KR0161906B1 - Output voltage controlling equipment by pulse-wide modulation - Google Patents
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Abstract
본 발명은 펄스폭 변조로 구동되는 전력변환기의 출력전압제어장치에 관한 것으로, 특히 요구되는 출력전압의 범위가 넓고, 사용부하의 범위가 넓은 전력변환기와 적합하도록 한 펄스폭 변조로 구동되는 전력변환기의 출력전압제어장치에 관한 것이다.BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an output voltage control apparatus for a power converter driven by pulse width modulation, and more particularly, to a power converter driven by pulse width modulation so as to be compatible with a power converter having a wide range of required output voltages and a wide range of loads. It relates to an output voltage control device of.
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 펄스폭 변조로 구동되는 전력변환기의 출력전압제어장치는 원하는 기준전압과 궤환전압의 오차를 산출하여 비선형 전압성분을 출력하는 전압제어수단과, 상기 궤환전압에 의해 비선형 컨덕턴스 성분을 발생시키는 변조수단과, 상기 전압제어수단의 비선형 전압성분과 상기 변조수단의 비선형 컨덕턴스 성분에 의해 비선형 전류성분을 산출하는 산출수단과, 상기 산출수단의 비선형 전류성분에 인덕터 전류가 추종되도록 듀티값의 제어신호를 출력하는 인덕터 전류제어수단과, 상기 인덕터 전류제어수단의 듀티값 제어신호에 의해 선형적으로 상기 기준전압에 추종하도록 전압을 출력하면서 상기 전압제어수단에 궤환하고, 상기 인덕터 전류제어수단에 인덕터 전류를 궤환하는 전력변환수단을 포함하여 이루어짐을 특징으로 한다.In order to achieve the above object, an output voltage control apparatus of a power converter driven by pulse width modulation according to the present invention includes voltage control means for outputting a non-linear voltage component by calculating an error between a desired reference voltage and a feedback voltage, and the feedback voltage. Modulating means for generating a nonlinear conductance component by means of: a calculating means for calculating a nonlinear current component by a nonlinear voltage component of the voltage control means and a nonlinear conductance component of the modulation means; and an inductor current in the nonlinear current component of the calculating means. An inductor current control means for outputting a control signal of a duty value such that is followed, and a voltage is outputted to the voltage control means while outputting a voltage to linearly follow the reference voltage by the duty value control signal of the inductor current control means, And power conversion means for feedbacking the inductor current to the inductor current control means. Characterized in that made.
Description
제1도는 종래의 출력 전압제어장치에 대한 구성블록도.1 is a block diagram of a conventional output voltage control device.
제2도는 (a) 내지 (c)는 일반적인 전력변환기의 구성도.2 is a block diagram of a general power converter (a) to (c).
제3도의 (a) 내지 (c)는 제2도의 일반적인 전력변환기의 동작상태를 나타낸 파형도.3A to 3C are waveform diagrams showing an operating state of the general power converter of FIG.
제4도는 본 발명의 펄스폭 변조로 구동되는 전력변환기의 출력전압 제어장치에 대한 구성블록도.4 is a block diagram of an apparatus for controlling an output voltage of a power converter driven by pulse width modulation of the present invention.
* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명* Explanation of symbols for main parts of the drawings
11 : 전압제어기 12 : 변조수단11 voltage controller 12 modulation means
13 : 곱셉수단 14 : 인덕터 전류제어기13 multiplication means 14 inductor current controller
15 : 전력변환기15: power converter
본 발명은 펄스폭 변조로 구동되는 전력변환기의 출력전압 제어장치에 관한 것으로, 특히 요구되는 출력전압의 범위가 넓고, 사용부하의 범위가 넓은 전력변환기에 적합하도록 한 펄스폭 변조로 구동되는 전력변환기의 출력전압 제어장치에 관한 것이다.BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an apparatus for controlling output voltage of a power converter driven by pulse width modulation, and more particularly, to a power converter driven by pulse width modulation adapted to a power converter having a wide range of required output voltages and a wide range of loads. It relates to an output voltage control device of.
일반적으로 출력전압제어방식은 동작점에서 비선형의 전력변환기 모델을 선형화한 소신호 모델(Small-Signal Model)을 이용해서 설계한 제어기로 출력전압을 제어하는 것으로 잘 알려진 방법이다.In general, the output voltage control method is a well-known method of controlling the output voltage by a controller designed using a small-signal model obtained by linearizing a nonlinear power converter model at an operating point.
또한 일반적인 전력변환기는 승압형(Boost-type), 승강압형(Buck Boost-type), 척(Cuk)형 등이 있다.In addition, general power converters include boost-type, boost boost-type, and chuck type.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 종래의 출력전압제어장치를 설명하면 다음과 같다.Hereinafter, a conventional output voltage control apparatus will be described with reference to the accompanying drawings.
제1도는 종래의 출력전압제어장치에 대한 구성블록도이고, 제2도의 (a) 내지 (c)는 일반적인 전력변환기의 구성도이고, 제3도의 (a) 내지 (c)는 일반적인 전력변환기의 동작상태를 나타낸 파형도이다.1 is a block diagram of a conventional output voltage control device, (a) to (c) of FIG. 2 is a block diagram of a general power converter, and (a) to (c) of FIG. This is a waveform diagram showing the operation status.
종래의 출력전압제어장치는 제1도에 도시된 바와같이 기준전압과 동작점 부근의 출력측의 궤환전압을 비교하여 오차를 산출한 후, 전력변환기의 선형화된 소신호 모델을 이용하여 설계된 제어기의 제어동작에 의해 제어신호로 듀티(duty)값 d를 출력하는 전압 제어기(1)와, 상기 전압 제어기(1)의 제어신호 d에 의해 입력전압이 동작점 부근의 기준전압에 접근하는 출력전압을 발생시키고 이를 상기 전압제어기(1)로 궤환하는 비선형 특성을 갖는 전력변환기(2)로 이루어진다.The conventional output voltage control device calculates an error by comparing the feedback voltage of the output side near the operating point with the reference voltage as shown in FIG. 1, and then controls the controller designed using the linearized small signal model of the power converter. By operation, the voltage controller 1 outputs a duty value d as a control signal, and the control signal d of the voltage controller 1 generates an output voltage in which an input voltage approaches a reference voltage near an operating point. And a power converter 2 having a non-linear characteristic that feeds it back to the voltage controller 1.
상기와 같이 구성된 종래의 출력전압 제어장치에 대한 동작은 사용자가 원하는 기준전압을 설정하면 소신호 모델로 선형화된 전압 제어기(1)에서 일정 듀티값의 제어신호인 듀티를 발생시켜서 비선형 특성을 갖는 전력변환기(2)로 출력한다.The operation of the conventional output voltage control device configured as described above generates a duty that is a control signal of a certain duty value in the voltage controller 1 linearized with a small signal model when the user sets a desired reference voltage, thereby having power having nonlinear characteristics. Output to converter 2.
그러면 초기 과도상태의 출력전압이 발생하고, 이 출력전압은 상기 전압제어기(1)로 궤환된다.Then, an output voltage of an initial transient state is generated, and this output voltage is fed back to the voltage controller 1.
상기 전압제어기(1)는 기준전압과 궤환전압을 비교하여 외부 기준전압에 대한 차이만큼의 오차를 발생시키고, 이 오차를 제어기의 동작에 따라 제어신호인 듀티값으로 변형시켜 재차 전력변환기(2)로 출력한다.The voltage controller 1 compares the reference voltage and the feedback voltage to generate an error equal to the difference with respect to the external reference voltage, and converts the error into a duty value which is a control signal according to the operation of the controller. Will output
그러면 상기 듀티값에 의해 전력변환기(2)의 입력전압은 상기 동작점 부근의 기준 전압에 접근하는 출력전압으로 발생한다.Then, the input voltage of the power converter 2 is generated as an output voltage approaching the reference voltage near the operating point by the duty value.
상기와 같이 폐루우프(closed loop)동작의 과도상태로 반복하면서 정상상태의 출력전압 즉, 일시적인 과도상태를 가지면서 동작점 부근에서 정상상태의 오차가 거의 없는 제어시스템 동작이 이루어진다.As described above, a control system operation is performed in which a steady state output voltage, that is, a transient transient state, has almost no error in the normal state near the operating point while repeating the transient state of the closed loop operation.
여기서 과도상태의 출력전압이 정상상태로 도달되는 시간은 둘다 거의 동시에 나타날 정도로 아주 짧다.The time at which the transient output voltage reaches steady state is so short that both appear almost simultaneously.
상기 전압제어기(1)를 보다 상세하게 설명하면 다음과 같다.The voltage controller 1 will be described in more detail as follows.
비선형 특성의 일반적인 전력변환기는 제2도의 (a)(b) 및 (c)에 도시된 바와같이 승압형, 승강압형, 척형으로 분할 구성되며, 입력전압(Vin), 스위치(S), 인덕터(L)(L1)(L2), 다이오드(D), 커패시터(C)(C1)(C2), 저항(RL)들이 포함되도록 파이(π)형 회로망으로 구성되면서 저항 양단에서 원하는 일정 전압이 발생되도록 유기적으로 결합한 형태를 갖는다.A general power converter having a nonlinear characteristic is divided into a boost type, a boost type, and a chuck type as shown in (a) (b) and (c) of FIG. 2, and include an input voltage Vin, a switch S, and an inductor. L (L 1 ) (L 2 ), Diode (D), Capacitor (C) (C 1 ) (C 2 ) and Pi (π) network to include resistor (R L ) It is organically coupled to generate a constant voltage.
전압제어를 모델링하기 위해 상기와 같이 구성된 일반적인 전력변환기를 이용하여 먼저 동특성 방정식을 구하면 제2도 (a)의 승압형 전력변환기는로 구해지고 제2도 (b)의 승강압형 전력변환기는로 구해지며 제2도 (c)의 척형 전력변환기는및로 구해진다.In order to model voltage control, a dynamic power equation is first obtained using a general power converter configured as described above, and the boost type power converter of FIG. And the step-up type power converter of FIG. And the chuck type power converter of FIG. And Obtained by
이때, u는 스위치(S)가 온일때 '1'이고, 오프일때 '0'이 된다.In this case, u is '1' when the switch S is on, and '0' when the switch S is off.
상기와 같은 동특성 방정식을 상태방정식의 일반형를 이용하여 상태방정식으로 표현하면 다음과 같이 나타낼 수 있다.Dynamic equations as described above are general forms of state equations. If you express it as a state equation using
◎승압형일 경우는,으로 나타낼 수 있다.◎ In the case of the boost type, It can be represented as
◎승강압형일 경우는,로 나타낼 수 있다.◎ In case of lifting pressure type It can be represented by.
◎척형일 경우는,으로 나타낼 수 있다.◎ In the case of a chuck, It can be represented as
여기서 Xave는 출력전압과 인덕터 류의 평균을 2×1 행렬([iLaveVoave]T)로 나타내거나 또는 4×1 행렬([i1avei2aveVcaveVoave]T)로 나타낸 것으로 한 스윙치 주기동안의 평균치이고, d는 듀티사이클(duty cycle)로써, 한 스워칭 주기(Ts) 동안 스위치가 온인 구간의 비율을 나타낸 것이다.Here, Xave is a swing in which the average of the output voltage and the inductor is represented by a 2 × 1 matrix ([i Lave V oave ] T ) or a 4 × 1 matrix ([i 1ave i 2ave V cave V oave ] T ). D is an average value during the period, and d is a duty cycle, which represents the ratio of the interval in which the switch is on during one switching period (Ts).
상기 동특성의 상태방정식은 B행렬의 Voave또는 Vcave요소(element) 즉, 출력전압의 평균치 또는 커패시터 전압의 평균치로 인해 비선형되기 때문에 선형제어가 불가능하다.Since the state equation of the dynamic characteristics is nonlinear due to the V oave or V cave element of the B matrix, that is, the average value of the output voltage or the capacitor voltage, linear control is impossible.
상기 비선형 상태 방정식을 소신호 모델로 선형화하면 한정된 동작점 부근에서 선형적인 제어가 가능하고으로 선형화한다.Linearizing the nonlinear state equation with a small signal model enables linear control around a limited operating point Linearize with
여기서 δXave는 Xave- Xave* 로써 동작점에서의 Xave의 미소 변동분 즉 iLaveVoave또는 i1avei2aveVcaveVoave의 미소 변동분을 의미하고, Here, δX ave is X ave -X ave *, which means the minute change of X ave at the operating point, i.e., the minute change of iL ave V oave or i 1ave i 2ave V cave V oave ,
δd는 d-D로써, 동작점에서의 d의 미소 변동분이다.delta d is d-D, which is a minute variation of d at the operating point.
그리고, aij*는 행렬 A*의 i번째열과 j번째 행의 요소이고, bi*는 행렬 B*의 i번째 열의 요소이고, Xavej는 행렬 Xave의 j번째 열의 요소이고, fi는 상기 Xave의 우변에서 i번째열 요소이고, 또한 Xave*는 D는 기준되는 동작점을 의미한다.And a ij * is an element of the i th column and the j th row of the matrix A *, b i * is an element of the i th column of the matrix B *, X avej is an element of the j th column of the matrix X ave , and fi is It is an i-th column element from the right side of X ave , and X ave * denotes a reference operating point.
상기 소신호 모델의 선형화 일반식을 정리하면 승압형일 경우에는,Summarizing the linearization general formula of the small signal model, in the case of boost type,
A*는 상기 aij*에 의해서의 행렬식으로 나타나고,A * is based on aij * As a determinant of
B*는 상기 bi*에 의해서의 행렬식으로 나타난다.B * by bi * It is expressed as determinant of.
또한, 승강압형일 경우에 A*는 상기 aij*에 의해 승압형일 경우와 같은 행렬식으로 나타나고, B*는 상기 bi*에 의해서의 행렬식으로 나타난다.In addition, in the case of the boost type, A * is represented by the same determinant as in the case of the boost type by a ij *, and B * is represented by b i *. It is expressed as determinant of.
또한, 척형일 경우에는 역시 상기와 같은 방법으로 A*는의 행렬식으로 나타나며, B*는의 행렬식으로 나타난다.In the case of the chuck, A * is also As a determinant of, where B * is It is expressed as determinant of.
여기서 D는 1-D이고, VOSS, ILSS또는 VCSS, I1SS, I2SS는 선형화된 전압제어기의 동작점을 나타낸다.Where D is 1-D and V OSS , I LSS or V CSS , I 1SS , I 2SS represent the operating point of the linearized voltage controller.
그러면, A*, B*는 행렬에서 알 수 있듯이 비선형 시스템은 소신호 모델링 기법에 의해 동작점 부근에서 선형화되는 것을 알 수 있다.Then, as A * and B * can be seen from the matrix, it can be seen that the nonlinear system is linearized near the operating point by a small signal modeling technique.
상기와 같은 소신호 모델링으로 선형화된 전압제어기(1)에 원하는 기준전압을 선택하면 전압제어기(1)에서 특정 듀티 사이클을 갖는 값을 출력한다.When a desired reference voltage is selected to the voltage controller 1 linearized by the small signal modeling as described above, the voltage controller 1 outputs a value having a specific duty cycle.
이때, 상기 듀티 사이클에 의해 인덕터 전후단에 위치한 스위치가 동작한다.At this time, the switches located in front and rear of the inductor are operated by the duty cycle.
그러면 승압형, 승강압형, 척형 전력변환기(2)의 입력전원은 제3도 (a)내지 (c)에 나타낸 바와 같이 일정한 듀티비를 갖는 전원으로 변환되며, 입력전원이 스위치 전단의 인덕터에 인가되면서 발생하는 인덕터 전류는 상기 각 형태별로 스위치 온과 오프상태에서 상기 동작점을 중심에 두고, 상승과 하락을 거듭 반복한다.Then, the input power of the step-up, step-up and chuck power converter 2 is converted into a power having a constant duty ratio as shown in Figs. 3 (a) to (c), and the input power is applied to the inductor in front of the switch. As the inductor current generated while the switch is turned on and off in each state, the rising and falling are repeated.
또한, 스위치 후단의 다이오드와 스위치에서 발생하는 전류는 각각 스위치 오프시에만 하락하고 스위치 온시에만 상승하는 상태이며 출력전압은 인덕터 전류와 동작점을 기준으로 하여 하락과 상승을 거듭 반복한다.In addition, the current generated from the diode and the switch at the rear of the switch drops only at the switch-off and rises only at the switch-on, and the output voltage is repeatedly decreased and increased based on the inductor current and the operating point.
상기와 같은 종래의 출력전압제어장치는 비선형 방정식의 소신호 모델을 구하려면 동작점에서의 출력전압의 미소변동분과 미소 듀티변동분, A*, B*의 값을 일일이 계산해야 했으며, 동작점이 변하면 시스템의 A*, B*값이 변하므로 일정한 출력전압의 제어특성을 얻기위해서는 제어기 설계가 다시 이루어져야 했고, 소신호 모델이 동작점 부근에서만 유효하므로 기준전압이 동작점 부근에서 멀어지면 원하는 출력전압 응답특성을 얻을 수 없는 문제점이 있다.In order to obtain a small signal model of the nonlinear equation, the conventional output voltage control device as described above had to calculate the values of the minute and minute duty variations, A * and B * of the output voltage at the operating point. Since the A * and B * values of the change, the controller design had to be redesigned to obtain the control characteristic of the constant output voltage.If the small signal model is valid only near the operating point, the desired output voltage response characteristic is far from the operating point. There is a problem that can not be obtained.
본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위해 안출한 것으로, 특히 요구되는 출력전압의 범위가 넓고, 사용부하의 범위가 넓은 전력변환기에 적합하도록 한 펄스 폭 변조로 구동되는 전력변환기의 출력전압 제어장치를 제공하는데 그 목적이 있다.The present invention has been made to solve the above problems, in particular, the output voltage control device of a power converter driven by pulse width modulation to be suitable for a power converter having a wide range of the required output voltage, a wide range of the use load The purpose is to provide.
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 펄스폭 변조로 구동되는 전력변환기의 출력전압 제어장치는 원하는 기준전압과 궤환전압의 오차를 산출하여 비선형 전압성분을 출력하는 전압제어수단과, 상기 궤환전압에 의해 비선형 컨덕턴스 성분을 발생시키는 변조수단과, 상기 전압제어수단의 비선형 전압성분과 상기 변조수단의 비선형 컨덕턴스 성분에 의해 비선형 전류명령성분을 산출하는 산출수단과, 상기 산출수단의 비선형 전류명령성분에 인덕터 전류가 추종되도록 듀티값의 제어신호를 출력하는 인덕터 전류제어수단과, 상기 인덕터 전류제어수단의 듀티값 제어신호에 의해 선형적으로 상기 기준전압에 추종하도록 전압을 출력하면서 상기 전압제어수단에 궤환하고, 상기 인덕터 전류제어수단에 인덕터 전류를 궤환하는 전력변환수단을 포함하여 이루어짐을 특징으로 한다.In order to achieve the above object, an output voltage control apparatus of a power converter driven by pulse width modulation according to the present invention includes voltage control means for outputting a nonlinear voltage component by calculating an error between a desired reference voltage and a feedback voltage, and the feedback voltage. Modulating means for generating a nonlinear conductance component by means of: a calculating means for calculating a nonlinear current command component by a nonlinear voltage component of the voltage control means and a nonlinear conductance component of the modulation means; and a nonlinear current command component of the calculating means. An inductor current control means for outputting a control value of a duty value so that the inductor current is followed, and a voltage is outputted to the voltage control means while outputting a voltage linearly following the reference voltage by the duty value control signal of the inductor current control means. Power conversion means for feeding back an inductor current to the inductor current control means. It is characterized by including the.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 펄스폭 변조로 구동되는 전력변환기의 출력전압 제어장치를 설명하면 다음과 같다.Hereinafter, an output voltage control apparatus of a power converter driven by pulse width modulation according to the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
제4도는 본 발명의 펄스폭 변조로 구동되는 전력변환기의 출력전압 제어장치에 대한 구성블록도이다.4 is a block diagram of an apparatus for controlling an output voltage of a power converter driven by pulse width modulation of the present invention.
본 발명의 펄스폭 변조로 구동되는 전력변환기의 출력전압제어장치는 제4도와 같이 사용자가 원하는 기준전압과 궤환전압을 비교하여 오차를 산출한 후, 선형화를 위한 전압성분의 제어신호를 출력하는 전압제어기(11)와, 상기 궤환전압을 받아 상기 전압제어기(11)에서 발생하는 전압성분의 제어신호에 대응하는 컨덕턴스(conductance)성분의 신호로 변조하여 출력하는 변조수단(12)과, 상기 전압제어기(11)에서 발생하는 전압성분의 제어신호와 상기 변조수단(12)에서 출력되는 컨덕턴스 성분의 신호를 곱하여 전류명령을 출력하는 곱셈수단(13)과, 상기 곱셈수단(13)의 전류명령과 궤환 인덕터 전류를 비교하여 오차를 산출한 후 제어신호인 듀티값을 출력하는 인덕터 전류제어기(14)와, 상기 인덕터 전류제어기(14)의 듀티값에 의해 기준전압에 접근하는 출력전압을 발생하면서 상기 전압제어기(11)로 궤환전압을 출력하고 상기 인덕터 전류제어기(14)로 궤환 인덕터 전류를 출력하는 비선형의 전력변환기(15)로 이루어진다.The output voltage control device of the power converter driven by the pulse width modulation of the present invention calculates an error by comparing the feedback voltage and the reference voltage desired by the user as shown in FIG. 4, and then outputs a control signal of the voltage component for linearization. A controller 11, modulating means 12 which receives the feedback voltage and modulates it into a signal of a conductance component corresponding to a control signal of a voltage component generated by the voltage controller 11, and the voltage controller Multiplication means (13) for outputting a current command by multiplying the control signal of the voltage component generated in (11) and the conductance component signal output from the modulation means (12), and the current command and feedback of the multiplication means (13). An inductor current controller 14 which outputs a duty value as a control signal after calculating an error by comparing the inductor current, and an output which approaches the reference voltage by the duty value of the inductor current controller 14. And generating an output voltage to the feedback voltage to the voltage controller 11, and comprises a power converter 15 for outputting a non-linear inductor current fed back to the inductor current controller 14.
상기와 같은 본 발명의 펄스폭 변조로 구동되는 전력변환기의 출력전압 제어장치에 대한 동작은 사용자가 원하는 기준전압을 설정하면 전압제어기(11)에서 전력변환기(15)의 궤환전압과 설정된 기준전압을 비교하여 기준전압에 대한 차만큼의 오차를 발생시키고, 이 오차가 출력전압제어기(11)의 제어동작에 의해 전압 성분의 제어신호를 출력한다.Operation of the output voltage control device of the power converter driven by the pulse width modulation of the present invention as described above, when the user sets the desired reference voltage from the voltage controller 11 to the feedback voltage of the power converter 15 and the set reference voltage In comparison, an error corresponding to the difference with respect to the reference voltage is generated, and this error outputs a control signal of the voltage component by the control operation of the output voltage controller 11.
이때 전력변환기(15)는 승압형, 승강압형, 척형으로 분류되며 비선형 특성을 갖는다.In this case, the power converter 15 is classified into a boost type, a boost type, a chuck type, and has a nonlinear characteristic.
또한, 변조수단(12)에서 상기 전력변환기(15)의 궤환전압을 동시에 받아 선형화 과정이 되도록 상기 전압성분의 제어신호에 대응되는 컨덕턴스 성분의 신호로 변조하여 출력한다.In addition, the modulating means 12 receives the feedback voltage of the power converter 15 simultaneously and modulates the signal into a conductance component signal corresponding to the control signal of the voltage component so as to perform a linearization process.
그러면 곱셈수단(13)에서 상기 변조수단(12)에서 발생한 컨덕턴스 성분의 신호와 상기 전압제어기(11)에서 발생한 전압성분의 제어신호를 곱하여 전류명령을 산출하고, 이 전류명령은 인덕터 전류제어기(14)에서 전력변환기(15)의 궤환 인덕터 전류와 비교되어 전류명령에 대한 차만큼의 오차를 발생한다.Then, the multiplication means 13 multiplies the signal of the conductance component generated by the modulation means 12 and the control signal of the voltage component generated by the voltage controller 11 to calculate a current command, and the current command is an inductor current controller 14. ) Is compared with the feedback inductor current of the power converter 15 to generate an error corresponding to the difference in the current command.
또한 상기 오차가 인덕터 전류제어기(14)의 제어동작에 의해 듀티값의 제어신호를 전력변환기(15)에 출력한다.The error also outputs a control signal of the duty value to the power converter 15 by the control operation of the inductor current controller 14.
이때, 상기 듀티값의 제어신호를 받은 전력변환기(15)는 초기 과도상태의 출력전압과 인덕터 전류를 발생시키고, 이후 출력전압이 기준전압에 근접하는 정상상태가 될때까지 궤환 및 제어동작을 반복한다.At this time, the power converter 15 which receives the control signal of the duty value generates the output voltage and the inductor current of the initial transient state, and then repeats the feedback and control operation until the output voltage reaches the normal state approaching the reference voltage. .
상기와 같이 폐루우프(closed loop)의 궤환(feed back)동작으로 반복 수행하면, 초기의 일시적인 과도상태에서 순차적으로 정상상태의 오차없는 제어시스템 동작이 이루어진다.As described above, when the feedback loop is repeatedly performed in a closed loop, a normal error-free control system operation is sequentially performed in an initial transient transient state.
상기 동작을 보다 상세히 설명하면 다음과 같다.The operation is described in more detail as follows.
사용자가 원하는 기준전압을 설정하면 전력변환기(15)에서 입력전압을 받아 인덕터 궤환전류(iL, i1, i2)와 궤환전압을 출력한다.When the user sets the desired reference voltage, the power converter 15 receives the input voltage and outputs the inductor feedback currents iL, i1, and i2 and the feedback voltage.
이때, 인덕터 전류의 평균치는 인덕터 전류를 평균하여 나타낸 것으로 인덕터 전류의 평균치가 인덕터 전류를 추종하는 기준값으로 볼 수 있으며 또한 인덕터 전류의 평균치 변화가 인덕터 전류변화보다 훨씬 느리므로 인덕터 전류의 평균을 시간에 대해 미분한를 '0'으로 간주하여 듀티값의 제어신호(d)를 구할 수 있다.At this time, the average value of the inductor current is the average of the inductor current, and the average value of the inductor current can be seen as a reference value following the inductor current. Differentiate about Can be regarded as '0' to obtain the control signal d of the duty value.
여기서, 상기 듀티값의 제어신호 d는 상기 전력변환기(15)에서 발생하는 출력전압이 기준전압에 근접하도록 하는 제어신호이고, 역으로 듀티값을 발생시키는 제어기로 구성할 수 있다.Here, the control signal d of the duty value is a control signal for causing the output voltage generated by the power converter 15 to approach the reference voltage, and conversely, a controller for generating a duty value.
한편, 상기 상태방정식을 다시 쓰면이다.On the other hand, if we rewrite the state equation to be.
이때, 승압형과 승강압형의 전력변환기일 경우에는 전압방정식과 전류방정식이 각 1개씩이기 때문에 n = 2이고, 척형의 전력변환기일 경우에는 전압과 전류방정식이 각 2개씩이기 때문에 n = 4이다.In this case, n = 2 in the case of the step-up and step-up power converters because there is one voltage equation and one current equation, and n = 4 in the case of the chuck-type power converter, each of the voltage and current equations. .
이식을 간단히 전력변환기에 대해 정리하면 다음과 같다.To summarize the portings for a power converter:
승압형의 경우For boost type
또한, 승강압형일 경우에는,In the case of the lifting type,
그러면, 우선를 '0'으로 간주할 수 있으므로 된 승압형, 승강압형, 척형의 상태방정식 ①과 ③식과 ⑤ 및 ⑦식에서를 0으로 하면 듀티값의 제어신호 d는 각각이다.Then, first Can be regarded as '0', so the equations of the step-up, step-up, and chuck types of equations ① and ③ and ⑤ and ⑦ When 0 is set, the control signal d of the duty value to be.
상기 각 듀티값의 제어신호 d를 ②식 및 ④식과 ⑥및 ⑧식에 대입하여 승압형, 승강압형, 척형의 비선형 상태방정식을 나타내면 각각 Substituting the control signals d of the respective duty values into equations (2), (4) and (6) and (8), the step-up, step-up and chuck nonlinear state equations, respectively,
상기 비선형 상태방정식에서 비선형 성분인 우변의 첫째항을 출력전압에 대한 제어방법으로 하면 출력전압을 선형적으로 제어 가능함은 물론 동작점이 관계없이 일정한 응답을 얻을 수 있다.In the nonlinear state equation, if the first term on the right side of the nonlinear component is a control method for the output voltage, the output voltage can be linearly controlled and a constant response can be obtained regardless of the operating point.
그러면 전압제어기(11)에서 상기 전력변환기(15)의 궤환전압을 받아 설정된 기준전압과 비교하여 기준전압에 대한 차이만큼의 오차를 발생시키고, 이 오차가 출력전압제어기(11)의 제어동작에 의해 상기 비선형 성분,Then, the voltage controller 11 receives the feedback voltage of the power converter 15 and generates an error corresponding to the reference voltage compared with the set reference voltage, and this error is generated by the control operation of the output voltage controller 11. The nonlinear component,
전압성분에 대한 제어신호로 출력한다. Output as a control signal for voltage components.
이어서 궤환전압을 인가받은 변조수단(12)은 상기 비선형 성분의 iLave항을 상쇄시키도록 컨덕턴스 성분을 변조하여 출력한다.Subsequently, the modulating means 12 receiving the feedback voltage conducts a conductance component so as to cancel the i Lave term of the nonlinear component. Modulate and output.
이때, 상기 변조수단(12)에서 발생한 컨덕턴스 성분의 신호와 상기 전압제어기(11)에서 발생한 비선형 성분 iLave항의 전압성분제어신호를 곱셈수단(13)에서 곱하여 전류명령 iLave을 산출하고, 이 전류명령 iLave는 인덕터 전류제어기(14)에서 전력변환기(15)의 궤환인덕터전류 iL와 비교되어 전류명령 iLave에 대한 차만큼의 오차를 발생하고, 이를 이용해서 궤환 인덕터전류가 전류명령을 잘 추종하도록 인덕터 전류제어기(14)가 적절한 듀티값을 전력변환기(15)에 출력한다.At this time, the multiplication means 13 multiplies the signal of the conductance component generated by the modulation means 12 and the voltage component control signal of the nonlinear component i Lave term generated by the voltage controller 11 to calculate the current command iLave. i Lave is compared with the feedback inductor current iL of the power converter 15 in the inductor current controller 14 to generate an error equal to the difference with respect to the current command i Lave , so that the feedback inductor current follows the current command well. Inductor current controller 14 outputs the appropriate duty value to power converter 15.
상기 듀티값의 제어신호를 받은 각각의 전력변환기(15)는 초기 과도상태의 출력전압과 인덕터전류를 발생시키고, 이후 출력전압이 기준전압에 근접하는 정상 상태가 될때까지 피드백(feed back)을 반복한다.Each power converter 15 receiving the duty value control signal generates an initial transient output voltage and an inductor current, and then repeats feedback until the output voltage reaches a steady state close to the reference voltage. do.
상기와 같이 폐루우프의 궤환동작으로 반복 수행한다.As described above, it is repeated by the feedback operation of the closed loop.
상기와 같은 본 발명의 펄스폭 변조로 구동되는 전력변환기의 출력전압 제어장치는 한번 제어기를 설계하면 동작점에 무관하게 어떤 출력전압을 얻든지 일정한 응답 특성을 얻을 수 있고, 인덕터 전류에 의해 출력전압을 선형적으로 제어할 수 있어 제어기 설계도 간편하고, 사용자의 요구특성에 따라 재설계가 필요없는 효과가 있다.The output voltage control device of the power converter driven by the pulse width modulation of the present invention as described above, once the controller is designed, any output voltage can be obtained regardless of the operating point, and the constant response characteristic can be obtained, and the output voltage can be obtained by the inductor current. Can be controlled linearly, so the controller design is easy and there is no need to redesign according to the user's requirements.
Claims (6)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR1019950031882A KR0161906B1 (en) | 1995-09-26 | 1995-09-26 | Output voltage controlling equipment by pulse-wide modulation |
Applications Claiming Priority (1)
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| KR1019950031882A KR0161906B1 (en) | 1995-09-26 | 1995-09-26 | Output voltage controlling equipment by pulse-wide modulation |
Publications (2)
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| KR970018947A KR970018947A (en) | 1997-04-30 |
| KR0161906B1 true KR0161906B1 (en) | 1998-12-15 |
Family
ID=19427861
Family Applications (1)
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| KR1019950031882A KR0161906B1 (en) | 1995-09-26 | 1995-09-26 | Output voltage controlling equipment by pulse-wide modulation |
Country Status (1)
| Country | Link |
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| KR (1) | KR0161906B1 (en) |
-
1995
- 1995-09-26 KR KR1019950031882A patent/KR0161906B1/en not_active IP Right Cessation
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| KR970018947A (en) | 1997-04-30 |
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