KR100309097B1 - Method and apparatus of fine tuning for television receiver and method and apparatus of matching vsb signal - Google Patents
Method and apparatus of fine tuning for television receiver and method and apparatus of matching vsb signal Download PDFInfo
- Publication number
- KR100309097B1 KR100309097B1 KR1019980015509A KR19980015509A KR100309097B1 KR 100309097 B1 KR100309097 B1 KR 100309097B1 KR 1019980015509 A KR1019980015509 A KR 1019980015509A KR 19980015509 A KR19980015509 A KR 19980015509A KR 100309097 B1 KR100309097 B1 KR 100309097B1
- Authority
- KR
- South Korea
- Prior art keywords
- residual sideband
- signal
- tuner
- baseband
- frequency band
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/44—Receiver circuitry for the reception of television signals according to analogue transmission standards
- H04N5/50—Tuning indicators; Automatic tuning control
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N7/00—Television systems
- H04N7/015—High-definition television systems
Abstract
Description
본 발명은 텔레비젼 수신기에 관한 것으로, 특히 텔레비젼 수신기의 튜닝방법 및 장치와 잔류측파대(Vestigial Sideband;이하 VSB라 칭함) 신호 정합방법 및 장치에 관한 것이다.TECHNICAL FIELD The present invention relates to a television receiver, and more particularly, to a method and apparatus for tuning a television receiver and a signal matching method and apparatus for a residual sideband (hereinafter referred to as VSB).
반송파에 파일럿신호를 실어보내는 통신방식에는 VSB(Vestigial Side band), DSB(Double Side band), SSB(Single Side band) 등이 있다. 이때 파일럿신호는 반송파를 정확하게 복원하기 위하여 송신시 반송파에 실려 진다. 수신시 상기 반송파 복원을 위하여 파일럿 신호가 전송되는 HDTV방식과 같은 통신방식의 수신기는 파일럿 신호를 추적하여 복조를 수행한다.Communication methods for carrying pilot signals on a carrier include VSB (Vestigial Side band), DSB (Double Side band), SSB (Single Side band). At this time, the pilot signal is carried on the carrier when transmitting to accurately recover the carrier. When receiving, a receiver of a communication method such as an HDTV method in which a pilot signal is transmitted to recover the carrier performs demodulation by tracking a pilot signal.
미국의 표준규격인 8-레벨 HDTV(High Definition Television)에서는 VSB 변조방식을 채용한다. 미국 8-레벨 HDTV 수신기의 반송파 복원장치의 블럭구성도를 도시한 도 1과 각 부분에서의 동작파형도를 도시한 도 2를 참조하여 반송파 복원과정을 설명한다. 여기서 반송파 복원이란 튜닝하고자 하는 채널의 VSB 신호를 기저(Baseband)대역으로 이동시키는 것을 말한다. 안테나(100)를 통하여 수신된 고주파(Radio Frequency;이하 RF라 칭함) 대역에 존재하는 다수의 VSB 신호는 튜너(102)에 입력된다. 상기 튜너(102)는 채널 튜닝에 따라 다른 로컬 주파수 제1LO를 출력하는 신디사이저(104)로부터 로컬 주파수 제1LO를 제공받아, 그 로컬 주파수 제1LO와 상기 RF 대역에 존재하는 다수의 VSB 신호를 곱하여 그 다수의 VSB 신호중에 튜닝하고자 하는 채널의 VSB 신호를 중간 주파수(Intermediate Frequency;이하 IF라 칭함) 대역으로 이동시킨다. 여기서, 상기 RF 대역의 VSB 신호에 곱해지는 주파수를 튜닝주파수라 한다.The US standard 8-level HDTV (High Definition Television) adopts VSB modulation. A carrier recovery process will be described with reference to FIG. 1, which shows a block diagram of a carrier recovery apparatus of an 8-level HDTV receiver, and FIG. In this case, carrier recovery refers to shifting a VSB signal of a channel to be tuned to a baseband. A plurality of VSB signals existing in a radio frequency band (hereinafter, referred to as RF) received through the antenna 100 are input to the tuner 102. The tuner 102 receives a local frequency 1LO from a synthesizer 104 that outputs another local frequency 1LO according to channel tuning, and multiplies the local frequency 1LO by a plurality of VSB signals existing in the RF band. The VSB signal of the channel to be tuned among the plurality of VSB signals is moved to an intermediate frequency band (hereinafter, referred to as IF). Here, a frequency multiplied by the VSB signal of the RF band is referred to as a tuning frequency.
예를 들어 설명하면, 도 2에서 (a)는 RF 대역에 존재하는 다수의 VSB 신호에서 한 채널에 대한 VSB 신호만을 나타낸 것으로 그 VSB 신호는 174∼180[MHz]에 위치하며, 중심주파수는 177[MHz]이고, 대역폭은 6[MHz]이다. 상기 VSB 신호는 그 VSB 신호의 최대 진폭에 비해 3[dB] 감쇄되는 지점 즉, 174.31[MHz]지점에 파일럿(Pilot) 신호 (P)를 포함하고 있다. 이때 상기 튜너(102)는 상기 VSB 신호에 상기 튜닝주파수 즉, 로컬 주파수 제1LO를 곱하여 41∼47[MHz]의 IF 대역으로 이동시킨다. 여기서, IF 대역으로 이동된 VSB 신호는 도 2의 (b)에 도시한 바와 같이 41∼47[MHz]의 대역에 위치하고, 중심주파수는 44[MHz]이다. 상기 IF 대역으로 이동된 VSB 신호는 최대진폭에 대해 3[dB] 감쇄된 지점 즉, 46.69[MHz]에 파일럿 신호(P)를 포함하고 있다. 여기서, 상기 파일럿 신호(P)가 위치하는 지점은 상기 튜닝주파수에 따라 46.69[MHz]가 되거나, 41.31[MHz]가 될 수 있다.For example, in FIG. 2, (a) shows only a VSB signal for one channel among a plurality of VSB signals present in the RF band, and the VSB signal is located at 174 to 180 [MHz], with a center frequency of 177. [MHz] and bandwidth is 6 [MHz]. The VSB signal includes a pilot signal P at a point of 3 [dB] attenuation relative to the maximum amplitude of the VSB signal, ie, at 174.31 [MHz]. At this time, the tuner 102 multiplies the VSB signal by the tuning frequency, that is, the local frequency first LO, and moves the IFB to 41 to 47 [MHz]. Here, the VSB signal moved to the IF band is located in the band of 41 to 47 [MHz], as shown in Fig. 2B, and the center frequency is 44 [MHz]. The VSB signal shifted to the IF band includes a pilot signal P at a point 3 [dB] attenuated to the maximum amplitude, that is, 46.69 [MHz]. Here, the point where the pilot signal (P) is located may be 46.69 [MHz] or 41.31 [MHz] according to the tuning frequency.
상기와 같은 VSB 신호는 탄성 표면파(Surface Acoustic Waveform;이하 SAW라 칭함) 필터(106)에 입력된다. 상기 SAW 필터(106)의 SAW 필터대역은 IF 대역으로 이동된 VSB 신호가 위치하는 대역인 41∼47[MHz]이다. 상기 SAW 필터(106)는 상기 튜너(102)의 출력에서 상기 SAW 필터대역에 속하는 신호 즉, IF 대역으로 이동된 VSB 신호만을 통과시킨다. 또한 상기 SAW 필터(106)는 상기 IF 대역으로 이동된 VSB 신호에서 파일럿 신호가 위치하는 지점을 기준으로 하여 ±0.31[MHz]인 구간의 VSB 신호를 3[dB] 감쇄한다. 또한 상기 SAW 필터(106)는 상기 IF 대역으로 이동된 VSB 신호에서 파일럿 신호가 위치하는 지점의 반대지점을 기준으로 하여 ±0.31[MHz]인 구간의 VSB 신호를 3[dB] 감쇄한다. 여기서, 상기 파일럿 신호가 위치하는 지점의 반대지점은 파일럿 신호가 46.69[MHz]에 위치하는 경우에 41.31[MHz]인 지점이 되고, 파일럿 신호가 41.39[MHz]에 위치하는 경우에 46.69[MHz]인 지점이 된다. 이와 같이 SAW 필터(106)가 IF 대역으로 이동된 VSB 신호에서 파일럿 신호가 위치하는 지점과 그 반대지점 각각을 기준으로 하여 ±0.31[MHz]인 구간의 VSB 신호를 3[dB] 감쇄하는 것은 그 VSB 신호가 기저대역으로 이동되었을 때에 주파수 특성이 전체적으로 평탄하게 하기 위함이다. 여기서, SAW 필터(106)에 의해 VSB 신호에서 파일럿 신호가 위치하는 지점을 기준으로 하여 ±0.31[MHz]인 구간의 VSB 신호가 3[dB] 감쇄됨에 따라 상기 VSB 신호에서 파일럿 신호가 위치하는 지점도 3[dB] 감쇄된다. 이에따라 SAW 필터(106)의 출력신호에서 파일럿 신호는 최대 진폭에 대해 6[dB]로 감쇄된 지점에 위치하게 된다.The VSB signal as described above is input to a Surface Acoustic Waveform (hereinafter referred to as SAW) filter 106. The SAW filter band of the SAW filter 106 is 41 to 47 [MHz], which is a band in which the VSB signal shifted to the IF band is located. The SAW filter 106 passes only a signal belonging to the SAW filter band, that is, a VSB signal shifted to the IF band, at the output of the tuner 102. In addition, the SAW filter 106 attenuates 3 [dB] of the VSB signal in a period of ± 0.31 [MHz] based on the point where the pilot signal is located in the VSB signal moved to the IF band. In addition, the SAW filter 106 attenuates the VSB signal in a section of ± 0.31 [MHz] by 3 dB based on the opposite point of the position where the pilot signal is located in the VSB signal moved to the IF band. Here, the point opposite to the point where the pilot signal is located is 41.31 [MHz] when the pilot signal is located at 46.69 [MHz], and 46.69 [MHz] when the pilot signal is located at 41.39 [MHz]. It becomes the point of. In this way, the SAW filter 106 attenuates 3 [dB] of the VSB signal in a period of ± 0.31 [MHz] based on each of the points where the pilot signal is located and the opposite point in the VSB signal moved to the IF band. This is to flatten the frequency characteristic when the VSB signal is moved to the baseband. Here, the point where the pilot signal is located in the VSB signal as the SAB filter 106 is attenuated by 3 [dB] of the VSB signal in a period of ± 0.31 [MHz] based on the point where the pilot signal is located in the VSB signal. 3 [dB] is attenuated. Accordingly, the pilot signal in the output signal of the SAW filter 106 is located at a point attenuated by 6 [dB] with respect to the maximum amplitude.
여기서, 상기 도 2의 (b)와 같은 IF 대역으로 이동된 VSB 신호가 상기 SAW 필터(106)에 입력될 경우에 상기 SAW 필터(106)는 SAW 필터대역에 포함되는 신호만을 통과시키고, 그외의 신호들(도시하지 않았음)은 차단한다. 또한 IF 대역으로 이동된 VSB 신호에서 파일럿 신호 P가 위치하는 지점과 그 반대지점을 기준으로 하여 ±0.31[MHz]인 구간의 VSB 신호를 3[dB] 감쇄한다. 이에따라 상기 SAW 필터(106)의 출력신호는 도 2의 (c)에 도시한 바와 같이 41∼47[MHz]의 주파수 영역에 위치하며, SAW 필터(106)의 출력신호에서 파일럿 신호(P)는 최대 진폭에 대해 6[dB] 감쇄된 지점에 위치하게 된다.Here, when the VSB signal shifted to the IF band as shown in (b) of FIG. 2 is input to the SAW filter 106, the SAW filter 106 passes only the signal included in the SAW filter band, and other Signals (not shown) are blocked. In addition, the VSB signal of ± 0.31 [MHz] is attenuated by 3 [dB] based on the point where the pilot signal P is located and the opposite point in the VSB signal moved to the IF band. Accordingly, the output signal of the SAW filter 106 is located in the frequency region of 41 to 47 [MHz], as shown in FIG. 2C, and the pilot signal P in the output signal of the SAW filter 106 is It is located at the point of 6 [dB] attenuation for the maximum amplitude.
상기와 같은 SAW 필터(106)의 출력신호는 IF 증폭기(108)에 입력되어 증폭된 후에 제1 및 제2믹서(112,116)에 입력된다. 그리고 레퍼런스 오실레이터(110)는 상기 SAW 필터(106)의 출력신호를 기저대역으로 이동시키기 위하여 사용될 로컬 주파수 제3LO를 출력한다. 상기 레퍼런스 오실레이터(110)가 출력한 로컬 주파수 제3LO는 그대로 제1믹서(112)에 입력된다. 또한 상기 로컬 주파수 제3LO는 90°이상(Phase Shift)기(114)를 통하여 90°이상된 후에 제2믹서(116)에 입력된다. 상기 제1믹서(112)는 상기 IF 증폭기(108)의 출력신호와 상기 로컬 주파수 제3LO를 곱함으로서 상기 IF 증폭기(108)의 출력신호를 기저대역으로 이동시키며, 이 제1믹서(112)의 출력신호가 쿼드레쳐 페이즈(Quadrature Phase) 신호인 Q이다. 그리고 상기 제2믹서(116)는 상기 IF 증폭기(108)의 출력신호와 상기 90°이상된 로컬 주파수 제3LO를 곱함으로서 상기 IF 증폭기(108)의 출력신호를 기저대역으로 이동시키며, 이 제2믹서(116)의 출력신호가 인페이즈(In Phase) 신호인 I이다. 상기 기저대역으로 이동된 VSB 신호 I,Q를 도시한 것이 도 2의 (d)이다. 상기 기저대역으로 이동된 VSB 신호는 0[MHz]에 대해 ±0.31[MHz]인 구간에서 스펙트럼 중첩이 일어나 도 2의 (d)에 도시한 바와 같이 주파수 특성이 평탄하게 된다. 이때 기저대역으로 이동된 VSB 신호의 파일럿 신호 P는 0[MHz]에 위치한다.The output signal of the SAW filter 106 as described above is input to the IF amplifier 108 and amplified and then input to the first and second mixers 112 and 116. The reference oscillator 110 then outputs a local frequency 3LO to be used to move the output signal of the SAW filter 106 to the baseband. The local frequency 3LO output by the reference oscillator 110 is input to the first mixer 112 as it is. In addition, the local frequency 3LO is input to the second mixer 116 after 90 ° or more through the phase shift unit 114. The first mixer 112 shifts the output signal of the IF amplifier 108 to the baseband by multiplying the output signal of the IF amplifier 108 by the local frequency 3LO, and of the first mixer 112. The output signal is Q, which is a quadrature phase signal. The second mixer 116 multiplies the output signal of the IF amplifier 108 by the third frequency LO of 90 ° or more to move the output signal of the IF amplifier 108 to the baseband. The output signal of the mixer 116 is I, which is an in phase signal. 2 shows the VSB signals I and Q shifted to the baseband. The VSB signal shifted to the baseband has spectral overlap in a period of ± 0.31 [MHz] with respect to 0 [MHz], so that the frequency characteristics are flat as shown in FIG. At this time, the pilot signal P of the VSB signal moved to the baseband is located at 0 [MHz].
상술한 바와 같이 종래의 반송파 복원장치는 IF 신호와 동일한 주파수 대역인 41∼47[MHz] 대역의 신호를 통과시키는 SAW 필터(106)를 사용한다. 따라서 SAW필터(106)의 특성에 따라 수신기의 성능이 크게 좌우되며 이에 따라 SAW필터의 정확한 설계가 요구된다.As described above, the conventional carrier recovery apparatus uses the SAW filter 106 for passing signals in the band 41 to 47 [MHz], which is the same frequency band as the IF signal. Therefore, the performance of the receiver largely depends on the characteristics of the SAW filter 106, and accordingly, accurate design of the SAW filter is required.
그런데, 어느 한 채널의 VSB 신호의 주파수 대역은 주파수 옵셋 등에 따라 이동될 수 있다. 이에따라 그 VSB 신호를 IF 대역으로 이동시킨 VSB 신호도 역시그 주파수 옵셋에 따라 주파수 대역이 이동될 수 있다. 따라서 주파수 옵셋에 따라 IF 대역으로 이동된 VSB 신호의 주파수 대역이 이동하여 상기 SAW 필터(106)의 SAW 필터대역인 41∼47[MHz] 대역에서 벗어날 수 있다. 상기 SAW 필터대역에서 벗어난 IF 대역으로 이동된 VSB 신호의 파일럿 신호가 상기 SAW 필터(106)에 의해 상실될 수 있다. VSB 신호의 파일럿 신호가 상실되면 완전하게 VSB 신호를 기저대역으로 이동시킬 수 없었다.However, the frequency band of the VSB signal of any one channel may be shifted according to a frequency offset. Accordingly, the VSB signal in which the VSB signal is moved to the IF band may also be shifted in frequency band according to the frequency offset. Accordingly, the frequency band of the VSB signal shifted to the IF band according to the frequency offset may be shifted to deviate from the band 41 to 47 [MHz], which is the SAW filter band of the SAW filter 106. The pilot signal of the VSB signal shifted to the IF band out of the SAW filter band may be lost by the SAW filter 106. The loss of the pilot signal of the VSB signal could not completely move the VSB signal to baseband.
이에따라 상기 도 1의 반송파 복원장치는 FPLL(Frequency And Phase Locked Loop)(118)을 채용하여 튜너(102)의 튜닝주파수를 조절함으로써 상기와 같은 주파수 옵셋을 보정하였다. 상기 FPLL(118)은 AFC(Automatic Frequency Control) 저역통과 필터(120)와 리미터(Limiter)(122)와 제3믹서(124)와 APC(Automatic Phase Control) 저역통과 필터(126)와 VCO(Voltage Controlled Oscillator)(128)로 구성된다. 상기 기저대역 신호 I는 AFC 저역통과 필터(120)와 리미터(122)를 통하여 제3믹서(124)에 입력된다. 상기 제3믹서(124)는 상기 리미터(122)의 출력신호와 상기 기저대역 신호 Q를 곱하여 직류 신호로 변환한다. 상기 직류 신호는 APC 저역통과 필터(126)에 입력되어 주파수 옵셋을 보정하는 방향으로 VCO(128)를 제어한다. 상기 VCO(128)는 주파수 옵셋을 보정하기 위한 로컬 주파수 제2LO를 튜너(102)에 제공한다. 상기 튜너(102)는 상기 로컬 주파수 제2LO에 따라 튜닝주파수를 조절함으로서 주파수 옵셋을 보정한다.Accordingly, the carrier recovery apparatus of FIG. 1 employs a frequency and phase locked loop (FPLL) 118 to adjust the tuning frequency of the tuner 102 to correct the frequency offset as described above. The FPLL 118 includes an automatic frequency control (AFC) low pass filter 120, a limiter 122, a third mixer 124, an automatic phase control (APC) low pass filter 126, and a VCO (Voltage). Controlled Oscillator). The baseband signal I is input to the third mixer 124 through the AFC low pass filter 120 and the limiter 122. The third mixer 124 multiplies the output signal of the limiter 122 by the baseband signal Q to convert the DC signal. The DC signal is input to the APC low pass filter 126 to control the VCO 128 in the direction to correct the frequency offset. The VCO 128 provides the tuner 102 with a local frequency second LO for correcting the frequency offset. The tuner 102 corrects the frequency offset by adjusting the tuning frequency according to the local frequency 2LO.
상술한 바와 같은 종래 반송파 복원장치는 주파수 옵셋에 의하여 반송파 복원성능이 저하되는 것을 방지하기 위하여 FPLL로 하여 튜너의 튜닝주파수를 조절하도록 하는 롱 루프(Long Loop) 구조로 되어 있었다. 이에따라 주파수 옵셋을 보정하는 시간이 오래 걸리는 단점이 있었다. 또한 종래에는 SAW 필터로 하여 IF 대역으로 이동된 VSB 신호에서 파일럿 신호가 위치하는 지점과 그 반대지점 각각을 기준으로 하여 ±0.31[MHz]인 구간의 VSB 신호를 3[dB] 감쇄시키는 정합 필터링까지 수행하도록 하였다. 따라서 SAW 필터의 특성에 따라 수신기의 성능이 크게 좌우되는 곤란한 점이 있었다. 더욱이 상기와 같은 아날로그 방식의 반송파 복원장치는 사용하는 아날로그 소자에 의하여 그 성능이 크게 달라지는 단점이 있었고, 또한 전체 수신기를 ASIC(Application Specific Integrated Circuit)화하기 곤란한 문제점이 있었다. 이에따라 많은 선진 가전업체에서는 반송파 복원장치에 디지탈 신호처리에 기반을 둔 DFPLL(Digital Frequency and Phase Locked Loop)을 채용하였다.The conventional carrier recovery apparatus described above has a long loop structure in which the FPLL is used to adjust the tuning frequency of the tuner in order to prevent the carrier recovery performance from being degraded due to the frequency offset. As a result, it takes a long time to correct the frequency offset. In addition, conventionally, a SAW filter uses a matched filtering that attenuates the VSB signal in a period of ± 0.31 [MHz] by 3 dB in the VSB signal moved to the IF band based on the point where the pilot signal is located and the opposite point thereof. To be performed. Therefore, there is a difficulty in that the performance of the receiver is greatly influenced by the characteristics of the SAW filter. In addition, the analog carrier recovery apparatus as described above has a disadvantage in that its performance varies greatly depending on the analog device used, and it is also difficult to make an ASIC (Application Specific Integrated Circuit) of the entire receiver. As a result, many advanced home appliances companies have adopted Digital Frequency and Phase Locked Loop (DFPLL) based on digital signal processing for carrier recovery equipment.
도 3은 DFPLL을 채용하여 반송파 복원을 수행하는 블럭을 한 개의 IC로 제작하는 데 유리한 구조를 가지는 반송파 복원장치의 블럭구성도를 도시한 것으로, 제1발진부(206)는 고정된 로컬 주파수 제2LO를 발생하여 튜너(202)에 제공한다. 여기서, 상기 제1발진부(206)의 발진주파수 로컬 주파수 제2LO는 초기 튜너(202)의 주파수 옵셋을 고려하여 설정된다. 상기 튜너(202)는 안테나(200)로부터 RF 대역에 존재하는 다수의 VSB 신호를 제공받아 로컬 주파수 제1LO와 로컬 주파수 제2LO에 따라 튜닝하고자 하는 채널의 VSB 신호를 IF 대역으로 이동시켜 출력한다. 상기 IF 대역으로 이동된 VSB 신호는 SAW 필터(208)에 입력된다. 상기 SAW 필터(208)는 도 1의 SAW 필터(106)의 SAW 필터대역에 대해 광대역인 SAW 필터대역의 신호만을 통과시키는데, 이는 도 3의 반송파 복원장치는 주파수 옵셋에 따라 적응적으로튜너(202)의 튜닝주파수를 조절할 수 없기 때문이다. 상기 SAW 필터(208)의 출력신호는 IF 증폭기(210)를 통하여 증폭되어 믹서(212)에 입력된다. 상기 믹서(212)는 IF 증폭기(210)의 출력신호와 제2발진기(214)가 출력하는 로컬 주파수 제3LO를 곱하여, IF 증폭기(210)의 출력신호를 AD(Analog to Digital) 컨버터(218)가 처리할 수 있는 주파수 대역으로 이동시킨다. 상기 믹서(212)의 출력신호는 저역통과필터(216)에 입력되며, 상기 저역통과필터(216)는 상기 믹서(212)의 출력신호에서 고조파 성분을 제거하여 AD 컨버터(218)에 입력한다. 상기 AD 컨버터(218)는 상기 저역통과필터(216)의 출력신호를 AD 변환하여 반송파 복원부(220)에 입력한다.FIG. 3 is a block diagram of a carrier recovery apparatus having a structure which is advantageous for fabricating a block for performing carrier recovery using a DFPLL with a single IC. The first oscillator 206 has a fixed local frequency second LO. Is generated and provided to the tuner 202. Here, the oscillation frequency local frequency 2LO of the first oscillator 206 is set in consideration of the frequency offset of the initial tuner 202. The tuner 202 receives a plurality of VSB signals existing in the RF band from the antenna 200 and outputs a VSB signal of a channel to be tuned according to a local frequency 1LO and a local frequency 2LO to an IF band. The VSB signal shifted to the IF band is input to the SAW filter 208. The SAW filter 208 passes only signals in the SAW filter band that is wideband with respect to the SAW filter band of the SAW filter 106 of FIG. 1, which is a carrier reconstructor of FIG. 3 adaptively tuned according to a frequency offset. This is because the tuning frequency of) cannot be adjusted. The output signal of the SAW filter 208 is amplified by the IF amplifier 210 and input to the mixer 212. The mixer 212 multiplies the output signal of the IF amplifier 210 by the local frequency 3LO output by the second oscillator 214 to convert the output signal of the IF amplifier 210 to an analog to digital (AD) converter 218. Moves to a frequency band that can be processed. The output signal of the mixer 212 is input to the low pass filter 216, and the low pass filter 216 removes harmonic components from the output signal of the mixer 212 and inputs it to the AD converter 218. The AD converter 218 converts the output signal of the low pass filter 216 into an AD signal and inputs it to the carrier recovery unit 220.
상기 반송파 복원부(220)는 페이즈 스플리터(Phase Splitter)(222), 제1곱셈기(224), 파일럿 분리기(226), 제2곱셈기(228), DFPLL(230), NCO(Numerically Controlled Oscillator)(232)로 구성된다. 상기 페이즈 스플리터(222)는 상기 AD 컨버터(218)의 출력신호에서 복소신호들을 분리하고, 그 복소신호들은 제1곱셈기(224)를 통해 NCO(232)가 제공하는 제4LO와 곱해져 기저대역으로 이동되어 기저대역으로 이동된 VSB 신호로서 출력된다. 상기 기저대역으로 이동된 VSB 신호는 정합필터(234)에 입력된다. 상기 정합필터(234)는 상기 기저대역으로 이동된 VSB 신호에 대해 파일럿 신호가 위치하는 지점의 반대지점을 기준으로 하여 ±0.31[MHz]인 구간의 VSB 신호에 대해 3[dB] 감쇄하여 출력한다. 그리고, 파일럿 분리기(226)는 상기 AD 컨버터(218)의 출력신호로부터 파일럿 신호를 분리하고, 그 분리된 파일럿 신호는 제2곱셈기(228)를 통해 상기 NCO(232)가 제공하는 제4LO와곱해져 기저대역으로 이동된다. 그 기저대역으로 이동된 파일럿 신호는 DFPLL(230)에 입력된다. 상기 DFPLL(230)은 그 파일럿 신호가 0[MHz]에서 틀어진 정도만큼을 보정하도록 하는 제4LO를 출력하도록 NCO(232)를 제어한다.The carrier recovery unit 220 includes a phase splitter 222, a first multiplier 224, a pilot splitter 226, a second multiplier 228, a DFPLL 230, and a NCO (Numerically Controlled Oscillator) ( 232). The phase splitter 222 separates the complex signals from the output signal of the AD converter 218, and the complex signals are multiplied by the fourth LO provided by the NCO 232 through the first multiplier 224 to the baseband. It is output as a VSB signal shifted and shifted to baseband. The VSB signal shifted to the baseband is input to the matched filter 234. The matched filter 234 attenuates and outputs 3 [dB] of the VSB signal in a period of ± 0.31 [MHz] with respect to the VSB signal moved to the baseband based on the opposite point of the point where the pilot signal is located. . The pilot separator 226 separates the pilot signal from the output signal of the AD converter 218, and the separated pilot signal is multiplied by a fourth LO provided by the NCO 232 through a second multiplier 228. Moved to baseband. The pilot signal shifted to the baseband is input to the DFPLL 230. The DFPLL 230 controls the NCO 232 to output a fourth LO that allows its pilot signal to be corrected by a degree skewed at 0 [MHz].
상기와 같은 반송파 복원장치는 반송파 복원부(220)에 있는 DFPLL(230)이 NCO(232)를 조절함으로서 모든 주파수 보정이 이루어지는 숏 루프(Short Loop) 구조로 되어 있다. 이에따라 상기 반송파 복원장치는 주파수 옵셋을 빠르게 보정하고, 신호처리가 간단하며, PLL의 안정성이 높은 이점이 있다. 그러나 상기 반송파 복원장치는 도 1의 반송파 복원장치와 달리 주파수 옵셋에 따라 튜너(202)의 튜닝주파수를 적응적으로 조절할 수 없으므로, 상기 SAW 필터(208)의 SAW 필터대역을 넓게 설정하여야 하였다. 이와같이 SAW 필터(208)의 SAW 필터대역을 넓게 설정하는 것은 기저대역으로 VSB 신호를 이동하였을 때에 그 VSB 신호가 왜곡되는 원인이 되었다.The carrier recovery apparatus as described above has a short loop structure in which all frequencies are corrected by the DFPLL 230 in the carrier recovery unit 220 adjusting the NCO 232. Accordingly, the carrier recovery apparatus has the advantage of quickly correcting the frequency offset, simple signal processing, and high stability of the PLL. However, unlike the carrier recovery apparatus of FIG. 1, the carrier recovery apparatus cannot adaptively adjust the tuning frequency of the tuner 202 according to the frequency offset, and therefore, the SAW filter band of the SAW filter 208 should be set wide. Thus, setting the SAW filter band of the SAW filter 208 wide causes the VSB signal to be distorted when the VSB signal is moved to the base band.
상기 도 3의 반송파 복원장치의 동작파형도를 도시한 도 4를 참조하여, 상기 SAW 필터(208)의 SAW 필터대역이 넓게 설정됨에 따라 VSB 신호가 왜곡되는 것을 상세히 설명한다. 상기 튜너(202)로부터 출력되는 IF 대역으로 이동된 VSB 신호와 SAW 필터(208)의 SAW 필터대역을 도시한 도 4의 (a)와 같이 상기 SAW 필터대역은 IF 대역으로 이동된 VSB 신호가 주파수 옵셋에 의하여 약간 이동하더라도 SAW 필터대역에서 벗어나지 않도록 넓게 설계되어 있다. 이에따라 상기 SAW 필터(208)에서는 IF 대역으로 이동된 VSB 신호에서 파일럿 신호 P가 위치하는 지점을 기준으로 하여 ±0.31[MHz]인 구간의 VSB 신호에 대해 3[dB] 감쇄시키는 정합 필터링이 이루어지지 않는다. 즉, 상기 SAW 필터(208)의 출력신호를 도시한 도 4의 (b)와 같이 SAW 필터(208)의 출력신호에서 파일럿 신호 P는 여전히 최대진폭에 대해 정상적인 6dB감쇄가 아닌 3[dB] 감쇄된 지점에 위치한다. 이와 같은 SAW 필터(208)의 출력신호를 기저대역으로 이동시킨 것을 도시한 도 4의 (c)를 참조하면, 스펙트럼 중첩이 일어나는 0[MHz]를 기준으로 하여 ±0.31[MHz]인 구간에서 부스트 업(Boost Up)이 발생되어 있다. 이는 SAW필터(208)의 대역폭이 넓어짐에 따라 파일럿신호 P가 존재하는 지점을 기준으로 하여 3[dB] 감쇄가 이루어지지 않게 된 상태에서 기저대역으로 천이되었기 때문이다. 그에따라 상기와 같이 0[MHz]를 기준으로 하여 ±0.31[MHz]인 구간이 부스트 업된 신호가 정합필터(234)에 입력된다. 그러나, 상기 정합필터(234)는 기저대역으로 이동된 VSB 신호에 대해 파일럿 신호가 위치하는 지점의 반대지점을 기준으로 하여 ±0.31[MHz]인 구간의 VSB 신호에 대해서만 정합 필터링하므로, 기저대역으로 이동된 VSB 신호의 0[MHz] 부근에서는 여전히 부스트 업이 발생하였다. 이와같이 VSB 신호를 기저대역으로 이동하였을 때에 0[MHz] 부근에서의 부스트 업 즉, 직류 부스트 업이 발생하였다.Referring to FIG. 4, which shows the operation waveform diagram of the carrier recovery apparatus of FIG. 3, the VSB signal is distorted as the SAW filter band of the SAW filter 208 is set to be wider. As shown in (a) of FIG. 4, the VSB signal shifted to the IF band output from the tuner 202 and the SAW filter band of the SAW filter 208, the VSB signal shifted to the IF band is the frequency of the SAW filter band. It is designed so that it does not deviate from SAW filter band even if it moves slightly by offset. Accordingly, in the SAW filter 208, matched filtering is performed to attenuate 3 [dB] of the VSB signal in a period of ± 0.31 [MHz] based on the point where the pilot signal P is located in the VSB signal moved to the IF band. Do not. That is, as shown in (b) of FIG. 4 showing the output signal of the SAW filter 208, the pilot signal P is still 3 [dB] attenuation rather than the normal 6 dB attenuation for the maximum amplitude. Is located at a point. Referring to (c) of FIG. 4, which shows the shift of the output signal of the SAW filter 208 to the baseband, the boost is performed in a period of ± 0.31 [MHz] based on 0 [MHz] where spectral overlap occurs. Boost Up has occurred. This is because, as the bandwidth of the SAW filter 208 is widened, the baseband is shifted to the base band in a state in which 3 [dB] attenuation is not achieved based on the point where the pilot signal P exists. Accordingly, as described above, a signal boosted by a period of ± 0.31 [MHz] based on 0 [MHz] is input to the matching filter 234. However, the matched filter 234 matches only the VSB signal in a period of ± 0.31 [MHz] with respect to the VSB signal moved to the baseband based on the opposite point of the point where the pilot signal is located, and thus, Boost up still occurred near 0 [MHz] of the shifted VSB signal. In this manner, when the VSB signal was moved to the baseband, a boost up near 0 [MHz], that is, a DC boost up occurred.
상술한 바와 같이 디지탈 신호처리에 기반을 둔 DFPLL을 채용한 숏 루프 구조의 반송파를 복원하는 장치는 SAW 필터의 대역폭을 넓게 설계하였는데, 이에따라 VSB 신호를 기저대역으로 이동할 때에 직류 부스트 업이 발생하는 곤란한 점이 있었다.As described above, an apparatus for restoring a carrier having a short loop structure employing a DFPLL based on digital signal processing has designed a wide bandwidth of the SAW filter. Accordingly, it is difficult to generate a DC boost up when the VSB signal is moved to the baseband. There was a point.
따라서 본 발명의 목적은 디지탈 신호처리에 기반을 둔 DFPLL을 채용한 숏 루프 구조의 반송파를 복원하는 장치에서 VSB 신호를 기저대역으로 이동할 때에 직류 부스트 업이 발생하지 않도록 하는 텔레비젼 수신기의 정밀 튜닝방법 및 장치와 VSB 신호 정합방법 및 장치를 제공함에 있다.Accordingly, an object of the present invention is to provide a fine tuning method for a television receiver to prevent direct current boost up when moving a VSB signal to baseband in a device for recovering a carrier having a short loop structure using a DFPLL based on digital signal processing. An apparatus and a VSB signal matching method and apparatus are provided.
도 1은 아날로그 방식에 따른 종래의 반송파 복원장치의 블럭구성도,1 is a block diagram of a conventional carrier recovery apparatus according to the analog method,
도 2는 도 1의 동작파형도,2 is an operation waveform diagram of FIG.
도 3은 디지탈 방식에 따른 종래의 반송파 복원장치의 블럭구성도,3 is a block diagram of a conventional carrier recovery apparatus according to a digital method;
도 4는 도 3의 동작파형도,4 is an operation waveform diagram of FIG.
도 5는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 반송파 복원장치의 블럭구성도,5 is a block diagram of a carrier recovery apparatus according to an embodiment of the present invention;
도 6은 도 5의 마이크로 프로세서의 처리흐름도,6 is a process flow diagram of the microprocessor of FIG. 5;
도 7은 주파수 옵셋에 따른 직류 추정값의 변화를 본 발명의 실험에 의해서 얻은 도면,7 is a view obtained by the experiment of the present invention the change of the DC estimation value according to the frequency offset,
도 8은 도 5의 동작파형도.8 is an operational waveform diagram of FIG. 5.
상술한 목적을 달성하기 위한 본 발명은 고주파 대역에 존재하는 다수의 VSB 신호를 수신하여, 그 다수의 VSB 신호에서 튜닝하고자 하는 채널의 VSB 신호만을 기저대역으로 이동시켜 출력하는 단계와, 상기 기저대역으로 이동된 VSB 신호의 평균을 취하여 직류 추정값을 발생하는 단계와, 상기 직류 추정값에 따라 튜너의 튜닝주파수를 조절하는 단계를 구비하는 것을 특징으로 한다.The present invention for achieving the above object is a step of receiving a plurality of VSB signals present in the high frequency band, moving only the VSB signal of the channel to be tuned from the plurality of VSB signals to the baseband and outputs the baseband; And generating a DC estimation value by taking the average of the shifted VSB signals, and adjusting the tuning frequency of the tuner according to the DC estimation value.
이하 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기 설명 및 첨부 도면에서 많은 특정 상세들이 본 발명의 보다 전반적인 이해를 제공하기 위해 나타나 있으나, 이들 특정 상세들은 본 발명의 설명을 위해 예시한 것으로 본 발명이 그들에 한정됨을 의미하는 것은 아니다. 그리고 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있는 공지 기능 및 구성에 대한 상세한 설명은 생략한다.Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. While many specific details are set forth in the following description and in the accompanying drawings, to provide a more general understanding of the invention, these specific details are illustrated for the purpose of illustrating the invention and are not meant to limit the invention thereto. And a detailed description of known functions and configurations that may unnecessarily obscure the subject matter of the present invention will be omitted.
본 발명의 바람직한 실시예에 따른 반송파 복원장치의 블럭구성도를 도시한 도 5를 참조하면, 안테나(300)를 통해 수신된 RF 대역에 존재하는 다수의 VSB 신호는 튜너(302)에 입력된다. 상기 튜너(302)는 AFT(Automatic Fine Tuning) 기능을구비하여 튜너제어신호에 따라 튜닝주파수를 조절한다. 상기 튜너(302)는 신디사이저(304)로부터의 로컬 주파수 제1LO를 상기 RF 대역에 존재하는 다수의 VSB 신호에 곱함으로써, 튜닝하고자 하는 채널의 VSB 신호를 IF 대역으로 이동시켜 SAW 필터(306)에 입력한다. 상기 SAW 필터(306)는 SAW 필터대역에 속하는 VSB 신호만을 통과시킨다. 상기 SAW 필터대역은 도 8의 (a)에 도시한 바와 같이 협대역으로 설정하거나, 도 8의 (b)에 도시한 바와 같이 광대역으로 설정할 수 있다. 단, 상기 SAW 필터대역의 일측은 반드시 VSB 신호에서 파일럿 신호 P가 위치하는 지점을 기준으로 하여 ±0.31[MHz]인 구간에 대해 3[dB] 감쇄하도록 설정되어야 한다. 도 8의 (a) 및 (b)에 도시된 SAW 필터대역은, VSB신호가 IF대역으로 이동하여도 충분히 패스 필터링되게 넓게 설정된 종래기술의 도 4의 (a)의 SAW 필터대역와는 다름을 이해하여야 한다.Referring to FIG. 5, which shows a block diagram of a carrier recovery apparatus according to an exemplary embodiment of the present invention, a plurality of VSB signals existing in an RF band received through an antenna 300 are input to a tuner 302. The tuner 302 has an automatic fine tuning (AFT) function to adjust the tuning frequency according to the tuner control signal. The tuner 302 multiplies the number of VSB signals present in the RF band by the local frequency first LO from the synthesizer 304 to move the VSB signal of the channel to be tuned to the IF band to the SAW filter 306. Enter it. The SAW filter 306 passes only the VSB signal belonging to the SAW filter band. The SAW filter band may be set to a narrow band as shown in FIG. 8A or a wide band as shown in FIG. 8B. However, one side of the SAW filter band must be set to attenuate 3 [dB] for a period of ± 0.31 [MHz] based on the point where the pilot signal P is located in the VSB signal. It is understood that the SAW filter band shown in Figs. 8A and 8B differs from the SAW filter band of Fig. 4A in the prior art, which is set wide enough to pass pass filter even when the VSB signal moves to the IF band. shall.
이에따라 상기 SAW 필터(306)는 상기 SAW 필터대역에 속하는 VSB 신호를 통과시키면서, 그 VSB 신호에서 파일럿 신호가 위치하는 지점을 기준으로 하여 ±0.31[MHz]인 구간에 대해 3[dB] 감쇄하여 출력한다. 상기 SAW 필터(306)의 출력신호는 IF 증폭기(308)를 통하여 증폭된 후에 믹서(310)에 입력된다. 상기 믹서(310)는 상기 IF 증폭기(308)의 출력신호와 제1발진기(312)가 출력하는 로컬 주파수 제2LO를 믹싱하여, 상기 IF 증폭기(308)의 출력신호를 AD 컨버터(316)가 처리할 수 있는 주파수 대역으로 이동시킨다. 상기 믹서(310)의 출력은 저역통과필터(314)에 입력되며, 상기 저역통과필터(314)는 상기 믹서(310)의 출력에서 고조파 성분을 제거하여 AD 컨버터(316)에 입력한다. 상기 AD 컨버터(316)는상기 저역통과필터(314)의 출력을 AD 변환하여 반송파 복원부(318)에 입력한다.Accordingly, while the SAW filter 306 passes the VSB signal belonging to the SAW filter band, the SAW filter 306 attenuates and outputs 3 [dB] for a period of ± 0.31 [MHz] based on the point where the pilot signal is located in the VSB signal. do. The output signal of the SAW filter 306 is input to the mixer 310 after being amplified by the IF amplifier 308. The mixer 310 mixes the output signal of the IF amplifier 308 with the local frequency 2LO output by the first oscillator 312 so that the AD converter 316 processes the output signal of the IF amplifier 308. Move to a frequency band where possible. The output of the mixer 310 is input to the low pass filter 314, and the low pass filter 314 removes harmonic components from the output of the mixer 310 and inputs it to the AD converter 316. The AD converter 316 converts the output of the low pass filter 314 into the carrier recovery unit 318.
상기 반송파 복원부(318)는 페이즈 스플리터(320)와 제1곱셈기(322)와 파일럿 분리기(324)와 제2곱셈기(326)와 DFPLL(230)와 NCO(232)로 구성되며, 이와같은 반송파 복원부(318)는 도 3에 도시한 바와 같은 종래의 반송파 복원부의 구성과 동일하며, 그 동작 역시 동일하다. 상기 반송파 복원부(318)로부터 출력되는 기저대역으로 이동된 VSB 신호는 정합필터(332)에 입력된다. 상기 정합필터(332)는 기저대역으로 이동된 VSB신호에서 파일럿 신호가 위치하는 지점의 반대 지점에 대해 ±0.31[MHz]인 구간을 3[dB] 감쇄시키는 정합 필터링을 수행한다. 상기 정합필터(332)의 주파수 특성은 롤 오프(Roll Off) 값인 0.1152인 스쿼어 루트 코사인 필터(Square Root Cosine Filter)와 동일하게 설계된다. 상기 정합필터(332)의 출력신호가 최종적인 기저대역으로 이동된 VSB 신호이다. 상기 정합필터(332)의 출력신호는 평균값 연산부(334)에 입력된다. 상기 평균값 연산부(334)는 상기 정합필터(332)의 출력신호의 평균값을 취함으로써 직류 추정값으로 변환한다.The carrier recovery unit 318 includes a phase splitter 320, a first multiplier 322, a pilot separator 324, a second multiplier 326, a DFPLL 230, and an NCO 232. The recovery unit 318 is the same as the conventional carrier recovery unit as shown in FIG. 3, and the operation thereof is also the same. The VSB signal shifted to the baseband output from the carrier recovery unit 318 is input to the matching filter 332. The matched filter 332 performs matched filtering to attenuate a section of ± 0.31 [MHz] by 3 [dB] with respect to the opposite point of the point where the pilot signal is located in the VSB signal moved to the baseband. The frequency characteristic of the matched filter 332 is designed to be the same as a square root cosine filter having a roll off value of 0.1152. The output signal of the matched filter 332 is a VSB signal shifted to the final baseband. The output signal of the matched filter 332 is input to the average value calculator 334. The average value calculator 334 converts the DC value to an estimated DC value by taking the average value of the output signal of the matched filter 332.
기저대역에서 추출되는 상기 직류 추정값에 대한 이해를 돕기 위한 통상적인 설명을 하면 하기와 같다. 송신측에서는 수신측에서의 반송파 복원을 위해 VSB신호에 파일럿신호를 삽입하여 전송하게 되는데, 파일럿신호의 삽입은 VSB데이터에 1.25의 레벨 값을 더함으로써 이루어진다. 따라서 수신측에서 복조가 완료되면 파일럿신호는 직류성분의 형태로 잔류하게 된다. 파일럿신호는 VSB수신신호의 좌측 0.31MHz, 3dB지점에 존재하게 되므로 IF대역에서 SAW필터(306)에 의해서 3dB 감쇄되면 기저대역에서 신호 중첩에 의해 본래의 레벨값을 갖는 직류값으로 추출된다.이때 주파수 옵셋 등의 영향으로 IF대역에서의 3dB 감쇄가 일어나지 않게 되면 추출되는 직류 값은 본래의 값보다 커지거나 작아지게 된다. 이를 설명하고 있는 것이 도 7이다. 도 7은 주파수 옵셋에 따른 직류 추정값의 변화를 본 발명의 실험에 의해서 얻은 도면이다.A general description to help understand the DC estimation value extracted from the baseband is as follows. The transmitting side inserts and transmits a pilot signal to the VSB signal to recover the carrier at the receiving side. The insertion of the pilot signal is performed by adding a level value of 1.25 to the VSB data. Therefore, when demodulation is completed on the receiving side, the pilot signal remains in the form of a DC component. Since the pilot signal is present at 0.31 MHz and 3 dB on the left side of the VSB reception signal, if the 3 dB attenuation is reduced by the SAW filter 306 in the IF band, it is extracted to the DC value having the original level value by the signal overlap in the base band. If the 3dB attenuation does not occur in the IF band due to the frequency offset, the extracted DC value becomes larger or smaller than the original value. 7 illustrates this. 7 is a diagram obtained by the experiment of the present invention the change of the DC estimation value according to the frequency offset.
도 7을 참조하면, 대체적으로 주파수 옵셋의 증가에 따라 직류 추정값도 증가한다. 상기 직류 추정값은 상기 SAW 필터(306)의 SAW 필터대역이 광대역일 때와 협대역일 때가 다르다. 우선, 상기 SAW 필터(306)의 SAW 필터대역이 도 8의 (b)와 같이 광대역일 때에 주파수 옵셋에 따른 IF 신호의 상실량이 적으므로, 상기 직류 추정값은 음(-)의 주파수 옵셋 구간에서만 직류 추정값이 증가함을 관찰할 수 있었다. 그리고, SAW 필터(306)의 SAW 필터대역이 도 8의 (a)와 같이 협대역일 때에 주파수 옵셋에 따른 IF 신호의 상실량이 크므로, 상기 직류 추정값은 주파수 옵셋에 대응하여 크게 증가한다. 여기서, 상기 IF 신호의 상실량은 자동이득제어(Automatic Gain Control)에 의해 보상되므로, SAW 필터대역이 협대역일 때에 직류 추정값은 주파수 옵셋에 대해 증가함수로 나타남을 관찰할 수 있었다. 상기와 같은 관계(주파수 옵셋과 직류 추정값)에 의거하여 평균값 연산부(334)에서 구한 직류 추정값을 이용하여 주파수 옵셋을 보정할 수 있다. 그리고 도 7의 관계에서 주파수 옵셋이 발생하지 않을 때의 직류 추정값도 알 수 있다.Referring to FIG. 7, the DC estimation value also generally increases with increasing frequency offset. The DC estimation value is different when the SAW filter band of the SAW filter 306 is wideband or when it is narrowband. First, when the SAW filter band of the SAW filter 306 is wide as shown in FIG. 8 (b), the amount of loss of the IF signal due to the frequency offset is small. Therefore, the DC estimation value is a direct current only in the negative frequency offset period. An increase in the estimate could be observed. When the SAW filter band of the SAW filter 306 is a narrow band as shown in FIG. 8 (a), the amount of loss of the IF signal according to the frequency offset is large, so that the DC estimation value increases greatly in response to the frequency offset. Here, since the loss of the IF signal is compensated by the automatic gain control, it can be observed that when the SAW filter band is the narrow band, the DC estimation value is represented as an increase function with respect to the frequency offset. Based on the above relationship (frequency offset and DC estimation value), the frequency offset can be corrected using the DC estimation value obtained by the average value calculating unit 334. In addition, the estimated DC value when the frequency offset does not occur in the relationship of FIG.
이에따라 본 발명자는 상기와 같은 관계를 이용하여 허용 주파수 옵셋의 범위를 정한 후에, 그 허용 주파수 옵셋 범위의 최소치에 따른 직류 추정값을 제1기준치로 정하고, 그 허용 주파수 옵셋 범위의 최대치에 따른 직류 추정값을 제2기준치를 정하여 그 제1 및 제2기준치를 마이크로 프로세서(336)에 제공한다. 상기 마이크로 프로세서(336)는 상기 제1 및 제2기준치와 상기 평균값 연산부(334)가 제공하는 직류 추정값을 이용하여 주파수 옵셋을 보정하도록 하는 튜너제어신호를 튜너(302)에 제공한다. 본 발명의 실시 예에 따라 주파수 옵셋 보정에 대해서 하기에서 상세히 설명될 내용을 요약하면, 직류 추정치가 제1기준치보다보다 작으면 도 7에 도시된 바와 같이 음(-)의 방향으로 주파수 옵셋이 발생한 것으로 판단하여 튜닝주파수를 증가시키고, 직류 추정치가 제2 기준치보다 크면 양의 방향으로 주파수 옵셋이 주파수 옵셋이 발생한 것으로 판단하여 튜닝주파수를 감소시킨다.Accordingly, after determining the range of the allowable frequency offset using the relation as described above, the present inventor sets the direct current estimate value according to the minimum value of the allowable frequency offset range as the first reference value, and determines the direct current estimate value according to the maximum value of the allowable frequency offset range. The second reference value is determined and the first and second reference values are provided to the microprocessor 336. The microprocessor 336 provides the tuner 302 with a tuner control signal for correcting the frequency offset using the DC estimates provided by the first and second reference values and the average value calculator 334. In summary, the frequency offset correction according to an embodiment of the present invention will be described in detail below. When the DC estimation value is smaller than the first reference value, the frequency offset occurs in the negative direction as shown in FIG. 7. If it is determined that the tuning frequency is increased, and the DC estimation value is larger than the second reference value, it is determined that the frequency offset occurs in the positive direction and the tuning frequency is decreased.
상기 제1 및 제2기준치와 상기 평균값 연산부(334)가 제공하는 직류 추정값을 이용하여 주파수 옵셋을 보정하는 마이크로 프로세서(336)의 처리 흐름도를 도시한 도 6을 참조하면, (400)단계에서 마이크로 프로세서(336)는 평균값 연산부(334)로부터 직류 추정값을 제공받으면 (404)단계로 진행하고, 그렇지 않으면 (402)단계로 진행하여 해당동작을 수행한다. 상기(404)단계에서 마이크로 프로세서(336)는 직류 추정값이 제1기준치보다 작은지를 검색한다. 상기 마이크로 프로세서(336)는 상기 평균값 연산부(334)가 제공하는 직류 추정값이 상기 제1기준치보다 작으면 튜너(302)의 튜닝주파수를 증가시키도록 하는 튜너제어신호를 발생하여 튜너(302)에 제공한다. 이에따라 튜너(302)는 튜닝주파수를 증가하여 주파수 옵셋을 보정한다. 그리고 상기 마이크로 프로세서(336)는 상기 평균값 연산부(334)가 제공하는 직류 추정값이 제1기준치보다 크면 (408)단계로 진행하여 그 직류 추정값이 상기 제2기준치보다 큰지를 검색한다. 이때 상기 직류 추정값이 상기 제2기준치보다 크면 마이크로 프로세서(336)는 튜너(302)의 튜닝주파수를 감소시키도록 하는 튜너제어신호를 발생하여 튜너(302)에 제공한다. 이에따라 튜너(302)는 튜닝주파수를 감소하여 주파수 옵셋을 보정한다. 그리고 상기 마이크로 프로세서(336)는 상기 직류 추정값이 제1기준치에서부터 제2기준치까지의 범위에 속하면 (412)단계로 진행하여 현재 튜너(302)의 튜닝주파수를 그대로 유지하도록 하는 튜너제어신호를 발생하여 튜너(302)에 제공한다. 이에따라 튜너(302)는 현재의 튜닝주파수를 그대로 유지한다.Referring to FIG. 6, which shows a processing flowchart of a microprocessor 336 that corrects a frequency offset by using the first and second reference values and the DC estimation value provided by the average value calculator 334, the microcomputer in step 400 may include a microcomputer. The processor 336 proceeds to step 404 if the DC estimation value is received from the average value calculator 334, and proceeds to step 402 to perform a corresponding operation. In step 404, the microprocessor 336 searches whether the DC estimation value is smaller than the first reference value. The microprocessor 336 generates a tuner control signal for increasing the tuning frequency of the tuner 302 and provides the tuner 302 when the DC estimation value provided by the average value calculating unit 334 is smaller than the first reference value. do. Accordingly, the tuner 302 increases the tuning frequency to correct the frequency offset. The microprocessor 336 proceeds to step 408 when the DC estimation value provided by the average value calculator 334 is greater than the first reference value, and searches whether the DC estimation value is greater than the second reference value. At this time, if the DC estimated value is larger than the second reference value, the microprocessor 336 generates a tuner control signal for reducing the tuning frequency of the tuner 302 and provides it to the tuner 302. Accordingly, the tuner 302 corrects the frequency offset by reducing the tuning frequency. The microprocessor 336 generates a tuner control signal for maintaining the tuning frequency of the current tuner 302 as it proceeds to step 412 when the DC estimated value is in the range from the first reference value to the second reference value. To the tuner 302. Accordingly, the tuner 302 maintains the current tuning frequency.
상술한 바와 같이 본 발명은 SAW 필터에서 IF 대역으로 이동된 VSB 신호에서 파일럿 신호가 위치하는 지점을 기준으로 하여 ±0.31[MHz]인 구간에 대해 3[dB] 감쇄한 후에 기저대역으로 이동한다. 상기 기저대역으로 이동된 VSB 신호에 서 파일럿 신호가 위치하는 지점의 반대지점을 기준으로 하여 ±0.31[MHz]인 구간에 대해 3[dB] 감쇄하여 최종적인 기저대역으로 이동된 VSB 신호를 출력한다. 이와같이 출력된 기저대역으로 이동된 VSB 신호에 대한 직류추정값은 주파수 옵셋에 따라 다르며, 그 직류 추정값에 따라 튜너의 튜닝주파수를 조절함으로서 주파수 옵셋을 보정한다. 이에따라 본 발명은 DFPLL을 채용하는 숏 루프 구조의 반송파 복원부를 사용함과 동시에 주파수옵셋에 따라 튜너의 튜닝주파수를 적응적으로 조절함으로써, DFPLL을 채용하는 숏 루프 구조의 반송파 복원부에서 문제로 대두되었던 직류 부스트 업을 제거할 수 있다.As described above, the present invention moves to the baseband after attenuating 3 [dB] for a period of ± 0.31 [MHz] based on the point where the pilot signal is located in the VSB signal moved to the IF band in the SAW filter. The VSB signal shifted to the baseband is attenuated by 3 [dB] for a period of ± 0.31 [MHz] based on the opposite point of the point where the pilot signal is located, and the final baseband shifted VSB signal is output. . The DC estimation value for the VSB signal shifted to the output baseband as described above depends on the frequency offset, and the frequency offset is corrected by adjusting the tuning frequency of the tuner according to the DC estimation value. Accordingly, the present invention uses a short-loop carrier recovery unit employing a DFPLL and adaptively adjusts the tuning frequency of the tuner according to the frequency offset, thereby causing a direct current that has been a problem in the carrier recovery unit of the short loop structure employing the DFPLL. Boost up can be removed.
상술한 바와 같이 본 발명은 디지탈 신호처리에 기반을 둔 DFPLL을 채용하는 숏 루프 구조의 반송파 복원장치에서 VSB 신호를 기저대역으로 이동할 때에 직류 부스트 없이 발생되지 않도록 하는 이점이 있다.As described above, the present invention has an advantage in that the carrier recovery apparatus of the short loop structure employing DFPLL based on digital signal processing does not occur without DC boost when the VSB signal is moved to the baseband.
Claims (8)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019980015509A KR100309097B1 (en) | 1998-04-30 | 1998-04-30 | Method and apparatus of fine tuning for television receiver and method and apparatus of matching vsb signal |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019980015509A KR100309097B1 (en) | 1998-04-30 | 1998-04-30 | Method and apparatus of fine tuning for television receiver and method and apparatus of matching vsb signal |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| KR19990081504A KR19990081504A (en) | 1999-11-15 |
| KR100309097B1 true KR100309097B1 (en) | 2001-11-15 |
Family
ID=37530741
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| KR1019980015509A KR100309097B1 (en) | 1998-04-30 | 1998-04-30 | Method and apparatus of fine tuning for television receiver and method and apparatus of matching vsb signal |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| KR (1) | KR100309097B1 (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101360083B1 (en) * | 2008-02-22 | 2014-02-11 | 엘지이노텍 주식회사 | Method and apparatus for search of digital broadcasting |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4121254A (en) * | 1975-12-26 | 1978-10-17 | Sony Corporation | Automatic fine tuning circuit |
-
1998
- 1998-04-30 KR KR1019980015509A patent/KR100309097B1/en not_active IP Right Cessation
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4121254A (en) * | 1975-12-26 | 1978-10-17 | Sony Corporation | Automatic fine tuning circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR19990081504A (en) | 1999-11-15 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0813345B1 (en) | Digital demodulator and method therefor | |
| JP2971033B2 (en) | Apparatus and method for restoring digital carrier in television signal receiver | |
| US5739874A (en) | Tuning system for a digital satellite receiver with fine tuning provisions | |
| JPH11355810A (en) | Receiver for measurement | |
| EP2048800A1 (en) | Anti jamming system | |
| KR100325771B1 (en) | Automatic frequency tracking device of television signal receiving system and method | |
| KR20100132960A (en) | Broadband tuner for very wide signal conversion | |
| KR0124594B1 (en) | Decoding system in hdtv | |
| US5933200A (en) | Method for reducing carrier recovery time in high definition television receiver | |
| US6665355B1 (en) | Method and apparatus for pilot-aided carrier acquisition of vestigial sideband signal | |
| US8880016B2 (en) | Anti-jamming system | |
| US6396550B1 (en) | Method and device for precision tuning, and method and device for matching vestigial sideband signal in television | |
| US7233368B2 (en) | Down-converter | |
| EP1158676A2 (en) | Interference reducing circuit and television broadcasting receiver | |
| US6748029B1 (en) | Apparatus for restoring carrier wave and method therefor | |
| KR100249234B1 (en) | Apparatus for demodulating digital vsb | |
| KR100309097B1 (en) | Method and apparatus of fine tuning for television receiver and method and apparatus of matching vsb signal | |
| KR100407975B1 (en) | Apparatus for recovering carrier | |
| JP3128371B2 (en) | Receiver | |
| US20060007999A1 (en) | Method and system for enhancing image rejection in communications receivers using test tones and a baseband equalizer | |
| US8559570B2 (en) | Cancellation of undesired portions of audio signals | |
| KR100282944B1 (en) | Carrier wave a fine recovery apparatus and method | |
| KR100463502B1 (en) | HD Digital's Digital Demodulator | |
| KR20010042028A (en) | Demodulator circuits | |
| JP2006067422A (en) | Channel level controller |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A201 | Request for examination | ||
| E902 | Notification of reason for refusal | ||
| E701 | Decision to grant or registration of patent right | ||
| GRNT | Written decision to grant | ||
| FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20100830 Year of fee payment: 10 |
|
| LAPS | Lapse due to unpaid annual fee |