이즈 필터링을 수행한다. 한편, 순실수 계수들을 사용하여 각 서브밴드 신호에 대해 필터링을 행하는 실수부 단위 분석필터들(82A, 82B, …, 82M)은 서로 동일한 구조를 가지고 있으며, 순허수 계수들을 사용하여 각 서브밴드 신호에 대해 필터링을 행하는 허수부 단위 분석필터들(82A', 82B', …, 82M')은 서로 동일한 구조를 가지고 있다.
도 4는 도 3에 도시된 실수부 단위 분석필터들(82A, 82B, …, 82M) 중 어느 하나를 보여준다. 실수부 단위 분석필터들(82A, 82B, …, 82M) 각각은 다수의 지연기들(100-112)과 승산기들(114-122) 및 가산기(124)를 포함하는 FIR 필터로서, 다음 수학식 1에 의한 필터링을 수행하여 필터링된 샘플의 실수부를 출력한다.
수학식 1에 있어서, {hk,0, hk,1, hk,2, …, hk,P/M-1}은 k번째 실수부 단위 분석필터(82K)의 필터 계수를 나타내며, P는 폴리페이즈 필터를 구현하기 위한 원형(Prototype) FIR 필터의 탭 수를 나타낸다.
도 5는 도 3에 도시된 허수부 단위 분석필터들(82A', 82B', …, 82M') 중 어느 하나를 보여준다. 허수부 단위 분석필터들(82A', 82B', …, 82M') 각각은 다수의 지연기들(130-140)과 승산기들(142-150) 및 가산기(152)를 포함하는 FIR 필터로서, 다음 수학식 2에 의한 필터링을 수행하여 필터링된 샘플의 허수부를 출력한다.
수학식 2에 있어서, {h'k,0, h'k,1, …, h'k,P/M-1}은 k번째 허수부 단위 분석필터(82K')의 필터 계수를 나타낸다.
다시 도 3을 참조하면, 푸리에변환부(83)는 실수부 수정푸리에변환부(84), 허수부 수정푸리에변환부(85) 및 M 개의 가산기들(86A-86M)을 포함한다. 푸리에변환부(83)는 분석 폴리페이즈 필터(82)에서 출력되는 필터링된 샘플들(yo,R[m], yo,I[m], …, yM-1,R[m], yM-1,I[m])을 받아들이고, 이 샘플들에 대해 이산푸리에변환을수행하여 이산푸리에변환된 결과의 실수부분들(V0[m]-VM-1[m]: 이하, '변환된 샘플들'이라 칭함)을 출력한다. 이산푸리에변환에 있어서는, 실수부와 허수부가 분리되어 입력되는 기저대역의 시간영역 샘플들을 주파수 영역으로 변환함에 있어 복소수 계수값들이 사용되기 때문에, 후술하는 바와 같이 새로이 설정되는 계수들 ( l,k및'l,k)을 사용하는 수정된 이산푸리에변환(Modified DFT)이 사용된다.
구체적으로, 실수부 수정푸리에변환부(84)는 분석 폴리페이즈 필터(82)의 실수부 단위 분석필터들(82A, 82B, …, 82M)로부터 출력되는 필터링된 샘플들(yo,R[m], y1,R[m], …, yM-1,R[m])을 받아들이고, 이 샘플들에 대해 수정된 이산푸리에변환을 수행해서, 변환된 결과의 실수부분들(Y0,R[m]-YM-1,R[m])을 출력한다. 실수부 수정푸리에변환부(84)에서 출력되는 각 변환값 Yk,R[m]의 정의식은 다음 수학식 3과 같다.
허수부 수정푸리에변환부(85)는 분석 폴리페이즈 필터(82)의 허수부 단위 부분석필터들(82A', 82B', …, 82M')로부터 출력되는 필터링된 샘플들(yo,I[m], y1,I[m], …, yM-1,I[m])을 받아들이고, 이 샘플들에 대해 수정된 이산푸리에변환을수행해서, 변환된 결과의 실수부분들(Y0,I[m]-YM-1,I[m])을 출력한다. 허수부 수정푸리에변환부(85)에서 출력되는 각 변환값 Yk,I[m]의 정의식은 다음 수학식 4과 같다.
가산기(86A)는 한 입력단자를 통해 실수부 수정푸리에변환부(84)로부터의 변환값(Y0,R[m])을 받아들이고, 다른 입력단자를 통해 허수부 수정푸리에변환부(85)로부터의 변환값(Y0,I[m])을 받아들인다. 가산기(86A)는 두 입력 단자를 통해 받아들여진 변환값들을 가산하여, 가산된 결과를 이산푸리에변환된 샘플값(V0[m])으로써 출력한다. 마찬가지로, 가산기들(86B-86M)은 한 입력단자로 실수부 수정푸리에변환부(84)로부터의 변환값들(Y1,R[m]-YM-1,R[m]) 중 하나를 받아들이고, 다른 입력단자로 허수부 수정푸리에변환부(85)로부터의 변환값들(Y1,I[m]-YM-1,I[m]) 중 하나를 받아들여서, 두 값을 가산하여 가산된 결과를 이산푸리에변환된 샘플값들(V1[m]-VM-1[m])로써 출력한다. 변환된 샘플값(Vk[m])은 수학식 5와 같이 정해진다.
도 3에 있어서, 채널 선택부(86)는 M 개의 서브밴드에 대한 변환 샘플들 Vk[m] 중 N 채널에 해당하는 샘플들만을 선택하여, 선택된 샘플들 Wk[m]을 출력한다. 그리고 멀티플렉서(88)는 채널 선택부(86)에 의해 선택된 샘플들 Wk[m]을 받아들이고 멀티플렉싱하여 멀티플렉싱된 신호 Z[m]을 40N/M Ms/s의 속도로 출력한다.
상술한 바와 같이, 본 실시예에 있어서는 CDMA 신호를 여러 개의 서브채널로 분할함에 있어서 폴리페이즈 필터를 사용하여 병렬처리하기 때문에, 각 단위 분석필터의 탭 수가 감소되고 계산상의 복잡도가 저하되며 필터 구현이 용이해진다. 아울러, 본 실시예에 따른 푸리에변환부(83)에 있어서는, 필터링된 각 서브밴드의 샘플들의 실수부만을 사용하여 수정된 푸리에변환을 수행하고 필터링된 각 서브밴드의 샘플들의 허수부만을 사용하여 수정된 푸리에변환을 수행한 후, 두 가지 수정된 푸리에변환된 결과치들의 실수부만을 더함으로써, 이산푸리에변환 결과의 실수치들 즉, 변환된 샘플들(V1[m]-VM-1[m])을 얻게 된다.
도 6은 도 2에 있어서 합성 디지털 신호처리부(72)를 보다 상세하게 보여준다.
디멀티플렉서(90)는 광수신부(70)로부터 입력되는 디지털 데이터[m]를 샘플 단위로 N 개의 출력단자에 스위칭하여 출력함으로써 1:N으로 디멀티플렉싱하게 된다. 데이터 확장부(92)는 N 개의 입력단자들을 통해 디멀티플렉서(90)로부터 서브밴드 순시 샘플들 k[m]을 받아들이고, M-N 개의 잉여 샘플들을 영(0)의 값으로채워서(zero-padding) M개의 출력단자를 통해 주파수 영역 샘플들 k[m]을 출력한다.
제1 역수정푸리에변환부(94) 및 제2 역수정푸리에변환부(95)는 데이터 확장부(92)로부터 상기 주파수 영역 샘플들 k[m]을 받아들이고, 위에서 기술한 계수들( l,k및'l,k)을 사용하는 수정된 역이산푸리에변환(Modified Inverse DFT)을 수행함으로써, 역변환된 시간영역 샘플들을 합성하여 출력한다. 여기에서, 제1 역수정푸리에변환부(94)는 시간영역 샘플들의 실수부분을 합성하고, 제2 역수정푸리에변환부(95)는 시간영역 샘플들의 허수부분을 합성한다.
구체적으로, 제1 역수정푸리에변환부(94)는 데이터 확장부(92)에서 출력되는 주파수 영역 샘플들 k[m]에 대해 수정된 역이산푸리에변환(Modified Inverse DFT)을 수행하여 M 개의 실수부 시간영역 샘플들 k,R[m]을 출력한다. 이때 MIDFT 변환과정에 의한 실수부 시간영역 샘플들 k,R[m]의 정의식은 다음 수학식 6과 같다.
제2 역수정푸리에변환부(95)는 데이터 확장부(92)에서 출력되는 주파수 영역 샘플들 k[m]에 대해 수정된 역이산푸리에변환(Modified Inverse DFT)을 수행하여 M 개의 허수부 시간영역 샘플들 k,I[m]을 출력한다. 이때 MIDFT 변환과정에 의한실수부 시간영역 샘플들 k,I[m]의 정의식은 다음 수학식 7과 같다.
수학식 6 및 수학식 7에 있어서 계수들( l,k및'l,k)은 수학식 3 및 수학식 4에서 각각 정의된 것과 동일하다.
제1 합성 폴리페이즈 필터(96)는 M 개의 단위 합성필터들(96A-96M)을 포함한다. M 개의 단위 합성필터들(96A-96M) 각각은 서로 유사한 구조를 가지고 있으며, 해당 서브밴드의 실수부 시간영역 샘플에 대해 폴리페이즈 필터링을 수행한다. 도 7은 도 6에 도시된 단위 합성필터들(96A-96M) 중 어느 하나를 보여준다. 각각의 단위 합성필터(96A-96M)는 다수의 지연기들(160-170)과 승산기들(172-180) 및 가산기(182)를 포함하며, 다음 수학식 8에 의한 필터링을 수행한다.
수학식 8에 있어서, {hk,0, hk,1, hk,2, …, hk,P/M-1}은 k번째 서브밴드 신호에 대한 단위 합성필터(96A-96M)의 필터 계수를 나타낸다.
제2 합성 폴리페이즈 필터(97)는 M 개의 단위 합성필터들(97A-97M)을 포함한다. M 개의 단위 합성필터들(97A-97M) 각각은 서로 유사한 구조를 가지고 있으며,해당 서브밴드의 허수부 시간영역 샘플에 대해 폴리페이즈 필터링을 수행한다. 도 8은 도 6에 도시된 단위 합성필터들(97A-97M) 중 어느 하나를 보여준다. 각각의 단위 합성필터(97A-97M)는 다수의 지연기들(190-202)과 승산기들(204-212) 및 가산기(214)를 포함하며, 다음 수학식 9에 의한 필터링을 수행한다.
수학식 9에 있어서, {h'k,0, h'k,1, …, h'k,P/M-1}은 k번째 서브밴드 신호에 대한 단위 합성필터(97A-97M)의 필터 계수를 나타낸다.
다시 도 5를 참조하면, 가산기(98A)는 한 입력단자를 통해 제1 합성 폴리페이즈 필터(96)로부터 첫 번째 채널에 대한 시간영역 샘플의 실수부( 0,R[m])를 받아들이고, 다른 입력단자를 통해 제2 합성 폴리페이즈 필터(97)로부터 첫 번째 채널에 대한 시간영역 샘플의 허수부( 0,I[m])를 받아들인다. 가산기(86A)는 두 입력 단자를 통해 값들을 가산하여 가산된 결과를 첫 번째 채널에 대한 시간영역 샘플값( 0[m])으로써 출력한다. 마찬가지로, 가산기들(98B-98M)은 한 입력단자로 해당 채널에 대한 시간영역 샘플의 실수부( 1,R[m]- M-1,R[m])를 받아들이고, 다른 입력단자로 해당 채널에 대한 시간영역 샘플의 허수부( 1,I[m]- M-1,I[m])를 받아들여서, 두 값을 가산하여 가산된 결과를 해당 채널에 대한 시간영역 샘플값( 1[m]- M-1[m])으로써 출력한다.
멀티플렉서(99)는 가산기들(98B-98M)로부터 개별적으로 출력되는 M 채널의 시간영역 샘플값( 0[m]- M-1[m])을 멀티플렉싱하여 40N/M Ms/s의 속도를 갖는 하나의 비트열[m]을 형성하고, 형성된 비트열[m]을 도 2의 D/A 변환부(74)에 출력한다.
이상에서는 도 2를 참조하여 상향 전송 링크를 중심으로 인터페이스부(22)와 원격처리부(30)의 구성 및 동작을 설명하였지만, 하향신호 송신부(24)와 하향신호 수신부(34)는 각각 상향신호 송신부(36)와 상향신호 수신부(26)와 유사하게 구성되기 때문에 이에 대한 자세한 설명은 생략하기로 한다.
한편, 이상의 설명에서는 인터페이스부(22)와 원격처리부(30)간에 페이로드(Payload) 데이터 즉 통화 데이터 샘플들만이 전송되는 것으로 설명하였지만, 실제 구현예에 있어서는 이러한 페이로드 데이터에 데이터 송수신에 필요한 데이터를 포함하는 헤더(Header) 데이터가 소정의 페이로드 데이터 단위로 추가될 수 있다. 이러한 헤더는 후술하는 바와 같이 인터페이스부(22)와 원격처리부(30)간의 연결 방식 등에 따라 달라지게 되며, 당업자가 용이하게 설계하여 부가할 수 있는 것이므로 이에 대한 상세한 설명은 생략한다.
본 발명에 의한 중계 시스템에 있어서 인터페이스부(22)와 원격처리부(30)는 서로 짝을 이루어 CDMA 신호의 중계를 수행한다. 그렇지만, 인터페이스부(22)와원격처리부(30)가 반드시 1:1로 설치되어야 하는 것은 아니며, 하나의 인터페이스부(22)에 대해 복수의 원격처리부(30)가 설치되어 사용될 수도 있다. 이러한 경우 하나의 기지국에 복수의 중계 안테나를 접속시키는 것이 가능하다. 도 9는 복수의 원격처리부가 하나의 기지국에 인터페이스되는 예를 보여준다.
도 9에 있어서, 기지국(12)에는 하나의 기지국 인터페이스부(22)가 인터페이스되어 있다. 그리고 인터페이스부(22)에는 광선로(29)를 통해 복수의 원격처리부(30)가 연결된다. 인터페이스부(22)와 복수의 원격처리부(30)간의 신호 전송은 인터페이스 제어부(160)에 의해 제어된다. 즉, 인터페이스 제어부(160)는 원격처리부(30)의 숫자와 통화량(Traffic)을 고려하여, 채널주파수할당(FA)의 수를 조정하고 페이로드 데이터에 부가되는 헤더를 조정함으로써, 중계 시스템이 원활하게 동작하도록 하고 능동적으로 적응해나갈 수 있도록 하게 된다.
본 발명에 있어서 기지국 인터페이스부(22)와 원격처리부(30)간의 신호 전송은 디지털 데이터 펄스로써 이루어지기 때문에, 이처럼 다수의 탭에 의해 광 경로를 분기하더라도 신호 자체의 열화에 의해 S/N비가 나빠지는 것은 아니며 잡음에 의한 영향도 달라지는 바가 거의 없다고 할 수 있다.
이상의 설명은 본 발명의 바람직한 실시예들을 단지 예시한 것으로서, 본 발명은 이에 한정되지 않고 다양하게 변형될 수 있다. 예컨대, 기지국 인터페이스부(22)나 원격처리부(30) 내에는 상호간의 인터페이스를 제어하기 위한 제어 유닛이 포함될 수 있다. 이러한 경우, 상기 제어 유닛은 각각의 구성 장비의 동작과, 기지국이나 이동국과의 신호 송수신을 제어할 수 있게 된다. 또한, 원격처리부(30)에는 이득이나 고장여부 등의 성능을 감시하기 위한 원격 감시 장치가 추가될 수 있다.
상술한 바와 같이, 본 발명의 중계 시스템은 셀룰라 통신 시스템의 전파 음영 지역 등에서 사업자가 별도의 기지국을 건설할 필요가 없이 셀룰라 통신 신호를 중계할 수 있게 해준다. 따라서 본 발명의 시스템은 기지국 설비에 비해 구조가 간단하고 크기가 작기 때문에, 통신 사업자로 하여금 망 증설 및 유지 비용과 이에 따른 서비스 원가를 낮추게 해주는 효과가 있다.
특히, 광 송신부와 광 수신부 사이에 디지털 데이터 형태로 신호가 전송되기 때문에 신호대잡음비나 혼변조 왜곡 문제가 크게 경감된다. 이에 따라 기존의 아날로그 시스템에 비해 광선로의 길이가 증가될 수 있으며 기지국으로부터 멀리 떨어진 지점에도 별도의 중계기(Repeater)가 없이도 원격 안테나를 설치할 수 있다. 또한, 하나의 기지국에 복수의 원격 안테나를 연결할 수 있다는 장점이 있다.
아울러 본 발명에 채용되는 디지털 FIR 필터는 선형 위상 특성을 가지기 때문에 CDMA 시스템에 사용되는 위상변조 신호에 적합하며, 탭 수와 필터 계수를 조정함으로써 필요한 대역차단율을 임의로 얻을 수 있다. 또한 디지털 필터는 필터의 특성을 소프트웨어에 의해 설정할 수 있기 때문에 튜닝가능한 필터를 쉽게 만들 수 있으며, 이에 따라 여러 채널주파수(FA) 신호를 임의로 선택하거나 옮길 수 있는 기능을 부여할 수 있다. 따라서 채널주파수(FA)를 동적으로 할당할 수 있고 중계기간의 네트웍을 구성할 수 있는 등, 지능적인 중계 시스템을 구현할 수 있게 된다.

Claims (9)

  1. 기지국과 원격 안테나 사이에 설치되어 사용되며,
    소정의 채널;
    상기 기지국과 상기 원격 안테나 중 어느 하나에 결합되어 있으며, 이동통신 신호를 받아들여서 상기 이동통신 신호를 중간주파수 대역으로 하향변환하고, 하향변환된 신호를 디지털 데이터로 변환한 후 상기 디지털 데이터를 다수의 서브밴드로 분할하기 위해 분석 폴리페이즈 필터링과 수정된 푸리에변환을 수행하며, 변환된 서브밴드 중 적어도 일부의 서브밴드를 선택하여 선택된 서브밴드의 디지털 데이터를 변조하여 변조된 신호를 상기 채널을 통해 송신하는 송신 수단; 및
    상기 변조된 신호를 상기 채널을 통해 받아들여서 전기적인 신호로 변환하며, 상기 전기적인 신호에 대해 수정된 역푸리에변환과 합성 폴리페이즈 필터링을 수행한 후, 필터링된 데이터를 아날로그 신호로 변환하고, 상기 아날로그 신호의 대역을 이동통신 주파수대역으로 상향변환하며, 상향변환된 아날로그 신호를 상기 기지국과 상기 원격 안테나 중 다른 하나에 공급하는 수신 수단;을 포함하는 디지털 무선신호 중계 시스템.
  2. 제1항에 있어서, 상기 소정의 채널은 광선로이며,
    상기 송신 수단은 상기 선택된 서브밴드의 디지털 데이터를 광신호로 변환하여 상기 광선로를 통해 송신하고, 상기 수신 수단은 상기 광선로를 통해 상기 광신호를 받아들여서 상기 전기적인 신호로 변환하는 디지털 무선신호 중계 시스템.
  3. 제2항에 있어서, 상기 송신 수단은
    상기 이동통신 신호를 받아들이고 상기 이동통신 신호를 중간주파수 대역으로 하향변환하여 상기 하향변환된 신호를 출력하는 주파수대역 변환부;
    상기 하향변환된 신호에 대해 대역통과필터링을 수행하여 상기 하향변환된 신호 내에 포함된 잡음을 제거하고 단일측파대 신호를 출력하는 대역통과필터;
    상기 단일측파대 신호를 샘플링하고 각 샘플을 소정 비트 수의 디지털 데이터로 변환하는 아날로그-디지털 변환부;
    상기 디지털 데이터에 대해 분석 폴리페이즈 필터링과 이산푸리에변환을 수행하며, 상기 적어도 일부의 서브밴드를 선택하여 선택된 서브밴드의 디지털 데이터를 출력하는 분석 디지털 신호처리부; 및
    상기 선택된 서브밴드의 디지털 데이터를 받아들이고 받아들여진 신호들을 전/광변환하여 상기 광선로에 상기 중간주파수 대역의 디지털 광신호로써 출력하는 광전송부;를 포함하는 디지털 무선신호 중계 시스템.
  4. 제3항에 있어서, 상기 분석 디지털 신호처리부는
    상기 디지털 데이터를 샘플 단위로 M개의 출력단자에 스위칭하여 출력함으로써 1:M으로 디멀티플렉싱하여 상기 디지털 데이터를 M 개의 서브밴드 데이터로 분할하는 디멀티플렉서;
    상기 M 개의 서브밴드 데이터에 대해 폴리페이즈 필터링을 수행하여 필터링된 샘플들을 출력하는 분석 폴리페이즈 필터 뱅크;
    상기 필터링된 샘플들에 대해 이산푸리에변환을 수행하여 M 개의 변환된 샘플들을 출력하는 푸리에변환부;
    상기 M 개의 대한 변환된 샘플들 중 N 채널에 해당하는 샘플들만을 선택하여, 상기 선택된 샘플들을 출력하는 채널 선택부; 및
    상기 선택된 샘플들을 받아들이고 멀티플렉싱하여 멀티플렉싱된 신호를 출력하는 멀티플렉서;를 포함하는 디지털 무선신호 중계 시스템.
  5. 제4항에 있어서, 상기 분석 폴리페이즈 필터 뱅크는
    상기 M 개의 서브밴드 각각에 대하여 구비되며, 각각이 순실수 계수들을 사용하여 각 서브밴드 신호에 대해 필터링을 행하여 상기 필터링된 샘플들의 실수부를 출력하는 M 개의 실수부 단위 분석필터들; 및
    상기 M 개의 서브밴드 각각에 대하여 구비되며, 각각이 순허수 계수들을 사용하여 각 서브밴드 신호에 대해 필터링을 행하여 상기 필터링된 샘플들의 허수부를 출력하는 M 개의 허수부 단위 분석필터들;를 포함하는 디지털 무선신호 중계 시스템.
  6. 제5항에 있어서, 상기 푸리에 변환부는
    상기 필터링된 샘플들의 상기 실수부를 받아들이고 수정된 이산푸리에변환을 수행해서, 변환된 결과의 실수부분들을 출력하는 실수부 수정푸리에변환부;
    상기 필터링된 샘플들의 상기 허수부를 받아들이고 수정된 이산푸리에변환을 수행해서, 변환된 결과의 허수부분들을 출력하는 허수부 수정푸리에변환부; 및
    상기 실수부분들과 상기 허수부분들을 서브밴드별로 가산하여 상기 M 개의 변환된 샘플들을 출력하는 가산부;를 포함하는 디지털 무선신호 중계 시스템.
  7. 제2항에 있어서, 상기 수신 수단은
    상기 광선로를 통해 상기 디지털 광신호를 받아들이고 전기적인 신호로 변환하는 광수신부;
    상기 전기적인 신호에 대해 역이산푸리에변환과 합성 폴리페이즈 필터링을 수행하여, 상기 필터링된 데이터를 출력하는 합성 디지털 신호처리부;
    상기 필터링된 데이터를 상기 아날로그 신호로 변환하는 디지털-아날로그 변환부; 및
    상기 아날로그 신호의 대역을 상기 이동통신 주파수대역으로 상향변환하며, 상향변환된 아날로그 신호를 출력하는 주파수대역 변환부;를 포함하는 디지털 무선신호 중계 시스템.
  8. 제7항에 있어서, 상기 합성 디지털 신호처리부는
    상기 광수신부로부터 입력되는 디지털 데이터를 샘플 단위로 N 개의 출력단자에 스위칭하여 출력함으로써 1:N으로 디멀티플렉싱하는 디멀티플렉서;
    상기 디멀티플렉서로부터의 디멀티플렉싱된 샘플들을 N 개의 입력단자들을 통해 받아들이고, M-N 개의 잉여 샘플들을 영의 값으로 채워서 M개의 출력단자를 통해 주파수 영역 샘플들을 출력하는 데이터 확장부;
    상기 주파수 영역 샘플들에 대해 역이산푸리에변환을 수행하여 M 개의 시간영역 복소수 샘플들을 합성하고, 상기 M 개의 시간영역 복소수 샘플들에 대해 폴리페이즈 필터링을 수행하여 M 개의 필터링된 샘플들을 출력하는 역푸리에변환 및 합성 폴리페이즈필터링부; 및
    상기 M개의 필터링된 샘플들을 멀티플렉싱하여 하나의 비트열을 형성하고, 형성된 비트열을 출력하는 멀티플렉서;를 포함하는 디지털 무선신호 중계 시스템.
  9. 제8항에 있어서, 상기 역푸리에변환 및 합성 폴리페이즈필터링부는
    상기 M개의 주파수 영역 샘플들에 대해 수정된 역이산푸리에변환을 수행해서, 상기 M 개의 시간영역 복소수 샘플들의 실수부분들을 합성하는 실수부 역수정푸리에변환부;
    상기 M개의 주파수 영역 샘플들에 대해 수정된 역이산푸리에변환을 수행해서, 상기 M 개의 시간영역 복소수 샘플들의 허수부분들을 합성하는 허수부 역수정푸리에변환부;
    상기 M 개의 시간영역 복소수 샘플들의 상기 실수부분들 각각에 대해 구비된M 개의 제1 단위 합성필터들을 포함하며, 상기 M 개의 시간영역 복소수 샘플들의 상기 실수부분들에 대해 폴리페이즈 필터링을 수행하여 상기 M 개의 필터링된 샘플들의 실수부를 출력하는 제1 합성 폴리페이즈 필터 뱅크;
    상기 M 개의 시간영역 복소수 샘플들의 상기 허수부분들 각각에 대해 구비된 M 개의 제2 단위 합성필터들을 포함하며, 상기 M 개의 시간영역 복소수 샘플들의 상기 허수부분들에 대해 폴리페이즈 필터링을 수행하여 상기 M 개의 필터링된 샘플들의 허수부를 출력하는 제2 합성 폴리페이즈 필터 뱅크; 및
    상기 M 개의 필터링된 샘플들의 상기 실수부와 상기 허수부를 각각 가산하여 가산된 결과를 상기 M 개의 필터링된 샘플들로써 출력하는 가산부;를 포함하는 디지털 무선신호 중계 시스템.
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