JPWO2020255324A1 - Array antenna device and beam synthesis method - Google Patents
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Abstract
切り替え部(6−k)が、時系列な数値の数値列データである重み係数(W)から、乗算対象の数値を逐次切り替えて、乗算対象の数値を、直交検波されたディジタル信号に乗算し、加算部(7)が、乗算対象の数値が乗算された各アンテナ素子(1−k)のディジタル信号を加算し、積分部(8)が、加算されたディジタル信号を、乗算対象の数値が切り替えられる時間長ごとに積分してビーム合成信号を生成する。 The switching unit (6-k) sequentially switches the numerical value to be multiplied from the weighting coefficient (W), which is numerical string data of time-series numerical values, and multiplies the numerical value to be multiplied by the orthogonally detected digital signal. , The addition unit (7) adds the digital signals of each antenna element (1-k) multiplied by the numerical value to be multiplied, and the integration unit (8) adds the added digital signal to the numerical value to be multiplied. A beam synthesis signal is generated by integrating each time length that can be switched.
Description
本発明は、アレーアンテナ装置およびビーム合成方法に関する。 The present invention relates to an array antenna device and a beam synthesis method.
ディジタルビームフォーミング(以下、DBFと記載する)は、ディジタル信号処理を用いて、複数のアンテナ素子の信号を合成する方式である。DBFは、アナログ信号処理を用いて、複数のアンテナ素子の信号を合成する場合に比べてアナログ給電回路を簡素化することができ、低損失化も期待できる。一般的なDBF方式のアレーアンテナ装置は、アンテナ素子ごとにA/D変換器またはD/A変換器が必要であるので、データ量が膨大になってディジタル演算の回路規模が増大する。 Digital beamforming (hereinafter referred to as DBF) is a method of synthesizing signals of a plurality of antenna elements by using digital signal processing. DBF can simplify the analog power supply circuit as compared with the case of synthesizing the signals of a plurality of antenna elements by using analog signal processing, and can be expected to reduce the loss. Since a general DBF type array antenna device requires an A / D converter or a D / A converter for each antenna element, the amount of data becomes enormous and the circuit scale of digital calculation increases.
この問題に対処する従来の技術が、例えば、特許文献1に記載されている。特許文献1に記載された受信装置は、DBF方式のアレーアンテナ装置であり、ビーム合成に必要な重み係数を算出するウエイト演算を、低速なA/D変換器および低速な処理回路で行い、主信号系の信号処理を、アナログのベースバンド移相器および高速なA/D変換器で行うことで、ディジタル演算の回路規模の削減を図っている。
Conventional techniques for dealing with this problem are described in, for example,
アレーアンテナ装置が、無線システムから要求される装置としてのダイナミックレンジに対応するためには、十数ビット程度の分解能のディジタル信号と同等の分解能を有する重み係数の積和演算をリアルタイムに行う必要があり、ディジタル演算の有効ビット数に比例した回路規模が必要である。これは、特許文献1に記載の受信装置においても同様である。特に、アンテナ素子数の多い大規模なアレーアンテナにおいては、ディジタル演算の回路規模の増大が顕在化する。
In order for the array antenna device to support the dynamic range as a device required by a wireless system, it is necessary to perform a product-sum calculation of weight coefficients having a resolution equivalent to that of a digital signal having a resolution of about a dozen bits in real time. Therefore, a circuit scale proportional to the number of effective bits of digital operation is required. This also applies to the receiving device described in
本発明は上記課題を解決するものであり、ディジタル演算の回路規模を削減することができるアレーアンテナ装置およびビーム合成方法を得ることを目的とする。 The present invention solves the above problems, and an object of the present invention is to obtain an array antenna device and a beam synthesis method capable of reducing the circuit scale of digital arithmetic.
本発明に係るアレーアンテナ装置は、複数のアンテナ素子と、複数のアンテナ素子にそれぞれ対応したディジタル信号を生成する変換部と、ディジタル信号を直交検波する直交検波部と、直交検波されたディジタル信号に基づいてビーム合成信号を生成するビーム形成部を備えており、ビーム形成部は、時系列な数値の数値列データである重み係数から、乗算対象の数値を逐次切り替えて、乗算対象の数値を、直交検波されたディジタル信号に乗算する切り替え部と、乗算対象の数値が乗算された各アンテナ素子のディジタル信号を加算する加算部と、加算されたディジタル信号を、乗算対象の数値が切り替えられる時間長ごとに積分してビーム合成信号を生成する積分部を備える。 The array antenna device according to the present invention has a plurality of antenna elements, a conversion unit that generates a digital signal corresponding to each of the plurality of antenna elements, an orthogonal detection unit that detects a digital signal orthogonally, and a digital signal that has been orthogonally detected. A beam forming unit that generates a beam synthesis signal based on the beam forming unit is provided, and the beam forming unit sequentially switches the numerical value to be multiplied from the weighting coefficient, which is the numerical string data of the numerical value in time series, to obtain the numerical value to be multiplied. A switching unit that multiplies the orthogonally detected digital signal, an adder that adds the digital signal of each antenna element that has been multiplied by the numerical value to be multiplied, and a time length that allows the added digital signal to be switched between the numerical values to be multiplied. It is equipped with an integrating unit that integrates each signal to generate a beam synthesis signal.
本発明によれば、時系列な数値の数値列データである重み係数から、乗算対象の数値を逐次切り替えて、乗算対象の数値を、直交検波されたディジタル信号に乗算し、乗算対象の数値が乗算された各アンテナ素子のディジタル信号を加算し、加算したディジタル信号を、乗算対象の数値が切り替えられる時間長ごとに積分してビーム合成信号を生成する。時系列な数値ごとの重み係数を各アンテナ素子のディジタル信号に乗算することにより、当該ディジタル信号に乗算される重み係数のビット数が削減されるので、ディジタル演算の回路規模を削減することができる。 According to the present invention, the numerical value to be multiplied is sequentially switched from the weighting coefficient which is the numerical string data of the numerical value in time series, the numerical value to be multiplied is multiplied by the orthogonally detected digital signal, and the numerical value to be multiplied is obtained. The multiplied digital signals of each antenna element are added, and the added digital signals are integrated for each time length in which the numerical value to be multiplied is switched to generate a beam synthesis signal. By multiplying the digital signal of each antenna element by the weighting coefficient for each numerical value in time series, the number of bits of the weighting coefficient multiplied by the digital signal is reduced, so that the circuit scale of digital calculation can be reduced. ..
実施の形態1.
図1は、実施の形態1に係るアレーアンテナ装置の構成を示すブロック図である。図1に示すアレーアンテナ装置は、例えば、受信用のDBFアンテナ装置であって、アンテナ素子1−k、増幅部2−k、DC部3−k、AD変換部4−k、DDC部5−k、切り替え部6−k、加算部7、積分部8、同期部9、ビット変換部10、励振分布設定部11、数値制御発振部12、90度移相部13および局部発振部14を備えている。kは、正の自然数であり、k=1,2,・・・,Kである。以下、数値制御発振部12はNCO12と記載し、局部発振部14はLO部14と記載する。
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an array antenna device according to a first embodiment. The array antenna device shown in FIG. 1 is, for example, a DBF antenna device for reception, and includes an antenna element 1-k, an amplification unit 2-k, a DC unit 3-k, an AD conversion unit 4-k, and a DDC unit 5-k. k, switching unit 6-k, addition unit 7, integration unit 8,
アンテナ素子1−kは、アレーアンテナを構成する複数のアンテナ素子である。アレーアンテナに到来した高周波信号は、アンテナ素子1−kによって受信される。増幅部2−kは、アンテナ素子1−kによって受信された信号を増幅し、増幅した受信信号をDC部3−kに出力する。 The antenna element 1-k is a plurality of antenna elements constituting the array antenna. The high frequency signal arriving at the array antenna is received by the antenna element 1-k. The amplification unit 2-k amplifies the signal received by the antenna element 1-k, and outputs the amplified reception signal to the DC unit 3-k.
DC(ダウンコンバータ)部3−kは、LO部14によって生成された局部発振信号を用いて、増幅部2−kによって増幅された信号を、低周波数帯あるいはベースバンド帯の信号に周波数変換する。AD変換部4−kは、アンテナ素子1−kに対応したディジタル信号を生成する変換部であって、DC部3−kから出力されたアナログの受信信号をディジタル信号にA/D変換する。 The DC (down converter) unit 3-k uses the local oscillation signal generated by the LO unit 14 to frequency-convert the signal amplified by the amplification unit 2-k into a low frequency band or baseband band signal. .. The AD conversion unit 4-k is a conversion unit that generates a digital signal corresponding to the antenna element 1-k, and A / D-converts the analog received signal output from the DC unit 3-k into a digital signal.
DDC(デジタルダウンコンバータ)部5−kは、AD変換部4−kによって生成されたディジタル信号を同相成分と直交成分に分離する直交検波部である。例えば、DDC部5−kは、同相用の検波器と直交用の検波器とを備える。同相用の検波器は、NCO12によって生成された発振信号を用いて、AD変換部4−kによって生成されたディジタル信号から同相成分(Iチャネル、実部)を分離する。90度移相部13は、NCO12によって生成された発振信号を90度移相する。直交用の検波器は、90度移相された発振信号を用いて、AD変換部4−kによって生成されたディジタル信号から直交成分(Qチャネル、虚部)を分離する。同相成分Xiおよび直交成分Xqは、各DDC部5−kからDBF部15に出力される。
The DDC (digital down converter) unit 5-k is an orthogonal detection unit that separates the digital signal generated by the AD conversion unit 4-k into an in-phase component and an orthogonal component. For example, the DDC unit 5-k includes a detector for in-phase and a detector for orthogonality. The in-phase detector uses the oscillation signal generated by the
DBF部15は、アンテナ素子1−1〜1−Kに対応し、DDC部5−1〜5−Kによって直交検波されたディジタル信号に基づいて、ビーム合成信号を生成するビーム形成部である。図1に示すように、DBF部15は、切り替え部6−k、加算部7、積分部8、同期部9、ビット変換部10および励振分布設定部11を備える。なお、DBF部15とは別に設けられた信号処理部が、同期部9、ビット変換部10および励振分布設定部11を備え、この信号処理部と信号のやり取りが可能なDBF部15が、切り替え部6−k、加算部7および積分部8のみを備えてもよい。
The
切り替え部6−kは、重み係数Wから乗算対象の数値を逐次切り替えて、乗算対象の数値を、直交検波されたディジタル信号Xに乗算する。ここで、重み係数Wは、各アンテナ素子1−kのディジタル信号Xに与える振幅位相データを、時系列な数値の数値列データに変換したものである。 The switching unit 6-k sequentially switches the numerical value to be multiplied from the weighting coefficient W, and multiplies the numerical value to be multiplied by the orthogonally detected digital signal X. Here, the weighting coefficient W is obtained by converting the amplitude phase data given to the digital signal X of each antenna element 1-k into numerical string data of time-series numerical values.
また、重み係数Wは、振幅および位相からなる数値ベクトル(複素重み係数)であり、同相成分(実部)Wiと直交成分(虚部)Wqがある。例えば、重み係数Wは、ビーム合成信号の複素振幅位相レベルが既定値と一致するように数値が設定された数値列データである。既定値は、ビーム合成信号の目標の複素振幅位相レベルに相当する値である。数値列データを構成する数値には、例えば、−1,0,+1の3値がある。 Further, the weighting coefficient W is a numerical vector (complex weighting coefficient) composed of amplitude and phase, and has an in-phase component (real part) Wi and an orthogonal component (imaginary part) Wq. For example, the weighting coefficient W is numerical string data in which a numerical value is set so that the complex amplitude phase level of the beam composite signal matches the default value. The default value corresponds to the target complex amplitude phase level of the beam composite signal. Numerical values that make up the numerical string data include, for example, three values of -1, 0, and +1.
例えば、切り替え部6−kは、DDC部5−kから出力されたディジタル信号Xの同相成分Xiおよび直交成分Xqに対し、重み係数Wの同相成分Wiおよび直交成分Wqから乗算対象の数値を逐次切り替えて複素乗算を実行する。同相成分Wiが時系列な数値の数値列データ[1,0,・・・,0]であり、直交成分Wqが時系列な数値の数値列データ[0,1,・・・,1]である場合、切り替え部6−kは、同相成分Wiの最初の時刻の数値“1”を乗算対象の数値に切り替え、直交成分Wqの最初の時刻の数値“0”を乗算対象の数値に切り替えて、同相成分Xiおよび直交成分Xqに乗算する。次に、同相成分Wiの次の時刻の数値“0”が乗算対象の数値に切り替えられ、直交成分Wqの次の時刻の数値“1”が乗算対象の数値に切り替えられて、同相成分Xiおよび直交成分Xqに乗算される。同様な処理が、同相成分Wiの最終時刻の数値“0”が乗算対象の数値に切り替えられ、直交成分Wqの最終時刻の数値“1”が乗算対象の数値に切り替えられるまで繰り返される。切り替え部6−kによって乗算対象の数値ごとの重み係数Wが乗算された各アンテナ素子1−kのディジタル信号は、加算部7に出力される。 For example, the switching unit 6-k sequentially multiplies the in-phase component Wi and the orthogonal component Wq having the weighting coefficient W with respect to the in-phase component Xi and the orthogonal component Xq of the digital signal X output from the DDC unit 5-k. Switch and perform complex multiplication. The in-phase component Wi is the numerical string data [1,0, ..., 0] with a time-series numerical value, and the orthogonal component Wq is the numerical string data [0,1, ..., 1] with a time-series numerical value. In some cases, the switching unit 6-k switches the numerical value "1" at the first time of the in-phase component Wi to the numerical value to be multiplied, and switches the numerical value "0" at the first time of the orthogonal component Wq to the numerical value to be multiplied. , In-phase component Xi and orthogonal component Xq. Next, the numerical value "0" at the time next to the in-phase component Wi is switched to the numerical value to be multiplied, and the numerical value "1" at the time next to the orthogonal component Wq is switched to the numerical value to be multiplied, and the in-phase component Xi and the numerical value to be multiplied are switched. It is multiplied by the orthogonal component Xq. The same process is repeated until the numerical value "0" at the final time of the in-phase component Wi is switched to the numerical value to be multiplied and the numerical value "1" at the final time of the orthogonal component Wq is switched to the numerical value to be multiplied. The digital signal of each antenna element 1-k multiplied by the weighting coefficient W for each numerical value to be multiplied by the switching unit 6-k is output to the adding unit 7.
加算部7は、重み係数Wの乗算対象の数値が乗算された各アンテナ素子1−kのディジタル信号を加算する。例えば、同相成分Wiが[1,0,・・・,0]であり、直交成分Wqが[0,1,・・・,1]である場合に、加算部7は、同相成分Wiの最初の時刻の数値“1”および直交成分Wqの最初の時刻の数値“0”が乗算された各アンテナ素子1−kのディジタル信号を加算し、続いて、同相成分Wiの次の時刻の数値“0”および直交成分Wqの次の時刻の数値“1”が乗算された各アンテナ素子1−kのディジタル信号を加算する。この処理が、相成分Wiの最終時刻の数値“0”および直交成分Wqの最終時刻の数値“1”が乗算された各アンテナ素子1−kのディジタル信号が加算されるまで繰り返される。 The addition unit 7 adds the digital signals of each antenna element 1-k multiplied by the numerical value to be multiplied by the weighting coefficient W. For example, when the in-phase component Wi is [1,0, ..., 0] and the orthogonal component Wq is [0,1, ..., 1], the addition unit 7 is the first of the in-phase component Wi. The digital signal of each antenna element 1-k multiplied by the numerical value "1" of the time of and the numerical value "0" of the first time of the orthogonal component Wq is added, and then the numerical value of the next time of the in-phase component Wi ". The digital signal of each antenna element 1-k multiplied by "0" and the numerical value "1" at the next time of the orthogonal component Wq is added. This process is repeated until the digital signal of each antenna element 1-k multiplied by the numerical value “0” of the final time of the phase component Wi and the numerical value “1” of the final time of the orthogonal component Wq is added.
積分部8は、加算部7によって算出されたディジタル信号を、重み係数Wの乗算対象の数値が切り替えられる時間長ごとに積分してビーム合成信号を生成する。例えば、積分部8は、切り替え部6−kによって重み係数Wから乗算対象の数値が今回の数値に切り替えられてから次の時刻の数値が乗算対象の数値に切り替えられるまでの時間長ごとに、加算信号を時間積分する。これにより、加算信号に対して、重み係数Wの数値列データを構成する数値の数に等しい回数の時間積分が実行される。ビーム合成信号は、出力信号として積分部8から図示しない後段の装置に出力される。 The integrating unit 8 integrates the digital signal calculated by the adding unit 7 for each time length during which the numerical value to be multiplied by the weighting coefficient W is switched to generate a beam synthesis signal. For example, in the integrating unit 8, the switching unit 6-k switches the numerical value to be multiplied from the weighting coefficient W to the current numerical value for each time length from when the numerical value to be multiplied is switched to the numerical value to be multiplied. Time-integrate the added signal. As a result, the time integration is executed for the added signal a number of times equal to the number of numerical values constituting the numerical string data of the weighting coefficient W. The beam synthesis signal is output as an output signal from the integrating unit 8 to a subsequent device (not shown).
同期部9は、積分部8とビット変換部10の各動作を時刻同期させる。なお、切り替え部6−kは、ビット変換部10によって生成された重み係数Wを入力して動作するので、切り替え部6−kは、積分部8と時刻同期して動作している。
The
ビット変換部10は、励振分布設定部11に設定された振幅位相分布(複素重み係数)を、時系列な数値の数値列データに変換する。なお、振幅位相分布を当該数値列データに変換する処理を“ビット変換”と呼び、数値列データの各時刻の数値がビットの要素である。例えば、ビットの要素には、−1,0,+1のいずれかの数値が割り当てられる。
The
励振分布設定部11は、目標の放射パターンを実現するために、アンテナ素子1−1〜1−Kの励振分布を示す振幅位相データAn(n=1,2,・・・,K)を設定する。励振分布には振幅分布および位相分布がある。例えば、振幅分布は、テイラー分布あるいはチェビシェフ分布に代表されるように、サイドローブレベルが低減されるように設定された振幅分布である。位相分布には、ビーム走査あるいはヌル点を形成するための分布がある。 The excitation distribution setting unit 11 sets amplitude phase data An (n = 1, 2, ..., K) indicating the excitation distribution of the antenna elements 1-1 to 1-K in order to realize the target radiation pattern. do. The excitation distribution includes an amplitude distribution and a phase distribution. For example, the amplitude distribution is an amplitude distribution set so that the sidelobe level is reduced, as represented by the Taylor distribution or the Chebyshev distribution. The phase distribution includes a beam scan or a distribution for forming a null point.
振幅位相データAnは、目標の放射パターンを実現するために必要な開口分布、すなわち、振幅および位相からなる数値ベクトル(複素数)である。DBFにおいて、振幅位相データAnは、通常、12ビットまたは16ビットといったビット幅で離散化された情報として利用される。 The amplitude phase data An is an aperture distribution required to realize a target radiation pattern, that is, a numerical vector (complex number) consisting of amplitude and phase. In the DBF, the amplitude phase data An is usually used as information discretized with a bit width such as 12 bits or 16 bits.
図2は、図1の切り替え部6−kの構成を示すブロック図である。図2に示すように、切り替え部6−kは、複素乗算器61−kおよびS/P変換器62−kを備えている。
複素乗算器61−kは、ディジタル信号Xの同相成分Xiおよび直交成分Xqに対し、S/P変換器62−kから出力された重み係数Wの同相成分Wiと直交成分Wqを用いた複素乗算を実行する。これにより、アンテナ素子1−1〜1−Kの信号の振幅および位相が調整される。FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of the switching unit 6-k of FIG. As shown in FIG. 2, the switching unit 6-k includes a complex multiplier 61-k and an S / P converter 62-k.
The complex multiplier 61-k is a complex multiplier using the in-phase component Wi of the weighting coefficient W output from the S / P converter 62-k and the orthogonal component Wq on the in-phase component Xi and the orthogonal component Xq of the digital signal X. To execute. As a result, the amplitude and phase of the signals of the antenna elements 1-1 to 1-K are adjusted.
S/P変換器62−kは、ビット変換部10から出力された重み係数Wの数値列データを、複素乗算器61−kに入力されたディジタル信号Xの同相成分Xiと直交成分Xqにそれぞれ対応する重み係数Wの同相成分Wiと直交成分Wqの数値列データに変換する、いわゆるシリアル(S)−パラレル(P)変換を実行する。
例えば、同相成分Wiが[1,0,・・・,0]であり、直交成分Wqが[0,1,・・・,1]である場合、S/P変換器62−kは、同相成分Wiである[1,0,・・・,0]から乗算対象の数値を最初の数値“1”に切り替え、直交成分Wqの最初の数値“0”を複素乗算器61−kに出力する。複素乗算器61−kは、同相成分Wiの数値“1”と直交成分Wqの数値“0”を用いて、同相成分Xiおよび直交成分Xqを複素乗算する。The S / P converter 62-k converts the numerical string data of the weighting coefficient W output from the
For example, when the in-phase component Wi is [1,0, ..., 0] and the orthogonal component Wq is [0,1, ..., 1], the S / P converter 62-k is in-phase. The numerical value to be multiplied is switched from the component Wi [1,0, ..., 0] to the first numerical value "1", and the first numerical value "0" of the orthogonal component Wq is output to the complex multiplier 61-k. .. The complex multiplier 61-k complex-multiplies the in-phase component Xi and the orthogonal component Xq by using the numerical value “1” of the in-phase component Wi and the numerical value “0” of the orthogonal component Wq.
次に、実施の形態1に係るビーム合成方法について説明する。
図3は、実施の形態1に係るビーム合成方法を示すフローチャートであり、図1に示すアレーアンテナ装置からビーム合成信号が出力されるまでの一連の処理を示している。
まず、励振分布設定部11が、ビーム合成に関する励振分布を設定する(ステップST1)。励振分布は、アンテナ素子1−kのそれぞれに対応した信号に付与される振幅位相データである。例えば、K=8である場合、アンテナ素子ごとに、8つの振幅位相データが設定される。Next, the beam synthesis method according to the first embodiment will be described.
FIG. 3 is a flowchart showing the beam synthesis method according to the first embodiment, and shows a series of processes from the array antenna device shown in FIG. 1 to the output of the beam synthesis signal.
First, the excitation distribution setting unit 11 sets the excitation distribution related to beam synthesis (step ST1). The excitation distribution is amplitude phase data given to the signals corresponding to each of the antenna elements 1-k. For example, when K = 8, eight amplitude phase data are set for each antenna element.
ビット変換部10が、励振分布設定部11によって設定された振幅位相データをビット変換する(ステップST2)。例えば、ビット変換部10は、振幅位相データを、時系列な数値の数値列データに変換する。当該数値列データは、例えば、ビーム合成信号の複素振幅レベルが既定値と一致するように設定された数値の時系列データである。なお、既定値とは、ビーム合成信号の複素振幅レベルの目標値である。
The
図4は、実施の形態1における重み係数W、同相成分Wiおよび直交成分Wqの概要を示す図である。例えば、ビット変換部10は、振幅位相データを時間軸方向に分割して、各時刻のビットの要素として0または1を割り当てる。図4に示す重み係数W、同相成分Wiおよび直交成分Wqは、時間軸方向に5分割された振幅位相データから生成される。ビット変換部10によって、例えば、同相成分Wiの数値列データである[1,0,1,0,1]と直交成分Wqの数値列データである[1,1,1,1,1]が生成される。
FIG. 4 is a diagram showing an outline of the weighting coefficient W, the in-phase component Wi, and the orthogonal component Wq in the first embodiment. For example, the
また、重み係数Wは、同相成分Wiと直交成分Wqからなる複素数であり、W=Wi+j×Wqで表される。jは虚数単位である。例えば、同相成分Wiが[1,0,1,0,1]であり、直交成分Wqが[1,1,1,1,1]である場合に、Wiの最初の数値“1”とWqの最初の数値“1”から、このときの重み係数Wは、W=1+j×1という複素数となる。続いて、Wiの次の数値“0”とWqの次の数値“1”から、重み係数Wが、W=0+j×1という複素数となる。同様に、Wiのさらに次の数値“1”とWqのさらに次の数値“1”から、重み係数Wが、W=1+j×1という複素数となり、Wiの次の数値“0”とWqの次の数値“1”から、重み係数Wが、W=0+j×1という複素数となり、最後に、Wiの次の数値“1”とWqの次の数値“1”から、重み係数Wが、W=1+j×1という複素数となる。従って、WiおよびWqから乗算対象の数値が切り替えられる時間長ごとの積分で、重み係数Wは、W=3+j×5となる。 Further, the weighting coefficient W is a complex number composed of an in-phase component Wi and an orthogonal component Wq, and is represented by W = Wi + j × Wq. j is an imaginary unit. For example, when the in-phase component Wi is [1,0,1,0,1] and the orthogonal component Wq is [1,1,1,1,1], the first numerical values “1” and Wq of Wi From the first numerical value "1" of, the weighting coefficient W at this time is a complex number of W = 1 + j × 1. Subsequently, the weighting coefficient W becomes a complex number of W = 0 + j × 1 from the next numerical value “0” of Wi and the next numerical value “1” of Wq. Similarly, from the next numerical value "1" of Wi and the next numerical value "1" of Wq, the weighting coefficient W becomes a complex number of W = 1 + j × 1, and is next to the next numerical value "0" of Wi and Wq. From the numerical value "1" of, the weighting coefficient W becomes a complex number of W = 0 + j × 1, and finally, from the numerical value "1" next to Wi and the numerical value "1" next to Wq, the weighting coefficient W becomes W =. It is a complex number of 1 + j × 1. Therefore, the weighting coefficient W is W = 3 + j × 5 in the integration for each time length in which the numerical value to be multiplied is switched from Wi and Wq.
積分回数は、重み係数Wを時間軸方向に分割する数と等しい。
実施の形態1に係るアレーアンテナ装置では、積分回数を可能な限り多くとり、重み係数Wである数値列データのビット当たりの電圧分解能を小さくすることで、精緻なビーム合成を、簡単な積和演算と積分処理によって実現することができる。The number of integrations is equal to the number of divisions of the weighting coefficient W in the time axis direction.
In the array antenna device according to the first embodiment, the number of integrations is increased as much as possible, and the voltage resolution per bit of the numerical string data having the weighting coefficient W is reduced, so that precise beam synthesis can be performed by a simple product sum. It can be realized by calculation and integration processing.
アンテナ素子1−kは、アレーアンテナに到来した高周波信号を受信する。増幅部2−kは、アンテナ素子1−kによって受信された信号を増幅してDC部3−kに出力する。DC部3−kは、LO部14からの局部発振信号を用いて、増幅部2−kによって増幅された信号の周波数を周波数変換する。 The antenna element 1-k receives the high frequency signal arriving at the array antenna. The amplification unit 2-k amplifies the signal received by the antenna element 1-k and outputs it to the DC unit 3-k. The DC unit 3-k frequency-converts the frequency of the signal amplified by the amplification unit 2-k by using the local oscillation signal from the LO unit 14.
図5Aは、従来のアレーアンテナ装置におけるA/D変換前の受信信号(アナログ値)の時間波形を示す図であり、図6Aは、実施の形態1に係るアレーアンテナ装置におけるA/D変換前の受信信号(アナログ値)の時間波形を示す図である。図5Aおよび図6Aに示す受信信号は同一であるものとする。 FIG. 5A is a diagram showing a time waveform of a received signal (analog value) before A / D conversion in the conventional array antenna device, and FIG. 6A is a diagram before A / D conversion in the array antenna device according to the first embodiment. It is a figure which shows the time waveform of the received signal (analog value) of. It is assumed that the received signals shown in FIGS. 5A and 6A are the same.
従来のアレーアンテナ装置は、例えば、切り替え部6−kと積分部8を備えておらず、その代わりに各アンテナ素子の信号に対応する重み係数を乗算する乗算器をアンテナ素子ごとに備える点で、実施の形態1に係るアレーアンテナ装置と異なる。 The conventional array antenna device is not provided with, for example, a switching unit 6-k and an integrating unit 8, and instead is provided with a multiplier for multiplying the weight coefficient corresponding to the signal of each antenna element for each antenna element. , Different from the array antenna device according to the first embodiment.
AD変換部4−kは、DC部3−kから出力されたアナログの入力信号(受信信号)をサンプリングすることにより、アナログの入力信号を、ディジタル信号にA/D変換する(ステップST3)。 The AD conversion unit 4-k A / D-converts the analog input signal into a digital signal by sampling the analog input signal (received signal) output from the DC unit 3-k (step ST3).
図5Bは、従来のアレーアンテナ装置によってA/D変換された受信信号を示す図であり、図5Aの受信信号からサンプリングされたディジタル信号を示している。A/D変換による入力信号のサンプリングは、通常、ある信号状態(シンボル)に対して数サンプルである。図5Bの例では、従来のアレーアンテナ装置が、図5Aに示した受信信号(入力信号)から時間間隔を空けて1サンプルずつサンプリングしている。 FIG. 5B is a diagram showing a received signal A / D converted by a conventional array antenna device, and shows a digital signal sampled from the received signal of FIG. 5A. Sampling of the input signal by A / D conversion is usually several samples for a certain signal state (symbol). In the example of FIG. 5B, the conventional array antenna device samples one sample at a time from the received signal (input signal) shown in FIG. 5A at time intervals.
図6Bは、実施の形態1に係るアレーアンテナ装置によってA/D変換された受信信号を示す図であり、図6Aの受信信号からサンプリングされた信号を示している。AD変換部4−kは、アナログの受信信号から、重み係数Wにおける数値の数分(数値列データのビット数)の入力信号をサンプリングする。例えば、AD変換部4−kは、図6Bに示すように、図6Aに示した受信信号(入力信号)の振幅が高い信号状態である時間間隔で、10サンプルの信号をサンプリングしている。なお、振幅が高い信号状態である時間間隔は、同一の信号情報が受信される時間間隔に相当する。
FIG. 6B is a diagram showing a received signal A / D converted by the array antenna device according to the first embodiment, and shows a signal sampled from the received signal of FIG. 6A. The AD conversion unit 4-k samples an input signal for the number of numerical values (number of bits of numerical string data) at the weighting coefficient W from the analog received signal. For example, as shown in FIG. 6B, the AD conversion unit 4-
なお、振幅が低い信号状態である時間間隔においても10サンプルの信号がサンプリングされるが、サンプリング点が図6Bに示す時間範囲から外れるため、図6Bにおいて、全てのサンプリング点の記載を省略している。また、振幅が低い信号状態である時間間隔は、同一の信号情報が受信される時間間隔に相当する。
さらに、図4を用いて説明したように、重み係数Wが時間軸方向に5分割される場合、AD変換部4−kによって入力信号から5サンプルの信号がサンプリングされる。Although 10 samples of signals are sampled even at a time interval in which the amplitude is low, since the sampling points are out of the time range shown in FIG. 6B, the description of all the sampling points is omitted in FIG. 6B. There is. Further, the time interval in which the signal state has a low amplitude corresponds to the time interval in which the same signal information is received.
Further, as described with reference to FIG. 4, when the weighting coefficient W is divided into five in the time axis direction, five samples of signals are sampled from the input signal by the AD conversion unit 4-k.
DDC部5−kは、AD変換部4−kによって生成されたディジタル信号Xを同相成分Wiと直交成分Wqに分離する。例えば、DDC部5−kは、AD変換部4−kによって生成されたディジタル信号Xから、同相成分(Iチャネル、実部)Xiと、直交成分(Qチャネル、虚部)Wqを分離する。ディジタル信号Xの同相成分Xiと直交成分Xqは、DBF部15に出力される。
The DDC unit 5-k separates the digital signal X generated by the AD conversion unit 4-k into the in-phase component Wi and the orthogonal component Wq. For example, the DDC unit 5-k separates the in-phase component (I channel, real part) Xi and the orthogonal component (Q channel, imaginary part) Wq from the digital signal X generated by the AD conversion unit 4-k. The in-phase component Xi and the orthogonal component Xq of the digital signal X are output to the
図5Cは、従来のアレーアンテナ装置における重み係数Wを示す図であって、図5Bに示したディジタル信号に対応する重み係数Wを示している。例えば、図5Aに示した受信信号からサンプリングされた2つのディジタル信号のそれぞれに対応する重み係数が設定される。 FIG. 5C is a diagram showing a weighting coefficient W in a conventional array antenna device, and shows a weighting coefficient W corresponding to the digital signal shown in FIG. 5B. For example, a weighting coefficient corresponding to each of the two digital signals sampled from the received signal shown in FIG. 5A is set.
DBF15において、切り替え部6−kは、重み係数Wから乗算対象の数値を逐次切り替えて、DDC部5−kから出力された信号Xと乗算対象の数値の乗算処理を行う(ステップST4)。図6Cは、実施の形態1に係るアレーアンテナ装置の重み係数Wを示す図である。重み係数Wの数値列データは、図6Cに示すように、AD変換部4−kによって入力信号がサンプリングされた時間間隔に設定された数値から構成されている。図6Cの例では、重み係数Wとして0または1の数値が割り当てられている。
In the
例えば、S/P変換器62−kが、ビット変換部10から入力した重み係数Wのうち、同相成分Wiから乗算対象の数値を選択し、これに対応する数値を直交成分Wqから乗算対象の数値として選択して複素乗算器61−kに出力する。複素乗算器61−kは、ディジタル信号Xの同相成分Xiおよび直交成分Xqと、同相成分Wiおよび直交成分Wqの乗算対象の数値とを複素乗算する。重み係数Wは、同相成分Wiおよび直交成分Wqからなる複素数(W=Wi+j×Wq)であるので、重み係数Wと信号Xが複素乗算された値Yは、Y=W*×X=(Wi+j×Wq)*×(Xi+j×Xq)で表される。*は複素共役である。For example, the S / P converter 62-k selects a numerical value to be multiplied from the in-phase component Wi among the weighting coefficients W input from the
次に、加算部7は、アンテナ素子1−kに対応して重み係数Wが乗算されたディジタル信号を加算する(ステップST5)。例えば、加算部7は、切り替え部6−1〜6−Kによって重み係数Wから乗算対象の数値が切り替えられる度に、乗算対象の数値が複素乗算された各アンテナ素子1−kのディジタル信号Xを加算する。加算部7によって算出されたディジタル信号は、積分部8に出力される。 Next, the addition unit 7 adds a digital signal multiplied by a weighting coefficient W corresponding to the antenna element 1-k (step ST5). For example, the addition unit 7 has a digital signal X of each antenna element 1-k in which the numerical value to be multiplied is complexly multiplied each time the numerical value to be multiplied is switched from the weighting coefficient W by the switching unit 6-1 to 6-K. Is added. The digital signal calculated by the addition unit 7 is output to the integration unit 8.
積分部8は、加算部7によって加算されたディジタル信号を、重み係数Wの乗算対象の数値が切り替えられる時間長ごとに積分する(ステップST6)。例えば、積分部8は、図6Aに示した受信信号の振幅が高い信号状態の時間間隔、すなわち、同一の信号情報が受信される時間間隔に同期して、加算されたディジタル信号を積分する。この積分処理によってアンテナ素子1−kのビーム合成信号が生成される。積分部8によって生成されたビーム合成信号は、出力信号として出力される(ステップST7)。 The integrating unit 8 integrates the digital signal added by the adding unit 7 for each time length in which the numerical value to be multiplied by the weighting coefficient W is switched (step ST6). For example, the integrating unit 8 integrates the added digital signals in synchronization with the time interval of the signal state in which the amplitude of the received signal shown in FIG. 6A is high, that is, the time interval in which the same signal information is received. The beam synthesis signal of the antenna element 1-k is generated by this integration process. The beam synthesis signal generated by the integrating unit 8 is output as an output signal (step ST7).
この後、DBF部15が、前述の処理を全ての入力信号(受信信号)に行ったか否かを確認する(ステップST8)。全ての入力信号を処理していた場合(ステップST8;YES)は、図3の処理が終了する。一方、未処理の入力信号があった場合(ステップST8;NO)、ステップST3の処理に戻り、前述の処理が繰り返される。
After that, the
図5Dは、従来のアレーアンテナ装置の出力信号を示す図である。従来のアレーアンテナ装置が備えるDBF部は、直交検波されたディジタル信号に重み係数を乗算してから、各アンテナ素子のディジタル信号を加算することで、図5Dに示す出力信号(ビーム合成信号)を生成していた。すなわち、従来のアレーアンテナ装置では、アンテナ素子ごとに入力信号と重み係数の乗算が必要であり、重み係数の乗算回数×アンテナ素子数の次元でビット幅が増大する。このため、ディジタル演算の回路規模の増大を回避できなかった。例えば、固定小数点演算では16ビットの入力信号に対して16ビットの重み係数を乗算すると、これらのビット数が合わさった32ビットが必要となる。 FIG. 5D is a diagram showing an output signal of a conventional array antenna device. The DBF unit included in the conventional array antenna device multiplies the orthogonally detected digital signal by the weighting coefficient, and then adds the digital signal of each antenna element to obtain the output signal (beam synthesis signal) shown in FIG. 5D. It was generating. That is, in the conventional array antenna device, it is necessary to multiply the input signal and the weighting coefficient for each antenna element, and the bit width increases in the dimension of the number of multiplications of the weighting coefficient × the number of antenna elements. Therefore, it was not possible to avoid an increase in the circuit scale of digital arithmetic. For example, in fixed-point arithmetic, when a 16-bit input signal is multiplied by a 16-bit weighting coefficient, 32 bits, which is the total number of these bits, are required.
図6Dは、実施の形態1に係るアレーアンテナ装置の出力信号を示す図である。積分部8が、図6Cに示した積分区間にわたって加算信号を時間積分することで、図6Dに示す出力信号(ビーム合成信号)が生成される。この出力信号は、図5Dに示した出力信号と同一である。実施の形態1に係るアレーアンテナ装置においては、時系列な数値ごとの重み係数Wを各アンテナ素子1−kのディジタル信号に乗算することにより、重み係数Wの乗算処理が実質的に加算処理に置き換えられる。このため、16ビットの入力信号に対して16ビットの重み係数を乗算する場合であっても、16ビットで瞬時に乗算処理を行うことが可能である。また、実施の形態1に係るアレーアンテナ装置では、加算信号の積分に必要なダイナミックレンジを確保すればよく、ディジタル演算の回路規模を大幅に削減することができる。 FIG. 6D is a diagram showing an output signal of the array antenna device according to the first embodiment. The integration unit 8 time-integrates the addition signal over the integration interval shown in FIG. 6C to generate the output signal (beam synthesis signal) shown in FIG. 6D. This output signal is the same as the output signal shown in FIG. 5D. In the array antenna device according to the first embodiment, by multiplying the digital signal of each antenna element 1-k by the weighting coefficient W for each numerical value in time series, the multiplication process of the weighting coefficient W is substantially added. Will be replaced. Therefore, even when the 16-bit input signal is multiplied by the 16-bit weighting coefficient, the multiplication process can be performed instantaneously with 16 bits. Further, in the array antenna device according to the first embodiment, it is sufficient to secure the dynamic range required for the integration of the added signal, and the circuit scale of the digital calculation can be significantly reduced.
重み係数Wの数値列データの数値として0か1の値を取る数値を割り当てた場合、図4に示した第1象限のベクトルで重み係数Wを表現することはできるが、それ以外の象限のベクトルを表現できない。そこで、第2象限から第4象限までのいずれかのベクトルで重み係数Wを表現するために、重み係数Wの数値列データの数値に−1,0および1の3値のいずれかを割り当ててもよい。 When a numerical value that takes a value of 0 or 1 is assigned as the numerical value of the numerical string data of the weighting coefficient W, the weighting coefficient W can be expressed by the vector of the first quadrant shown in FIG. Cannot represent a vector. Therefore, in order to express the weighting coefficient W with any vector from the second quadrant to the fourth quadrant, one of the three values of -1, 0 and 1 is assigned to the numerical value of the numerical string data of the weighting coefficient W. May be good.
また、図6Bでは、1つのシンボル内(ある信号状態の時間間隔)で複数の入力信号をオーバーサンプリング、すなわち高速サンプリングする場合を示したが、同一シンボル(同一の信号)を複数回受信した結果をディジタル信号としてサンプリングしてもよい。 Further, FIG. 6B shows a case where a plurality of input signals are oversampled, that is, high-speed sampling is performed within one symbol (time interval of a certain signal state), but the result of receiving the same symbol (same signal) multiple times. May be sampled as a digital signal.
さらに、重み係数Wの数値列データを構成する数値として−1か+1の1ビットで表現が可能な数値を割り当ててもよい。
図7は、実施の形態1における重み係数、同相成分および直交成分の別の概要を示す図である。例えば、ビット変換部10は、振幅位相データを時間軸方向に分割して、各時刻のビットの要素として、−1または+1を割り当てる。図7に示すように、重み係数W、同相成分Wiおよび直交成分Wqは、時間軸方向に5分割された振幅位相データから生成されている。ビット変換部10によって、例えば、同相成分Wiの数値列データである[1,−1,1,−1,1]と直交成分Wqの数値列データである[1,1,−1,1,1]とが、瞬時的に生成される。Further, a numerical value that can be expressed by 1 bit of -1 or +1 may be assigned as a numerical value constituting the numerical string data of the weighting coefficient W.
FIG. 7 is a diagram showing another outline of the weighting coefficient, the in-phase component, and the orthogonal component in the first embodiment. For example, the
積分部8によって同相成分Wiの数値列データ[1,−1,1,−1,1]が5回時間積分されると、1−1+1−1+1=1となり、直交成分Wqの数値列データ[1,1,−1,1,1]が5回時間積分されると、1+1−1+1+1=3となることから、重み係数Wとして、同相成分Wiおよび直交成分Wqを用いたW=1+j×3という値が実現される。なお、重み係数Wの数値列データを構成する数値として0が設定されないため、重み係数Wの表現に制約がある。しかしながら、−1か+1の2値、すなわち1ビットで重み係数Wを表現できるので、ディジタル信号に乗算される重み係数Wのビット数が削減されて、ディジタル演算の回路規模を削減することができる。 When the numerical sequence data [1, -1, 1, -1, 1] of the in-phase component Wi is time-integrated five times by the integrating unit 8, 1-1 + 1-1 + 1 = 1, and the numerical sequence data of the orthogonal component Wq [1, -1,1,-1,1] 1,1, -1,1,1] is time-integrated 5 times, and 1 + 1-1 + 1 + 1 = 3, so W = 1 + j × 3 using the in-phase component Wi and the orthogonal component Wq as the weighting coefficient W. Is realized. Since 0 is not set as a numerical value constituting the numerical string data of the weighting coefficient W, there are restrictions on the expression of the weighting coefficient W. However, since the weighting coefficient W can be expressed by two values of -1 or +1 or 1 bit, the number of bits of the weighting coefficient W multiplied by the digital signal can be reduced, and the circuit scale of digital calculation can be reduced. ..
次に、実施の形態1に係るアレーアンテナ装置のDBF部15の機能を実現するハードウェア構成について説明する。
DBF部15における、切り替え部6−k、加算部7、積分部8、同期部9、ビット変換部10および励振分布設定部11の機能は、処理回路により実現される。すなわち、DBF部15は、図3に示したステップST1からステップST8の処理を実行するための処理回路を備える。処理回路は、専用のハードウェアであってもよいが、メモリに記憶されたプログラムを実行する、CPU(Central Processing Unit)であってもよい。Next, a hardware configuration that realizes the function of the
The functions of the switching unit 6-k, the adding unit 7, the integrating unit 8, the
図8Aは、DBF部15の機能を実現するハードウェア構成を示すブロック図である。図8Bは、DBF部15の機能を実現するソフトウェアを実行するハードウェア構成を示すブロック図である。図8Aおよび図8Bにおいて、入力インタフェース100は、DDC部5−kから切り替え部6−kに入力されるディジタル信号を中継するインタフェースであり、USB(Unversal Serial Bus)ポートまたはシリアルポートといった信号入力ポートである。出力インタフェース101は、積分部8から後段の装置へ出力される信号を中継するインタフェースであり、USBポートまたはシリアルポートといった信号入力ポートである。
FIG. 8A is a block diagram showing a hardware configuration that realizes the functions of the
上記処理回路が図8Aに示す専用のハードウェアである場合、処理回路102は、例えば、単一回路、複合回路、プログラム化したプロセッサ、並列プログラム化したプロセッサ、ASIC(Application Specific Integrated Circuit)、FPGA(Field−Programmable Gate Array)またはこれらを組み合わせたものが該当する。なお、切り替え部6−k、加算部7、積分部8、同期部9、ビット変換部10および励振分布設定部11の機能を別々の処理回路で実現してもよいし、これらの機能をまとめて1つの処理回路で実現してもよい。
When the processing circuit is the dedicated hardware shown in FIG. 8A, the
上記処理回路が図8Bに示すプロセッサ103である場合、切り替え部6−k、加算部7、積分部8、同期部9、ビット変換部10および励振分布設定部11の機能は、ソフトウェア、ファームウェアまたはソフトウェアとファームウェアとの組み合わせにより実現される。ソフトウェアまたはファームウェアは、プログラムとして記述されてメモリ104に記憶される。プロセッサ103は、メモリ104に記憶されたプログラムを読み出して実行することにより、切り替え部6−k、加算部7、積分部8、同期部9、ビット変換部10および励振分布設定部11の機能を実現する。すなわち、DBF部15は、プロセッサ103により実行されるときに、図3に示したステップST1からステップST8の処理が結果的に実行されるプログラムを記憶するためのメモリ104を備える。これらのプログラムは、切り替え部6−k、加算部7、積分部8、同期部9、ビット変換部10および励振分布設定部11の手順または方法をコンピュータに実行させるものである。メモリ104は、コンピュータを、切り替え部6−k、加算部7、積分部8、同期部9、ビット変換部10および励振分布設定部11として機能させるためのプログラムが記憶されたコンピュータ可読記憶媒体であってもよい。
When the processing circuit is the
メモリ104には、例えば、RAM(Random Access Memory)、ROM(Read Only Memory)、フラッシュメモリ、EPROM(Erasable Programmable Read Only Memory)、EEPROM(Electrically−EPROM)などの不揮発性または揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、DVDなどが該当する。
The
なお、切り替え部6−k、加算部7、積分部8、同期部9、ビット変換部10および励振分布設定部11の機能について、一部を専用のハードウェアで実現し、一部をソフトウェアまたはファームウェアで実現してもよい。例えば、切り替え部6−k、加算部7および積分部8については、プロセッサ103が、メモリ104に記憶されたプログラムを読み出して実行することによってその機能を実現し、同期部9、ビット変換部10および励振分布設定部11については専用のハードウェアとしての処理回路でその機能を実現してもよい。このように、処理回路は、ハードウェア、ソフトウェア、ファームウェアまたはこれらの組み合わせによって、上記機能のそれぞれを実現することができる。
Regarding the functions of the switching unit 6-k, the addition unit 7, the integration unit 8, the
以上のように、実施の形態1に係るアレーアンテナ装置およびビーム合成方法では、時系列な数値の数値列データである重み係数Wから乗算対象の数値を逐次切り替えて、乗算対象の数値を、直交検波されたディジタル信号に乗算し、乗算対象の数値が乗算された各アンテナ素子1−kのディジタル信号を加算し、加算されたディジタル信号を、乗算対象の数値が切り替えられる時間長ごとに積分してビーム合成信号を生成する。時系列な数値ごとの重み係数Wを各アンテナ素子1−kのディジタル信号に乗算することにより、当該ディジタル信号に乗算される重み係数のビット数が削減されるので、ディジタル演算の回路規模を削減することができる。 As described above, in the array antenna device and the beam synthesis method according to the first embodiment, the numerical values to be multiplied are sequentially switched from the weighting coefficient W, which is the numerical string data of time-series numerical values, and the numerical values to be multiplied are orthogonal to each other. Multiply the detected digital signal, add the digital signal of each antenna element 1-k multiplied by the numerical value to be multiplied, and integrate the added digital signal for each time length when the numerical value to be multiplied is switched. Generates a beam synthesis signal. By multiplying the digital signal of each antenna element 1-k by the weighting coefficient W for each numerical value in time series, the number of bits of the weighting coefficient multiplied by the digital signal is reduced, so that the circuit scale of digital calculation is reduced. can do.
なお、本発明は上記実施の形態に限定されるものではなく、本発明の範囲内において、実施の形態の任意の構成要素の変形もしくは実施の形態の任意の構成要素の省略が可能である。 The present invention is not limited to the above-described embodiment, and within the scope of the present invention, it is possible to modify any component of the embodiment or omit any component of the embodiment.
本発明に係るアレーアンテナ装置は、ディジタル演算の回路規模を削減することができるので、様々な無線システムに利用可能である。 Since the array antenna device according to the present invention can reduce the circuit scale of digital arithmetic, it can be used in various wireless systems.
1−k,1−1〜1−K アンテナ素子、2−k,2−1〜2−K 増幅部、3−k,3−1〜3−K DC部、4−k,4−1〜4−K AD変換部、5−k,5−1〜5−K DDC部、6−k,6−1〜6−K 切り替え部、7 加算部、8 積分部、9 同期部、10 ビット変換部、11 励振分布設定部、12 数値制御発振部(NCO)、13 90度移相部、14 局部発振部(LO部)、15 DBF部、61−k 複素乗算器、62−k S/P変換器、100 入力インタフェース、101 出力インタフェース、102 処理回路、103 プロセッサ、104 メモリ。 1-k, 1-1-1-K antenna element, 2-k, 2-1-2-K amplification section, 3-k, 3-1 to 3-K DC section, 4-k, 4-1 to 4-K AD conversion unit, 5-k, 5-1 to 5-K DDC unit, 6-k, 6-1 to 6-K switching unit, 7 addition unit, 8 integration unit, 9 synchronization unit, 10-bit conversion Part, 11 Excitation distribution setting part, 12 Numerically controlled oscillator (NCO), 13 90 degree phase shift part, 14 Local oscillation part (LO part), 15 DBF part, 61-k complex multiplier, 62-k S / P Converter, 100 input interface, 101 output interface, 102 processing circuit, 103 processor, 104 memory.
Claims (10)
複数のアンテナ素子にそれぞれ対応したディジタル信号を生成する変換部と、
前記ディジタル信号を直交検波する直交検波部と、
直交検波された前記ディジタル信号に基づいてビーム合成信号を生成するビーム形成部と、
を備えたアレーアンテナ装置であって、
前記ビーム形成部は、
時系列な数値の数値列データである重み係数から、乗算対象の数値を逐次切り替えて、前記乗算対象の数値を、直交検波された前記ディジタル信号に乗算する切り替え部と、
前記乗算対象の数値が乗算された各アンテナ素子の前記ディジタル信号を加算する加算部と、
加算された前記ディジタル信号を、前記乗算対象の数値が切り替えられる時間長ごとに積分して前記ビーム合成信号を生成する積分部と、
を備えたことを特徴とするアレーアンテナ装置。With multiple antenna elements
A converter that generates digital signals corresponding to multiple antenna elements,
An orthogonal detector that detects the digital signal orthogonally and
A beam forming unit that generates a beam synthesis signal based on the orthogonally detected digital signal, and a beam forming unit.
It is an array antenna device equipped with
The beam forming part is
A switching unit that sequentially switches the numerical value to be multiplied from the weighting coefficient, which is numerical string data of time-series numerical values, and multiplies the numerical value to be multiplied by the orthogonally detected digital signal.
An adder that adds the digital signal of each antenna element multiplied by the numerical value to be multiplied, and an adder.
An integrator that generates the beam composite signal by integrating the added digital signals for each time length during which the numerical value to be multiplied is switched, and
An array antenna device characterized by being equipped with.
を特徴とする請求項1記載のアレーアンテナ装置。The array antenna device according to claim 1, wherein the weighting coefficient is numerical string data of numerical values taking any value of -1, 0, and +1.
を特徴とする請求項1記載のアレーアンテナ装置。The array antenna device according to claim 1, wherein the numerical value constituting the weighting coefficient is numerical value string data of a numerical value having a value of either -1 or +1.
を特徴とする請求項1から請求項3のいずれか1項記載のアレーアンテナ装置。The method according to any one of claims 1 to 3, wherein the weighting coefficient is numerical string data in which a numerical value is set so that the complex amplitude phase level of the beam composite signal matches a default value. Array antenna device.
を特徴とする請求項1から請求項3のいずれか1項記載のアレーアンテナ装置。The array antenna device according to any one of claims 1 to 3, wherein the integrating unit performs integration in synchronization with a time interval in which the same signal information is received.
変換部が、複数のアンテナ素子のそれぞれに対応したディジタル信号を生成するステップと、
直交検波部が、前記ディジタル信号を直交検波するステップと、
ビーム形成部が、直交検波された前記ディジタル信号に基づいてビーム合成信号を生成するステップと、
を備えたビーム合成方法であって、
切り替え部が、時系列な数値の数値列データである重み係数から、乗算対象の数値を逐次切り替えて、前記乗算対象の数値を、直交検波された前記ディジタル信号に乗算するステップと、
加算部が、前記乗算対象の数値が乗算された各アンテナ素子の前記ディジタル信号を加算するステップと、
積分部が、加算された前記ディジタル信号を、前記乗算対象の数値が切り替えられる時間長ごとに積分して前記ビーム合成信号を生成するステップと、
を備えたことを特徴とするビーム合成方法。The step of receiving signals from multiple antenna elements,
A step in which the conversion unit generates a digital signal corresponding to each of a plurality of antenna elements,
A step in which the orthogonal detection unit detects the digital signal orthogonally,
A step in which the beam forming unit generates a beam synthesis signal based on the orthogonally detected digital signal,
It is a beam synthesis method equipped with
A step in which the switching unit sequentially switches the numerical value to be multiplied from the weighting coefficient, which is numerical string data of time-series numerical values, and multiplies the numerical value to be multiplied by the orthogonally detected digital signal.
A step in which the addition unit adds the digital signal of each antenna element multiplied by the numerical value to be multiplied, and
A step in which the integrating unit integrates the added digital signal for each time length during which the numerical value to be multiplied is switched to generate the beam composite signal.
A beam synthesis method characterized by being equipped with.
を特徴とする請求項6記載のビーム合成方法。The beam synthesis method according to claim 6, wherein the weighting coefficient is numerical string data of numerical values taking any value of -1, 0, and +1.
を特徴とする請求項6記載のビーム合成方法。The beam synthesis method according to claim 6, wherein the numerical value constituting the weighting coefficient is numerical value sequence data of a numerical value having a value of either -1 or +1.
を特徴とする請求項6から請求項8のいずれか1項記載のビーム合成方法。6. Beam synthesis method.
を特徴とする請求項6から請求項8のいずれか1項記載のビーム合成方法。The beam synthesis method according to any one of claims 6 to 8, wherein the integrating unit performs integration in synchronization with a time interval in which the same signal information is received.
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REZA ABDOLEE ET AL.: "Digital Beam-forming Implementation for Downlink Smart Antenna System", 2009 52ND IEEE INTERNATIONAL MIDWEST SYMPOSIUM ON CIRCUITS AND SYSTEM, JPN6019028795, 2009, pages 615 - 619, XP031528083, ISSN: 0004618478 * |
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