KR100321875B1 - 3상 멀티 레벨 전압원 컨버터 - Google Patents

Abstract

본 발명은 3상 멀티 레벨 전압원 컨버터에 관한 것으로, 제1, 제2, 제3 전압원으로부터 출력되는 제1, 제2, 제3 전류를 각각 유기시킨 제1, 제2, 제3 유기 전류를 정류시켜 부하측에 제공하는 3상 다이오드 브리지 정류부; 제1, 제2, 제3 유기 전류에 함유된 고조파를 저감시키는 레벨 변환 보조부; 및 1차측 권선의 일단 및 2차측 권선의 일단이 레벨 변환부에 연결되고, 1차측 권선의 타단이 제1 캐패시터를 경유하여 3상 다이오드 브리지 정류부의 일단에 연결되고, 2차측 권선의 타단이 제2 캐패시터를 경유하여 3상 다이오드 브리지 정류부의 타단에 연결된 단상 변압기로 구성된다. 따라서, 3상 6스텝 정류회로에 단상 자려식 인버터, 단상 변압기, AC 스위치로 구성된 레벨 변환 보조회로를 배치하여 AC 스위칭 제어함으로서 컨버터 회로의 입력 파형을 멀티 레벨화할 수 있다.

Description

3상 멀티 레벨 전압원 컨버터{3 phase multilevel voltage source converter}

본 발명은 전압원 컨버터에 관한 것으로, 특히 3상 다이오드 정류회로의 입력 전류에 함유된 고조파를 저감시키기 위한 고조파 저감형 3상 멀티레벨 전압원 컨버터에 관한 것이다.

일반적으로, 유도전동기나 UPS 제어시 사용되는 인버터의 전원 입력 공급 장치인 3상 비제어 다이오드 정류기는 AC 전원을 DC 전원으로 변환하는 반도체 전력변환 장치의 하나로, 회로 구성이 간단하고 가격이 저렴한 특징을 가지고 있으나 입력으로 AC를 사용하고 출력은 DC 이기 때문에 직류측에 출력 전압의 맥동이 발생하게 된다.

따라서, 이러한 맥동 성분의 감소를 위하여 대용량의 커패시터를 출력측에 연결한다. 이때 입력측에서는 커패시터를 충전하기 위한 충전전류가 흐르게 되고, 이 때문에 고조파를 함유한 스파이크 형태의 입력전류가 전원 전류에 흐르게 된다. 이러한 전류의 고조파 성분은 입력 파형을 왜형화시킬뿐 아니라 전원측에 유입되어 전원계통이나 다른 전기 기기에 악영향을 끼치며, 시스템의 역률을 현저히 저하시킨다.

이와같이 고조파 발생과 역률의 악화는 정류기의 큰 문제점으로 대두되어 이를 억제할 수 있는 기술도 크게 요구되고 있다.

현재, 사용되고 있거나 연구 발표된 정류기에 의한 고조파 장해의 대책으로는 수동 필터와 능동 필터를 이용하여 고조파 발생원으로부터 전력계통으로 고조파의 유출을 억제하는 방법과 PWM 제어 방식이나 멀티 스텝화 방식과 같이 고조파 발생원 자체에서 고조파 발생을 억제하는 방법을 들 수 있다.

이러한 멀티 스텝화 방식은 3상 정류회로의 경우 6스텝 정류회로를 기본 단위로 하여 이를 2 내지 3단 또는 그 이상으로 다단 중복 운전시킴으로써 정류회로의 입력 전류 파형을 정현파에 가깝게하여 고조파 발생을 억제하는 것으로 고조파 저감 특성이 매우 우수하다. 또한, 이 방식은 저차 고조파를 제거해도 고차 고조파가 증대하지 않기 때문에 높은 파형 개선을 얻을 수 있고, 복수대의 정류기를 사용하기 때문에 대용량이라도 정류기 개개의 용량은 적어질 수 있다.

그러나, 이 방식은 12 스텝 이상으로 입력 전류 파형을 멀티 스텝화하기 위해서는 상수 변환용 변압기와 많은 스위칭 소자가 필요하기 때문에 장치가 대형화되고, 설치비용이 증가하는 단점이 있다.

따라서, 이러한 방법과 동등한 고조파 저감 효과를 얻으면서 시스템 자체를 간단하게 구성할 수 있는 것이 실용상의 가장 중요한 문제가 된다.

본 발명은 상기한 종래의 기술의 문제점을 해결하기 위해 제안된 것으로, 본 발명의 목적은 간단한 회로 구성으로 3상 다이오드 정류회로의 입력 전류에 함유된 고조파를 저감시키기 위한 3상 멀티 레벨 전압원 컨버터를 제공하는 것이다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 3상 멀티 레벨 전압원 컨버터의 회로도.

도 2(a) 내지 도 2(g)는 본 발명의 일 실시예에 따른 12레벨 컨버터 회로의 전압 파형과 스위칭 타이밍 챠트의 구형파 변환을 설명하는 파형도.

도 3에는 k1 값에 대한 왜형율 변화를 설명하는 파형도.

도 4(a),(b)는= 30°, k1 = 0.464 값에 따른 입력 전압 파형도 및 이를 고조파를 스펙트럼화한 도면.

도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따른 18레벨 전압원 컨버터의 회로도.

도 6(a) 내지 도 6(g)는 도 5의 18레벨 전압원 컨버터 회로의 전압 파형과 스위칭 타임 차트의 파형도.

도 7(a) 내지 도 7(c)는 각각o, 1 과 k2 값에 따른 입력 전압 파형도.

도 8(a) 내지 도 8(c)는 상기한 도 7(a) 내지 도 7(c)의 고조파를 각각 스펙트럼화한 도면.

도 9는 k2값에 따른 입력 전압의 전체 고조파 왜형율과의 관계를 설명하는 파형도.

도 10에 기본파를 기준으로 하여 입력 전압 파형 VAO, 및 VAO' 고조파 함유율을 각각 나타낸 도면.

도 11(a),(b)는 레벨 변환 보조회로가 부가되지 않은 3상 6스텝 정류회로의 입력 전압 및 입력 전류 파형.

도 12(a),(b)는 본 발명에 따라 레벨 변환 보조회로가 부가된 3상 18 레벨 전압원 컨버터 회로의 입력 전압, 입력 전류의 파형도이고, 도 12(c),(d),(e)는 각각 입력 전압 및 단상 변압기 전압 파형도.

도 13(b) 내지 도 13(c)은 AC 스위치와 자려식 인버터의 제어 신호를 측정한 파형도.

* 도면의 주요 부분에 대한 설명 *

Va,Vb,Vc : 전압원 Ls : 인덕터

D1-D6 : 3상 브릿지 정류 다이오드 C1,C2: 캐패시터

G1-G4 : 단상 자려식 인버터 Sa,Sb,Sc : AC 스위치

Dn1,Dn2 : 클램핑 다이오드 Tx1 : 변압기

상기한 본 발명의 목적을 실현하기 위한 하나의 특징에 따른 3상 멀티 레벨 전압원 컨버터는, 제1, 제2, 제3 전압원으로부터 출력되는 제1, 제2, 제3 전류를 각각 유기시킨 제1, 제2, 제3 유기 전류를 정류시켜 부하측에 제공하는 3상 다이오드 브리지 정류부; 상기 제1, 제2, 제3 유기 전류에 함유된 고조파를 저감시키는 레벨 변환 보조부; 및 1차측 권선의 일단 및 2차측 권선의 일단이 상기 레벨 변환부에 연결되고, 1차측 권선의 타단이 제1 캐패시터를 경유하여 상기 3상 다이오드 브리지 정류부의 일단에 연결되고, 2차측 권선의 타단이 제2 캐패시터를 경유하여 상기 3상 다이오드 브리지 정류부의 타단에 연결된 단상 변압기를 포함한다.

이러한 3상 멀티 레벨 전압원 컨버터에 의하면, 3상 6스텝 정류회로에 단상 자려식 인버터, 단상 변압기, AC 스위치로 구성된 레벨 변환 보조회로를 배치하여 이를 AC 스위칭 제어함으로서 컨버터 회로의 입력 파형을 멀티 레벨화할 수 있다.

이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 상세하게 설명한다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 3상 멀티 레벨 전압원 컨버터의 회로도이고, 도 2(a) 내지 도 (g)는 본 발명의 일 실시예에 따른 구형파 변환을 설명하기 위한 파형도이다.

도 1에 도시한 바와 같이, 본 발명의 일 실시예에 따른 3상 멀티 레벨 전압원 컨버터는 3상 다이오드 브리지 정류회로(D1 ∼ D6)를 구비한 주회로, 전원 주파수의 3배로 동작하는 단상 자려식 인버터(G11, G12)와 그리고 단상 변압기(TX1)와 역으로 전류를 흐르게 할 수 있는 3개의 AC 스위치(Sa∼Sc)를 구비한 레벨 변환 보조회로를 포함한다.

도 2(a)의 타임 차트와 같이 AC 스위치(Sa, Sb, Sc) 및 인버터 스위치(G11, G12)를 제어하면 입력 전압 파형(VAO)은 도 2(g)와 같이 12 레벨의 구형파 파형이 된다.

도 1과 도 2(a) 내지 도 2(g)를 참조하면, AC 스위치(Sa, Sb, Sc)는 입력 주파수의 2배로, 단상 자려식 인버터 스위치(G11, G12)의 스위칭 주파수는 입력 전원 주파수의 3배로 동작하고, 단상 변압기(TX1)의 권수비 1 : k1 에 의해서 2개의 전압값(+k1E, -k1E)을 발생시킨다. 여기서, 제1 콘덴서(C1)와 제2 콘덴서(C2)의 양단간의 전압(E1, E2)를 E1 = E2 = E 라 하고, G11이 턴 온(turn on)되면 콘덴서 전압, +E가 변압기 1차측에 인가되어 변압기 2차측 'n-N' 사이에 VnN = +k1E 을 유기하고, VAN전압은 SA가°동안 턴온되는 기간에 다이오드 D4, D5가 도통 되기 때문에 +k1E의 전압이 발생된다.

그리고, VAN 전압은 SC가 턴온되면 다이오드 D1, D4를 통하여 직류 전압 E가 발생된다. 그리고 반주기 후에 G12가 턴온되면 VnN 전압은 콘덴서 -E 전압이 변압기 1차측에 인가되어 2차측에 - k1E 전압을 유기하고, 이때 SA가 턴온되고, 다이오드 D3, D4가 도통하고 있기 때문에 이 기간 동안 VAN 전압은 -k1E가 된다.t = 180°+°후에 SC 가 턴온되면 G12는 계속 도통 상태에서 VnN은 -k1E이고, VAN 전압은 다이오드 D3, D2를 통하여 -E가 된다.

따라서, VAN 전압은 도 2(c)와 같이 되고, 도 2(d), (e)와 같이 VBN과 VCN 전압도 120°의 위상차를 갖고 같은 방법으로 동작한다.

3상 전압 대칭 조건에 의하여 각 상의 입력 전압은 다음 수학식(3)과 같이 되고, A상의 입력 전압 VAO 는 도 2(g)와 같이 12 레벨의 파형이 된다.

본 발명의 일 실시예에 따른 12 레벨 컨버터의 고조파 저감 효과를 최대로 하는 단상 변압기 권수비 및 레벨 변환 제어각을 결정하기 위하여 도 2(c)의 VAN 파형을 푸리에 급수로 전개하면 하기의 수학식(4)와 같다.

수학식(4)에서 VAN 파형은 k1과 의 변수에 의해서 결정되므로, 도 2(c)의 도식적인 해석에서 레벨 변환 제어각= 30°로 하고, 수학식(5)과 같이 5차 또는 7차 고조파를 ' 0 '으로 하면 변압기 권수비 k1 을 쉽게 구할 수 있다

여기서, 변압기 권수비 k1 = 0.464 로 구해지고, 전체 고조파 왜형율(Total Harmonic Distortion)은 수학식(6)에 의해서 THD = 15.15[%] 임을 알 수 있다.

(단, Vs1, Vsn 은 입력 전압의 기본파 및 n차 고조파의 실효치)

상기한 수학식(4), (5), (6)에서 구해진 12 레벨 전압원 컨버터 회로의 최적 설계 조건의 파라메타는= 30°, k1 = 0.464이다. 이러한 파라메타의 타당성을 검토하기 위해 이들 수식의 시뮬레이션 결과를 도 3 내지 도 4(a),(b)에 나타냈다.

보다 상세하게는, 도 3에는 k1 값에 따른 입력 전압(VAO)의 전체 고조파 왜형율(THD)과의 관계를 나타내었고, 도 4(a),(b)는= 30°, k1 = 0.464 값에 따른 입력 전압 파형 (VAO) 및 고조파를 스펙트럼화한 결과이다.

도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따른 18 레벨 전압원 컨버터의 회로도이고, 도 6(a) 내지 도 6(g)는 상기한 도 5에 따른 파형도이다.

도 5에 도시한 바와 같이, 본 발명의 다른 실시예에 따른 18 레벨 전압원 컨버터는 3상 다이오드 브리지 정류회로(D1 ∼ D6)를 구비한 주회로, 전원 주파수의 3배로 동작하는 단상 자려식 인버터(G21 ∼ G24)와 2개의 클램핑 다이오드(Dn1, Dn2), 그리고 단상 변압기(TX2)와 역으로 전류를 흐르게 할 수 있는 3개의 AC 스위치(Sa∼Sc)를 구비한 레벨 변환 보조부를 포함한다.

도 5의 AC 스위치(Sa, Sb, Sc)와 단상 자려식 인버터(G11 ∼ G14)를 도 6(a)의 타임 차트와 같이 제어하면 입력 전압 파형 VAO′는 18 레벨의 구형파 파형이 된다. 여기서, 본 발명의 다른 실시예에 따른 18 레벨 컨버터 회로 파형을 본 발명의 일 실시예에 따른 12 레벨 파형과 구분하기 위하여 부호 ' ′'를 부과한다. 즉, VAN →VAN′, VAO → VAO′… 등이다.

도 5와 도 6(a) 내지 도 6(g)을 참조하면, 단상 자려식 인버터 스위치(G21 ∼ G24)는 G1, G4가 턴 오프(turn off) 되는 동안 G22, G23가 변압기 전압을 '0'으로 클램프 하기 때문에 단상 변압기 권수비 1:k2 에 의하여 +k2E, 0, -k2E와 같이 3개의 전압값을 발생시킨다. 즉, G21이 턴온되면 콘덴서 전압, +E가 변압기 1차측에 인가되어 변압기(TX2)의 2차측 'n-N' 사이에 VnN′= +k2E을 유기하고, VAN′전압은 SA가1°동안 턴온되는 기간에 다이오드 D4, D5가 도통되기 때문에 +k2E의 전압이 발생된다. VAN′전압은 SC가 턴온되면 다이오드 D1, D4를 통하여 직류 전압,E가 발생된다. 그리고, 반주기 후에 G24가 턴온되면 VnN′전압은 콘덴서 -E 전압이 변압기 1차측에 인가되어 2차측에 -k2E 전압을 유기하여 Sa가 턴온되고, 다이오드 D3, D4가 도통하고 있기 때문에 이 기간 동안 VAN′전압은 -k2E가 된다.

t = 180°+ (o°/ 2 +1°) 후에 SC가 턴온되면 G24는 계속 도통 상태에서 VnN′은 - k2E 이고, VAN′전압은 다이오드 D3, D2 를 통하여 -E가 된다.

따라서, VAN′전압은 도 6(c)와 같이 되고, 도 6(d), (e)와 같이 VBN′과 VCN′전압도 120°의 위상차를 갖고 같은 방법으로 동작한다.

본 발명의 일 실시예에 따른 12 레벨 컨버터 회로의 입력 전압 VAO와 같이 3상 전압 대칭 조건에 의하여 본 발명의 다른 실시예에 따른 18 레벨 컨버터 회로의 입력 전압 VAO′, VBO′, VCO′들도 18 레벨의 구형파 파형이 된다.

도 6(g)에 나타낸 A상의 입력 전압 VAO′는 12 레벨 입력 전압 VAO 보다 훨씬 정현파에 가깝게 된다.

본 발명의 다른 실시예에서 제시한 18 레벨 컨버터 시스템의 고조파 저감 효과를 최대로 하는 단상 변압기 권수비 및 레벨 변환 제어각을 결정하기 위하여 도 6(c)의 VAN′파형을 푸리에 급수로 전개하면 다음과 같다.

수학식(7)에서 VAN′ 파형은 k2 와o, 1 의 변수에 의해서 결정되므로, 도 6(c)의 도식적 해석에서 레벨 변환 제어각o =1 = 20°로 하고, 수학식(5)과 같이 5차 또는 13차 고조파를 '0'으로 하면 변압기 권수비 k2 를 쉽게 구할 수 있다.

여기서, 변압기 권수비 k2 = 0.5739로 구해지고, 전체 고조파 왜형율(Total Harmonic Distortion)은 수학식(6)에 의해서 THD = 10.9(%) 임을 알 수 있다.

수학식(5), (6), (7)에서 구해진 18 레벨 전압원 컨버터 회로의 최적 설계 조건의 파라메타는o =1 = 20°, k2 = 0.5739이다. 이러한 파라메타의 타당성을 비교 검토하기 위하여 이들 수식을 시뮬레이션 결과를 도 7 내지 도 9에 나타냈다.

즉, 도 7(a) 내지 도 7(c)는 각각o,1 과 k2 값에 따른 입력 전압 파형 VAO′를 나타냈고, 도 8(a) 내지 도 8(c)는 상기한 도 7(a) 내지 도 7(c)의 고조파를 스펙트럼화한 도면이고, 도 9는 k2값에 따른 입력 전압의 전체 고조파 왜형율과의 관계를 설명하기 위한 파형도이고, 도 10에 기본파를 기준으로 하여 입력 전압 파형 VAO, 및 VAO′의 고조파 함유율을 각각 나타냈다.

이를 비교하여 보면o,1 과 k2 값에 따라 입력 전압 파형과 고조파 함유율이 달라짐을 알 수 있고, 18 레벨 제어시는 도 7(a)과 같이 입력 전압 파형이등간격의 계단 파형이 되도록 설계하는 것이 정현파에 더욱 가깝게 된다.

이와 같이 입력 전압의 전체 고조파 왜형율(THD)이 12 레벨 제어시는 15.15(%)에서 18 레벨 제어시는 10.9(%)로 감소가 가능함을 알 수 있고, 6 스텝 정류회로의 THD = 31.1(%)에 비하여 고조파 저감 효과가 현저함을 알 수 있다.

그리고, AC 입력 전류의 전체 고조파 왜형율은 전압 파형에 의존한다 할지라도 AC 리액터의 고조파 억제 효과로 인하여 입력 전압의 전체 고조파 왜형율보다 훨씬 더 적어질 것이다.

이상에서 설명한 바와 같이, 3상 6스텝 다이오드 정류회로에 단상 자려식 인버터, 단상 변압기 및 AC 스위치로 구성된 레벨 변환 보조회로를 부가하여 이를 AC 스위칭 제어함으로써 입력 전압 파형을 멀티 레벨화 하는 고조파 저감 방법으로 단상 변압기의 권수비 및 레벨 변환 제어각에 따라 입력 전압에 함유된 고조파 저감 효과가 달라질 수 있다.

본 발명에서는 3상 다이오드 정류회로에 레벨 변환 보조회로만을 부가하여 이를 스위칭 제어함으로서 간단하게 컨버터 회로의 입력 전압 레벨 수를 증가시킬 수 있다.

또한, 본 발명의 고조파 저감 효과는 레벨 변환 제어각 및 단상 변압기의 권수비에 따라 영향을 받기 때문에 입력 전압의 왜형율을 최소로 하는 레벨 변환 제어각 및 변압기 권수비를 이론 해석 및 컴퓨터 시뮬레이션에 의해 결정할 수 있다.

이러한 설계 조건을 이용하여 3상 멀티 레벨 전압원 컨버터 시스템을 구성, 제작하여 실험한 결과를 도 10 내지 도 12에 나타냈다.

도 1의 주회로를 구성하여 실험에 사용한 소자의 정격은 표 1과 같다.

소 자	정 격
IGBT	1200[V], 30[A]
Ls	5[mH]
C1, C2	1000[μF]
1Φ Trans.	3[KVA]
Rated voltage	100[V]
Load	Bulb 100[W]

도 11(a),(b)는 레벨 변환 보조회로가 부가되지 않은 3상 6스텝 정류회로의 입력 전압, 전류 VAO, ia의 파형이다.

도 12(a),(b)는 본 발명에 따라 레벨 변환 보조회로가 부가된 3상 18 레벨 전압원 컨버터 회로의 입력 전압(VAO′), 입력 전류(ia′)의 파형도이고, 도 12(c),(d),(e)는 각각 입력 전압 VAB′, VSA′ 및 단상 변압기 전압 VnN′파형이다. 또한, 도 13(b) 내지 도 13(c)은 AC 스위치와 자려식 인버터의 제어 신호를 측정한 것으로 도 6(a)에서 제시한 제어 시퀀스와 일치함을 알 수 있다.

이상의 실제 파형에서 확인한 바와 같이, 입력 전압의 왜형율을 최소로 하기 위한 레벨 변환 제어각 및 단상 변압기의 권수비를 이론 해석 및 컴퓨터 시뮬레이션에 의하여 결정하고, 이러한 설계 조건을 이용하여 3상 멀티 레벨 전압원 컨버터 시스템을 구성/제작하여 실험한 결과, 다음과 같은 결론을 얻었다.

입력 전압의 전체 고조파 왜형율이 종래의 6 스텝 정류 회로의 경우 THD = 31.1(%)인데 비해 본 발명의 일실시예에 따른 12 레벨 제어시는 THD = 15.15(%)로,본 발명의 다른 실시예에 따른 18 레벨 제어시는 10.9(%)로 감소가 가능하고, 입력 전류는 AC 리액터의 효과로 인하여 훨씬 더 정현파에 가깝게 됨을 확인할 수 있다.

또한, 회로의 최적 설계 파라메타 값은 다음과 같이, 12 레벨 제어의 경우에는= 30°, k1 = 0.464이고, 18 레벨 제어의 경우는o =1 = 20°, k2 = 0.5739이다.

3 상 6 스텝 정류회로에 간단한 레벨 변환 보조회로만을 부가하므로써 고조파 저감 측면에서 볼 때 기존의 다중화 방법이나 탭 변환 제어 방법과 고조파 저감 효과가 동등하면서 회로 구성이 매우 간단하고 경제적이다.

상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허청구범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.

상술한 바와 같이, 본 발명에 따르면 3상 다이오드 정류회로에 레벨 변환 보조회로만을 부가하므로써 입력 파형을 멀티 레벨화시킬 수 있기 때문에 종래의 멀티 스텝화 방식에서 요구되는 2대 이상의 정류회로와 상수 변환용 변압기가 필요하지 않아 간단히 시스템의 구성할 수 있는 효과가 있다.

또한, 대부분의 전류가 3상 다이오드 정류회로와 부하를 통해 직접 흐르고, 레벨 변환 보조 회로에 인가되는 전력이 낮기 때문에 레벨 변환 보조회로의 용량이 작아 경제적이다. 또한, 중·대형 컨버터 회로에서 요구되는 전력용 스위칭 소자는스위칭 주파수의 한계로 고주파 PWM 방식의 적용이 곤란하여 컨버터의 입력 파형 개선이 어려운 반면, 이 시스템은 입력 주파수의 3배(150 Hz 또는 180 Hz)로 동작하는 레벨 변환 보조회로의 동작으로 낮은 왜형율을 갖는 입력 전류 파형을 만들 수 있기 때문에 중·대형 컨버터 회로에 적합하다.

Claims (3)

1. 제1, 제2, 제3 전압원으로부터 출력되는 제1, 제2, 제3 전류를 각각 유기시킨 제1, 제2, 제3 유기 전류를 정류시켜 부하측에 제공하는 3상 다이오드 브리지 정류부;

   상기 제1, 제2, 제3 유기 전류에 함유된 고조파를 저감시키는 레벨 변환 보조부; 및

   1차측 권선의 일단 및 2차측 권선의 일단이 상기 레벨 변환부에 연결되고, 1차측 권선의 타단이 제1 캐패시터를 경유하여 상기 3상 다이오드 브리지 정류부의 일단에 연결되고, 2차측 권선의 타단이 제2 캐패시터를 경유하여 상기 3상 다이오드 브리지 정류부의 타단에 연결된 단상 변압기를 포함하여 멀티 레벨의 입력 파형을 출력하는 3상 멀티 레벨 전압원 컨버터.
2. 제1항에 있어서,

   상기 레벨 변환 보조부는,

   일단이 상기 단상 변압기의 2차측 권선의 일단에 연결되고, 타단이 상기 3상 다이오드 브리지 정류부의 입력단에 각각 연결되어, 상기 단상 변압기와 역으로 전류를 흐르게 하는 AC 스위칭부; 및

   직렬 연결된 2개의 트랜지스터중 제1 트랜지스터의 콜렉터단은 상기 3상 다이오드 브리지 정류부의 일단에 연결되고, 상기 직렬 연결된 2개의 트랜지스터중제2 트랜지스터의 에미터단은 상기 3상 다이오드 브리지 정류부의 타단에 연결되며, 상기 제1 트랜지스터의 에미터단이 상기 단상 변압기의 1차측 권선의 일단에 연결되어 전원 주파수의 3배로 동작하는 단상 자려식 인버터를 포함하여 12 레벨의 구형파인 입력 전압 파형을 출력하는 것을 특징으로 하는 3상 멀티 레벨 전압원 컨버터.
3. 제1항에 있어서,

   상기 레벨 변환 보조부는,

   일단이 상기 단상 변압기의 2차측 권선의 일단에 연결되고, 타단이 상기 3상 다이오드 브리지 정류부의 입력단에 각각 연결되어, 상기 단상 변압기와 역으로 전류를 흐르게 하는 AC 스위칭부;

   직렬 연결된 4개의 트랜지스터중 제1 트랜지스터의 콜렉터단은 상기 3상 다이오드 브리지 정류부의 일단에 연결되고, 상기 4개의 트랜지스터중 제4 트랜지스터의 에미터단은 상기 3상 다이오드 브리지 정류부의 타단에 연결되며, 상기 4개의 트랜지스터중 제2 트랜지스터의 에미터단이 상기 단상 변압기의 1차측 권선의 일단에 연결되어 전원 주파수의 3배로 동작하는 단상 자려식 인버터;

   일단이 상기 제1 트랜지스터의 에미터단에 연결되고, 타단이 상기 단상 변압기의 2차측 권선의 일단에 연결된 제1 클램핑 다이오드; 및

   일단이 상기 제1 클랙핑 다이오드의 타단에 연결되고, 타단이 상기 제3 트랜지스터의 에미터단에 연결된 제2 클램핑 다이오드를 포함하여 18 레벨의 구형파인 입력전압 파형을 출력하는 것을 특징으로 하는 3상 멀티 레벨 전압원 컨버터.