KR100318215B1

KR100318215B1 - 단상 인버터

Info

Publication number: KR100318215B1
Application number: KR1019990017564A
Authority: KR
Inventors: 변영복; 서정일; 김은수; 김태진; 박성준
Original assignee: 권영한; 한국전기연구원
Priority date: 1999-05-17
Filing date: 1999-05-17
Publication date: 2001-12-22
Also published as: KR20000073950A

Abstract

본 발명은 단상 인버터에 관한 것으로서, 직류전원부(100)의 양단에 연결된 풀브릿지인버터(200); 상기 직류전원부(100)의 분압탭과 상기 풀브릿지인버터(200)의 한 암(A)사이에 연결된 양방향스위칭부(300); 상기 인버터(200)의 두 개의 암(A,B)사이에 연결된 LC필터부(500); 시간응답지연이 영이 되는 전달함수를 가지며, 부하변동에 관계없이 출력전압을 정현파로 유지하고, 부하의 변동에 따른 상기 LC필터부(500)의 인덕터(L)의 편자현상을 보상하기 위한 데드비트(Deadbeat) 전압/전류제어기(700,800); 상기 인덕터에 흐르는 전류가 정격전류 이상이 되는지를 검사하여, 정격전류 이상의 전류가 흐를 경우 정전류제어모드로 제어하기 위한 정전류제어신호를 출력하는 정전류제어기(750); 및 상기 모드절환부(770)로부터 제공되는 신호에 의거하여 상기 양방향스위칭부(300) 및 인버터(200)의 각 스위칭 소자(Q1∼Q5)를 단속제어하기 위한 펄스폭변조(PWM) 제어기(900)를 포함하여 구성되어, 출력고조파 성분을 최대한 억제하고, 정격전류 이상에서는 정전류 제어모드로 동작되도록 출력전압을 제어하며, 정격전류 이하에서는 부하변동에 따른 편차 현상을 보상할 수 있다.

Description

단상 인버터{Single Phase Inverter}

본 발명은 단상 인버터에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 동일한 조건의 직류전원전압과 스위칭 주파수하에서 출력 고조파 성분을 줄이고, 정격 전류 이상의 전류를 필요로 할 시에는 정전류 제어모드로 동작할 수 있도록 제어하며, 그 정격 전류 이하의 전류에서는 부하 변동에 따른 편자 현상을 보상할 수 있도록 함으로서 기동 전류 보상 기능을 갖도록 된 단상 인버터에 관한 것이다.

일반적으로 펄스폭변조(PWM) 인버터는 출력 전압과 주파수를 동시에 제어할 수 있는 장점을 갖고 있기 때문에 널리 사용되고 있다. 그러나, 인버터의 출력 파형에는 기본파 성분 외에 고조파 성분이 포함되어 있어 전자 유도 장해, 각종 계전기들의 오동작, 전동기 소음 및 토크 맥동 등의 원인이 되고 있다. 따라서, 이러한 원인들을 제거하기 위해서 인버터 자체에서 발생되는 고조파 성분을 최대한 억제하려는 시도가 이루어지고 있다.

동일한 스위칭 주파수 하에서 인버터에서 발생하는 고조파 성분을 억제하기 위해 한 암( Arm )에 4개의 스위칭 소자를 사용하는 NPC( Neutral Point Clamped )-PWM 3상 인버터는 선간 전력파형이 3레벨이 되어 풀브릿지형의 3상 PWM 인버터에 비하여 고조파 함유량을 크게 줄일 수 있는 특징을 가지고 있다. 그러나 단상인 경우에는 고조파 성분을 최대한 억제하기 위한 연구가 미흡한 실정이다. 현재까지 가장 널리 사용되고 있는 단상 인버터는 근사 정현파 변조기법에 의한 풀브릿지 방식의 인버터이다. 이 단상 인버터의 경우 출력 전압이 영( zero )과 정(正)의 직류 전원 전압과 부(負)의 직류 전원 전압으로 나타나는 바, 이러한 전력 회로의 경우 출력 전압의 고조파 성분은 스위칭 주파수와 스위칭 온/오프 함수에 의해 결정되고, 이 경우 고조파 성분을 줄이는 데는 한계가 있다.

또한, 인버터의 정격은 스위칭 소자의 전류 정격에 따라 제한되는 데, 필터부를 가진 인버터에는 전동기의 초기 기동시 정격 전류보다 큰 순간적인 기동전류가 흐르게 된다. 따라서, 적합한 전류정격보다 전류정격이 큰 인버터를 사용하거나, 또는 과전류 보호기 등을 구비하여 스위칭 소자를 순시적인 과전류로부터 보호하도록 하였으나, 이로 인해 인버터의 가격 상승, 효율 저하 및 상기 과전류 보호기의 작동에 의한 시스템의 오류 또는 정지 등 많은 문제가 발생하였다. 따라서, 인버터의 전류정격을 높이지 않고 시스템을 정지시키지 않는 상태에서 이러한 한시적인 전류 상승을 보상할 수 있는 인버터의 개발이 필요하다.

본 발명은 상기와 같은 문제점들을 해결하기 위하여 창작된 것으로서, 그 목적은 동일한 직류 전원 전압과 스위칭 주파수 조건하에서 출력 고조파 성분을 최대한 억제할 수 있도록 된 단상 인버터를 제공하는 것이다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 단상 인버터의 회로도,

도 2 및 도 3은 도 1의 스위칭 소자들의 개폐에 따른 동작 모드를 설명하기 위한 회로도,

도 4는 도 1의 스위칭 소자들의 스위칭 패턴을 나타낸 도면,

도 5는 도 1의 직류전원부의 일실시예를 나타낸 회로도,

도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따른 단상 인버터의 회로도,

도 7은 도 6의 궤환루프 블록도,

도 8은 도 6의 전류제어기의 설계를 위한 궤환루프 제어블록도,

도 9는 도 8을 간략화 한 궤환루프 제어블록도,

도 10은 도 6의 전압제어기의 설계를 위한 궤환루프 제어블록도,

도 11은 도 10을 간략화 한 궤환루프 제어블록도,

도 12는 도 6의 제어모드 변경에 따른 출력전류 파형도이다.

※ 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

100 : 직류전원부 200 : 풀 브릿지 인버터

300 : 양방향 스위칭부 400 : 부하

500 : LC 필터부 600 : 제어부

700 : 데드비트 전류제어기 750 : 정전류 제어기

770 : 모드절환부 800 : 데드비트 전압제어기

900 : 펄스폭변조 제어기 Q1∼Q4 : 풀브릿지 인버터의 스위칭소자

Q5 : 양방향 스위칭부의 스위칭소자

D1∼D4 : 양방향 스위칭부의 다이오드

상기와 같은 목적을 달성하기 위하여 본 발명에 따른 단상 인버터는, 직류 전원의 공급을 위한 직류전원수단; 상기 직류전원수단의 양단에 연결된 풀 브릿지 인버터; 상기 풀 브릿지 인버터의 진상 레그 및 지상 레그의 각 암 사이에 연결된 평활필터수단; 1개의 스위칭 소자 및 4개의 정류 다이오드로 구성되되, 제 1 다이오드는 상기 직류전원수단의 분압탭으로부터 상기 스위칭 소자의 전류 유입 단자로 전류가 흐르도록 배치 연결되어 있고, 제 2 다이오드는 상기 스위칭 소자의 전류 유출 단자로부터 상기 풀브리지 인버터의 진상 레그의 암으로 전류가 흐르도록 배치 연결되어 있고, 제 3 다이오드는 상기 진상레그의 암으로부터 상기 스위칭 소자의 전류 유입 단자로 전류가 흐르도록 배치 연결되어 있으며, 제 4 다이오드는 상기 스위칭 소자의 전류 유출 단자로부터 상기 직류전원수단의 분압탭으로 전류가 흐르도록 배치 연결되어, 상기 분압탭과 상기 암 사이에 연결된 양방향 스위칭수단; 및 상기 풀 브릿지 인버터 및 상기 양방향 스위칭수단의 각 스위칭 소자를 단속제어하는 제어수단을 포함하여 구성된다.

상기 직류전원수단은, 양단이 상기 풀 브릿지 인버터에 연결된 주직류전원, 및 상기 주직류전원을 분압하고 분압된 전압을 상기 양방향 스위칭부의 입력전원으로 하기 위한 보조전원으로 구성된다.

이하, 첨부 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 단상 인버터에 대하여 상세히 설명한다.

도 1은 본 발명의 일실시예에 따른 단상 인버터로서, 직류전원부(100)의 양단에 연결된 풀 브릿지 인버터(200), 상기 직류전원부(100)의 분압탭과 상기 풀 브릿지 인버터(200) 사이에 연결된 양방향 스위칭부(300), 및 상기 풀 브릿지 인버터(200) 및 양방향 스위칭부(300)의 각 스위칭 소자를 제어하여 정현적인 출력전압을 형성하기 위한 주제어부(500)로 구성된다. 상기 풀 브릿지 인버터(200)는 절연게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT)로 된 4개의 스위칭 소자(Q1-Q4)가 풀 브릿지 방식으로 연결되어 있고, 그 풀 브릿지 인버터(200)의 두 개의 암( Arm )(A)(B) 사이에 부하(400)가 연결되어 있다. 상기 양방향 스위칭부(300)는 스위칭 소자인 1개의 IGBT(Q5) 및 정류소자인 4개의 다이오드(D1-D4)로 구성된 것으로서, 제 1 다이오드(D1)는 상기 직류전원부(100)의 분압탭으로부터 상기 IGBT(Q5)의 콜렉터로 전류가 흐르도록 배치 연결되어 있고, 제 2 다이오드(D2)는 상기 IGBT(Q5)의 에미터로부터 상기 풀 브릿지 인버터(200)의 두 개의 암( Arm )(A,B) 중에 하나의 암(A)으로 전류가 흐르도록 배치 연결되어 있고, 제 3 다이오드(D3)는 상기 풀 브릿지 인버터(200)의 상기 암(A)으로부터 상기 IGBT(Q5)의 콜렉터로 전류가 흐르도록 배치 연결되어 있으며, 제 4 다이오드(D4)는 상기 IGBT(Q5)의 에미터로부터 상기 직류전원부(100)의 분압탭으로 전류가 흐르도록 배치 연결되어 있다.

이어, 도 1의 동작에 대하여 설명한다.

도 2 및 도 3은 도 1의 스위칭 소자들의 개폐에 따른 동작 모드를 설명하기 위한 것으로서, 10개의 동작 모드로 구분할 수 있고, 각 모드의 동작에 따른 전류 루프 및 출력 전압을 설명하면 다음과 같다.

도 2a에 도시된 제 1 동작 모드(M1)는, 제 1 스위칭 소자(Q1) 및 제 4 스위칭 소자(Q4)가 턴온( Turn-On )된 상태로서, 전원(+) → 제 1 스위칭소자(Q1) → 부하(400) → 제 4 스위칭소자(Q4) → 전원(-)을 따라 흐르는 전류 루프가 형성되고, 이때 출력 전류 i_o= (+)이며, 출력 전압 V_o는 직류전원전압인 V_d가 된다( V_o= V_d).

도 2b에 도시된 제 2 동작 모드(M1)는, 상기 제 1 동작모드(M1)에 후속하여 상기 제 1 및 제 4 스위칭 소자(Q1)(Q4)가 턴오프( Turn-Off )된 상태로서, 이때 출력 전압은 상기 제 1 모드(M1)와 동일( 즉, V_o= V_d)하고 출력 전류 i_o= (-)이다.

도 2c에 도시된 제 3 동작모드(M3)는, 제 4 스위칭 소자(Q4) 및 제 5 스위칭 소자(Q5)가 턴온된 상태로서, 전원(100)의 분압탭 → 제 1 다이오드(D1) → 제 5 스위칭소자(Q5) → 부하(400) → 제 4 스위칭소자(Q4) → 전원(-)을 따라 흐르는 전류 루프가 형성되고, 이때 출력 전류 i_o= (+)이며, 출력 전압 V_o는 직류전원전압의 절반인 V_d/2 가 된다( V_o= V_d/2).

도 2d에 도시된 제 4 동작 모드(M4)는, 제 3 동작모드(M3)에 후속하여 상기 제 4 스위칭 소자(Q4)가 턴오프되고 상기 제 5 스위칭 소자(Q5)는 온상태를 유지한 상태로서, 출력 전압은 제 3 모드(M3)와 동일( 즉, V_o= V_d/2 )하고 출력 전류 i_o= (-)이다.

도 2e에 도시된 제 5 동작모드(M5)는, 제 3 스위칭 소자(Q3)는 턴오프되고 제 4 스위칭소자(Q4)는 턴온된 상태로서, 부하(400) → 제 4 스위칭 소자(Q4) → 제 3 스위칭 소자(Q3)에 역병렬 연결된 다이오드(D) → 부하(400)를 따라 흐르는전류 루프가 형성되고, 이때 출력 전류 i_o= (+)이며, 출력 전압 V_o는 0(zero)이 된다( V_o= 0 ).

도 2f에 도시된 제 6 동작모드(M6)는, 상기 제 5 동작모드(M5)에 후속하여 제 3 스위칭 소자(Q3)는 턴온되고 제 4 스위칭소자(Q4)는 턴오프된 상태로서, 이때 출력전압은 상기 제 5 동작모드(M5)와 동일( 즉, V_o= V_d/2 )하고 출력 전류 i_o= (-)이다.

도 3a에 도시된 제 7 동작모드(M7)는, 제 2 스위칭 소자(Q2) 및 제 5 스위칭 소자(Q5)가 턴온된 상태로서, 전원(+) → 제 2 스위칭소자(Q2) → 부하(400) → 제 3 다이오드(D3) → 제 5 스위칭소자(Q5) → 제 4 다이오드(D4) → 전원(100)의 분압탭을 따라 흐르는 전류 루프가 형성되고, 이때 출력 전류 i_o= (-)이며, 출력 전압 V_o는 부(負)의 직류전원전압의 절반인 - V_d/2가 된다( V_o= - V_d/2).

도 3b에 도시된 제 8 동작모드(M8)는, 제 7 동작모드(M7)에 후속하여 상기 제 2 스위칭 소자(Q2)가 턴오프된 상태로서, 이때 출력 전압은 제 7 모드(M7)와 동일( 즉, V_o= - V_d/2)하고 출력 전류 i_o= (+)이다.

도 3c에 도시된 제 9 동작모드(M9)는, 제 2 스위칭소자(Q2) 및 제 3 스위칭소자(Q3)가 턴온되어 있는 상태로서, 전원(+) → 제 2 스위칭 소자(Q2) → 부하(400) → 제 3 스위칭 소자(Q3) → 전원(-)을 따라 흐르는 전류 루프가 형성되고, 이때 출력 전류 i_o= (-)이며, 출력 전압 V_o는 부(負)의 직류전원전압인 -V_d가된다( V_o= - V_d).

도 3d에 도시된 제 10 동작 모드(M10)는, 제 9 동작모드(M9)에 후속하여 상기 제 2 및 제 3 스위칭 소자(Q2)(Q3)가 턴오프된 상태로서, 이때 출력 전압은 제 9 모드(M9)와 동일( 즉, V_o= -V_d)하고 출력 전류 i_o= (+)이다.

상기 도 2 및 도 3의 각 모드에서와 같이 나타나는 출력 전압(V_d)의 레벨을 정확히 고찰하기 위해서 각 스위칭 소자의 온(ON)에 따른 암 전압을 살펴보면, 먼저 B점의 전압(V_B)은 제 2스위칭소자(Q2)가 온되면 직류전원전압인 V_d가 되고, 제 4 스위칭소자(Q4)가 온되면 '0'이 된다. 그리고, A점의 전압(V_B)은 제 1 스위칭소자(Q1)가 온되면 직류전원전압인 V_d가 되고, 제 3 스위칭소자(Q3)가 온되면 '0'이되는 것 이외에, 양방향 스위칭부(300)의 추가로 인하여 제 5 스위칭소자(Q5)가 온되면 직류전원전압의 절반인 V_d/2가 되는 특징이 있다. 따라서, 추가된 상기 제 5 스위칭소자(Q5)의 기능으로 인해 출력전압은 직류전원의 절반을 인가할 수 있게 된다.

이상 설명한 바와 같이, 도 1의 단상 인버터에서, 주제어부(500)에 제어에 의한 각 스위칭소자의 온/오프 상태에 따라 A점의 전압은 '0', V_d, 및 V_d/2의 3가지의 3 레벨 전압이 나타나고, B점의 전압은 '0' 및 V_d의 2가지 전압이 나타난다. 여기서, 인버터의 출력전압(V_o)은 각 스위칭소자의 온/오프에 따른 2개의 암(A)(B)의 전압차가 되며, 하기 표 1과 같이 정리할 수 있다.

동작모드	온 스위치	A점 전압(V_A)	B점 전압(V_B)	출력전압(V_AB)
M1	Q1, Q4	V_d	0	+ V_d
M3	Q4, Q5	V_d/2	0	- V_d/2
M5	Q3,Q4/(Q1,Q2)	0	0	0
M7	Q2, Q5	0	V_d/2	- V_d/2
M9	Q2,Q3	0	V_d	- V_d

상기 표 1과 같은 특성을 나타내는 도 2의 각 모드를 적절히 선택하면 등가 정현적인 출력전압을 형성할 수 있다.

도 1과 같은 회로에서 정현적인 출력전압을 형성하기 위해서는 여러 가지 스위칭 기법이 있으나, 본 발명에서는 도 4와 같은 스위칭 패턴 기법을 제안한다.

도 1의 직류전원부(100)는, 도 5에 도시된 바와 같이, 직류전원(110) 및 상기 직류전원(110)을 분압할 수 있는 보조전원(120)으로 구성되고, 상기 보조전원(120)은 두 개의 콘덴서(C1)(C2)로 구성되어 있다. 따라서, 상기 풀 브릿지 인버터(200)에 제공되는 전원의 형성은 상기 양방향 스위칭부(300)의 제어에 의하여, 우선 직류전원(110)의 전압의 절반인 분압용 콘덴서(Cl)(C2)의 전압을 이용하여 출력전원전압을 형성할 수 있고, 이 콘덴서(C1)(C2)의 전압으로 출력전원전압을 형성할 수 없을 시에는 직류전원(110)의 전압을 그대로 이용하여 출력전원전압을 형성할 수 있다. 이러한 전원 형성 방식에 따른 본 발명의 인버터에서는, 변조지수가 0.5 이하에서는 직류전원을 반으로 설정하고 변조지수를 2배로 키워서 동일한 출력전원전압을 형성하는 종래의 풀 브릿지 인버터와 동일한 고조파 성분을 유지한다. 또한, 변조지수가 0.5 이상에서는 직류전원전압 및 분압용 콘덴서의 전압인 그 직류전원전압의 절반인 전압을 출력전원전압으로 이용함으로서, 동일한 직류전원전압을 사용하는 종래의 풀 브릿지 인버터보다 고조파 성분을 대폭 감소시킬 수 있다. 이와 같은 모드로 동작하도록 하는 스위칭 함수를 구현하기 위해, 도 4에 도시된 바와 같이, 변조지수가 0.5일 때 변조파(10)의 피크치의 절반값을 크기로 하는 반송파(21) 및 이 반송파(21)의 크기 만큼의 옵션을 가한 반송파(22)를 종래의 정현적 펄스폭변조(PWM) 반송파 대신 사용하도록 하고, 상기 반송파(21)(22)에 의한 스위칭 함수를 우선 순위로 하여 스위칭 함수(Q1-Q5)를 형성하도록 한다.

한편, 도 1과 같이 본 발명에 따른 단상 인버터는, 다음과 같은 수학식 (1)-(6)들을 이용하여 고조파 분석을 행할수 있다.

먼저 도 4에서, 변조파(10)인 정현파와 반송파(21)(22)인 두 개의 삼각파와의 비교에 의해 발생된 출력 전압 V_o는 식 (1)과 같이 퓨리에 급수로 나타낼 수 있다.

--- (1)

만일 1/4 주기당 P개의 펄스가 있고 P가 홀수라면 퓨리에 급수의 계수 중 B_n, A₀항은 영( zero )이 되고 홀수의 A_n항만 존재하게 되어, 하기 식 (2)와 같이 표현된다.

--- (2)

본 발명의 단상 인버터에서, 퓨리에 급수의 계수는 하기 식 (3)과 같다.

--- (3)

정현펄스폭변조에 의한 단상전파 브리지인버터의 퓨리에 급수의 계수는 다음 식 (4)와 같다.

--- (4)

기본파 파형과 그외 파형간의 모양의 근접도를 나타내는 수단인 전 고조파 왜곡( THD : Total Harmonic Distortion )은 다음 식 (5)와 같이 정의된다.

THD =--- (5)

전 고조파 왜곡( THD )은 전고조파의 성분을 나타내지만, 각 고조파 성분의 수준을 나타내지는 않는다, 필터를 인버터의 출력단에 부가하면 고차고조파를 보다 효율적으로 감쇄시킬 수 있다. 그러므로 각 고조파의 주파수와 크기의 인식이 중요하다. 왜곡률( DF : Distortion Factor )은 고조파를 2차 감쇄시킨 후의 파형에 남아 있는 고조파 왜곡 정도를 나타내며 다음과 같은 식 (6)으로 정의된다.

DF =--- (6)

도 6은 본 발명의 다른 실시예를 도시한 것으로서, 도 1의 출력단에 출력 LC 필터부(500)를 추가로 연결한 단상 인버터이다.

도 6을 보면, 풀 브릿지 인버터(100)의 두 개의 암( Arm )(A)(B) 사이에 인덕터(L)와 커패시터(C)로 구성된 LC 필터부(500)가 연결되어 있고, 상기 커패시터(C)에 부하저항(R)이 병렬 연결되어 있다. 여기서, 저항(r_L)은 상기 인덕터(L)의 ESR( Equivalent Series Resister )이며, 저항(r_C)는 상기 커패시터(C)의 ESR이다.

또한, 시간응답지연이 영( zero )이 되도록 하는 전달함수를 가지며, 상기 평활 필터부의 출력전압과 전압지령치를 비교하여 부하변동에 관계없이 출력전압을 정현파로 유지하기 위한 전류지령치를 출력하는 데드비트( Deadbeat ) 전압제어기(800)와; 시간응답지연이 영( zero )이 되도록 하는 전달함수를 가지며, 상기 LC 필터부(500)의 인덕터(L) 성분의 전류와 상기 전류지령치를 비교하여 부하(R)의 변동에 따른 상기 인덕터(L)의 편자현상을 보상할 수 있도록 하는 전류제어신호를 출력하는 데드비트 전류제어기(700)와; 상기 인덕터(L)에 흐르는 전류가 정격전류 이상이 되는지를 검사하여, 정격전류 이상의 전류가 흐를 경우 정전류제어모드로 제어하기 위한 정전류제어신호를 출력하는 정전류 제어기(750); 상기 정전류제어기(750)의 모드절환신호에 따라 상기 데드비트 전류제어기(700)의 출력신호 또는 상기 정전류 제어신호 중 하나를 선택 단속하여 펄스폭 변조 제어기(900)에 제공하는 모드절환부(770); 및 상기 모드절환부(770)로부터 제공되는 신호에 의거하여 상기 양방향 스위칭부(300) 및 풀 브릿지 인버터(200)의 각 스위칭 소자(Q1∼Q5)를 단속제어하기 위한 펄스폭변조(PWM) 제어기(900)를 포함하여구성된다.

도 6과 같이, 인버터(100)의 출력단에 LC 필터부(500)를 추가로 연결하면 고차 고조파를 보다 효율적으로 감쇄시킬 수 있고, 일반적으로 LC필터를 구비한 PWM 인버터는 자동전압조절기( automatic voltage regulat ) UPS( uninterruptible power supplies )와 같은 장비 등에 광범위하게 적용되고 있다. LC 필터를 구비한 인버터 시스템에서 정현파 출력 전압을 구현하는 파라메타는 LC 필터의 크기, 스위칭 주파수, 제어알고리즘이다. 이 중에 LC 필터의 크기와 스위칭 주파수의 증가는 인버터 시스템의 경제성 및 크기에 치명적인 단점이 되기 때문에, 정현파 출력 전압을 얻기 위해서 제어알고리즘의 개선이 필수적이다. 또한, 인버터 시스템에 있어서 직류에서 교류를 발생시키는 PWM 인버터의 제어기법은 출력 전압의 정도에 매우 큰 영향을 미치는 요소가 된다. 따라서, 본 발명에서는 부하 변동에 관계 없이 출력 전압을 정현파로 유지하기 위한 도 6의 전압제어기(800)를 설계하기 위하여 도 10 및 도 11과 같은 제어 알고리즘을 구현하였다. 또한, LC 필터부(500)의 인덕터(L)의 편자현상을 보상하고, 동특성을 개선하기 위하여 상기 전압제어기(800) 내에 전류제어기(700)를 마이너루프로 둘 필요가 있다. 이때, 상기 전류제어기(700)의 전달함수의 극점을 전압제어기(800)의 전달함수의 극점보다 S-평면상의 좌반평면에서 더 멀리 두도록 설계 함으로써 인버터 시스템의 안전성과 동특성을 개선할 수 있다.

이어, 상기 설명에 의거하여 부하변동에 관계없이 출력전압을 정현파로 유지하고, 부하변동에 따른 편자현상 및 동특성을 개선하기 위한 전압 제어 알고리즘(algorism ) 및 전류 제어 알고리즘( algorism )에 대하여 설명한다.

먼저, 도 6과 같은 PWM 인버터 시스템에서 선형 모델은 다음 식 (7) 및 식 (8)과 같이 나타낼 수 있다.

--- (7)

--- (8)

따라서, 상기 식 (7) 및 식 (8)의 상태 방정식으로부터 도 6에 대한 궤환루프 제어블록도를 나타내면 도 7과 같다.

시스템의 응답 특성은 전달함수의 극점에 의해 결정되며 이 극점이 S-평면의 좌반부쪽으로 가면 갈수록 빠른 응답 특성을 얻을 수 있다. 이상적으로 극점을 좌반평면의 무한대로 두면 지연없는 응답을 얻을 수 있을 것이다.

라플라스변환과 z변환 사이의 관계식은 하기 식 (9)와 같다.

--- (9)

상기 식(9)에서 T는 샘플링 주기를 나타낸다.

아날로그 시스템에서 s = ∞는 디지털 시스템의 z = 0에 대응된다. 따라서, 궤환루프 제어기에서 극점들이 z-평면상의 원점에 위치한다면 가장 빠른 응답 특성을 얻을 수 있는 바, 디지털 시스템에서 하기 식 (10)과 같이 모든 극점들을 원점에 위치시키도록 하는 것이 데드비트( deadbeat )제어가 된다.

--- (10)

상기 식 (10)에서 n은 플랜터의 모델 차수이다. Cayley-Hamilton 이론에 의해 스탭 지령치에 대하여 n 샘플링 후에 오버슈터없이 지령치에 도착할 수 있다.

도 8은 본 발명에 따른 도 6의 전류제어기의 설계를 위한 전류 궤환루프 제어블록도로서, 전류제어기의 실제적인 모델을 나타내고 있으며, 여기서, Z(s)는 부하에 해당하는 임피던스를 나타내고 있다. 이와 같은 전류 제어기에서, 출력전압 v_o는 왜란으로 작용하기 때문에, 이 성분에 의한 전류 제어기의 간섭을 제거하기 위해서는 인덕터 전압지령치 v^* _L(k)에 상기 출력전압 v_o를 피드 포워드 항으로 두는 하기 식 (11)과 같이 정의한다. K_p는 전달함수의 극점을 원점에 둘 수 있는 값이다.

--- (11)

즉, 출력전압(v_o)을 전압센서로부터 검출하여 전류제어기의 오프셋 형태로 둠으로써, 그 출력전압으로 인해 발생되는 전류제어기의 간섭을 제거할 수 있다. 따라서, 상기 전류제어기는 인버터의 출력전압에 영향을 받지 않게 되고, 도 7은 도 8과 같이 간단한 제어 블록으로 나타낼 수 있다.

도 9는 도 8의 블록도를 간략화한 전류 궤환루프 제어블록도로서, 동 도면에서, 제로오드홀더( ZOH : Zero Order Holder )의 전달함수 G_h(s)는 하기 식 (12)와같이 표현된다. T는 샘플링 주기이다.

--- (12)

또한, ESR을 고려한 인덕터(L)의 전달함수 G_L(s)는 하기 식 (13)과 같다.

단,--- (13)

따라서, 개루프( open loop )의 전달함수 G_s(s)는 하기 식 (14)와 같다.

--- (14)

상기 식 (14)로부터 폐루프( closed loop )의 특성 방정식은 다음 식 (15)와 같다.

--- (15)

따라서, 본 발명에 따른 전류 제어기의 동특성을 개선하기 위해 극점을 원점에( z = 0 ) 둘 수 있는 K_p의 값을 구하면 다음 식 (16)과 같다.

--- (16)

이와 같이 전달함수의 극점을 원점에 위치시켜 가장 빠른 응답 특성을 얻도록 제어하는 것이 데드비트( deadbeat )제어이고, 도 8 및 도 9의 데드비트 제어 알고리즘에 따라 설계된 도 6의 전류 제어기(700)의 작용으로 인해 정격전류 이하의 전류에서 부하변동에 따른 편자현상을 보상할 수 있다.

도 10은 본 발명에 따른 도 6의 전압제어기의 설계를 위한 전압 궤환루프 제어블록도로서, 이 전압제어기의 내부 루프에 도 9에 따른 전류제어기가 포함되어 있다.

만일, 전압제어기의 내부 루프인 전류제어기의 시정수가 전압제어기의 시정수에 비하여 상당히 크다면 전류제어기의 이득은 상수로 취급할 수 있다. 또한 전압제어기의 왜란으로 작용하는 부하전류의 영향을 제거하기 위해서 전압제어기를 다음 식 (17)과 같이 정의한다.

--- (17)

따라서, 도 10은 도 11과 같이 간단한 제어 블록으로 나타낼 수 있다.

도 11은 도 10의 블록도를 간략화한 전압 궤환루프 제어블록도로서, 동 도면에서, 본 발명의 전압제어기는 도 8 및 도 9를 참조로 설명된 전류제어기와 동일한 개념으로 설계할 수 있다.

도 11에서, 전압제어기의 개루프 전달함수 G_z(s)는 다음 식 (18)과 같다.

--- (18)

따라서, 상기 식 (18)로부터 폐루프 특성방정식을 구하고, 그 특성방정식으로부터 데드비트제어효과를 구현하기 위하여 극점을 원점에( z = 0 ) 둘 수 있는 게인 K_v의 값을 구하면 다음 식 (19)와 같다.

--- (19)

이와 같이 도 10 및 도 11의 전압 궤환루프 제어블록도에 따른 도 6의 전압제어기(800)의 작용으로 인해 부하변동에 관계없이 출력전압을 정현파로 유지할 수 있다.

도 12는 정상제어모드 및 정전류제어모드 시의 출력 전류파형을 도시한 것으로서, 상기 정전류제어기(750)는 정격부하( 또는 정격전류 ) 이하에서는 정상 제어모드 즉, 데드비트 전압/전류 제어기(800,700)에 의한 제어모드로 동작되도록 하고, 부하가 증가하여 정격전류를 초과하는 전류를 요구하거나 전동기의 기동시와 같이 순시적으로 정격전류보다 높은 전류를 요구할 시는 정전류 제어모드로 동작되도록 상기 모드절환부(770)를 제어하는 바, 정상 제어모드시에는 상기 데드비트 전압/전류 제어기(800,700)에 의해 LC필터부(500)의 인덕터(L)의 전류가 A와 같이 정현적 파형으로 나타나도록 함과 아울러 부하변동에 따른 인덕터의 편자현상을 보상하도록 하고, 정전류 제어모드시에는 상기 정전류제어기(750)에 의해 인덕터(L)의 전류가 B 및 C와 같이 일정한 정전류로 나타나도록 한다.

이상 상세히 설명한 바와 같이 본 발명에 따른 단상 인버터에 의하면, 동일한 직류 전원 전압과 스위칭 주파수 조건하에서 정의 DC 링크전압, 그 DC 링크전압의 절반, 및 영의 전압을 조합하여 출력전압을 형성함으로서 출력 고조파 성분을 최대한 억제할 수 있는 효과가 창출된다.

Claims

직류 전원의 공급을 위한 직류전원수단;

상기직류전원수단의 양단에 연결된 풀 브릿지 인버터;

상기 풀 브릿지 인버터의 진상 레그 및 지상 레그의 각 암 사이에 연결된 평활필터수단;

1개의 스위칭 소자 및 4개의 정류 다이오드로 구성되되, 제 1 다이오드는 상기 직류전원수단의 분압탭으로부터 상기 스위칭 소자의 전류 유입 단자로 전류가 흐르도록 배치 연결되어 있고, 제 2 다이오드는 상기 스위칭 소자의 전류 유출 단자로부터 상기 풀브리지 인버터의 진상 레그의 암으로 전류가 흐르도록 배치 연결되어 있고, 제 3 다이오드는 상기 진상레그의 암으로부터 상기 스위칭 소자의 전류 유입 단자로 전류가 흐르도록 배치 연결되어 있으며, 제 4 다이오드는 상기 스위칭 소자의 전류 유출 단자로부터 상기 직류전원수단의 분압탭으로 전류가 흐르도록 배치 연결되어,상기 분압탭과 상기 암 사이에 연결된 양방향 스위칭수단; 및

상기 풀 브릿지 인버터 및 상기 양방향 스위칭수단의 각 스위칭 소자를단속제어하는제어수단을 포함하여 구성된 것을 특징으로 하는 단상 인버터.
제 1 항에 있어서,

상기 직류전원수단은,

양단이 상기 풀 브릿지 인버터에 연결된 주직류전원; 및

상기 주직류전원을 분압하고 분압된 전압을 상기 양방향 스위칭수단의 입력전원으로 하기 위한 보조전원으로 구성된 것을 특징으로 하는 단상 인버터.