JPWO2016129590A1 - Wireless communication apparatus and operation method - Google Patents

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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion

Abstract

本開示は、低コスト化および小型化を図ることができるようにする無線通信装置および動作方法に関する。所定数の入力信号それぞれに対して、後段の非線形回路における歪を補償する歪補償処理が施された所定数の歪補償信号がそれぞれ異なる周波数にアップコンバートされて合成された後に増幅されて出力される出力信号に基づいて、入力信号に対して施す歪補正処理の調整を行う調整部が、フィードバック部において出力信号に対するダウンコンバートが行われるのに伴って信号スペクトルが反転されるフィードバック信号の周波数成分について、その周波数成分に対応する入力信号との信号スペクトルの比較を行う際に、フィードバック信号および入力信号のいずれか一方の信号スペクトルを反転する処理を行う。本技術は、例えば、歪補償処理を備えた無線通信装置に適用できる。The present disclosure relates to a wireless communication apparatus and an operation method that enable cost reduction and size reduction. Each of a predetermined number of input signals is subjected to distortion compensation processing for compensating for distortion in the subsequent non-linear circuit, and a predetermined number of distortion compensation signals are up-converted to different frequencies, synthesized, and then amplified and output. The frequency component of the feedback signal whose signal spectrum is inverted when the adjustment unit that adjusts the distortion correction processing performed on the input signal based on the output signal is inverted in the feedback unit. When the signal spectrum is compared with the input signal corresponding to the frequency component, the signal spectrum of either the feedback signal or the input signal is inverted. The present technology can be applied to, for example, a wireless communication apparatus provided with distortion compensation processing.

Description

本開示は、無線通信装置および動作方法に関し、特に、低コスト化および小型化を図ることができるようにした無線通信装置および動作方法に関する。   The present disclosure relates to a wireless communication apparatus and an operation method, and more particularly, to a wireless communication apparatus and an operation method that can be reduced in cost and size.

従来、無線信号を発生する無線通信装置に対して、無線通信装置から送信される無線信号が隣接チャネルに妨害を与えることを回避するように、隣接帯域への輻射を厳しく制限する規定が電波法によって課せられている。   Conventionally, for radio communication devices that generate radio signals, there has been a regulation that strictly restricts radiation to adjacent bands so that radio signals transmitted from radio communication devices do not interfere with adjacent channels. Imposed by.

しかしながら、一般的に、無線通信装置の送信回路に含まれるアップコンバータや増幅器などは非線形性を有しており、振幅が時間的に変化するように変調された無線信号を無線通信装置から送信すると、非線形性による相互変調（ＩＭ：intermodulation）ひずみが発生してしまう。そこで、相互変調ひずみの発生を十分低く抑制する非線形補償技術が重要となる。例えば、非線形補償技術として、非線形回路に入力される信号を、非線形回路の非線形入出力特性の逆特性となるように予めひずませておく、プリディストーション法が用いられている。   However, generally, an up-converter or an amplifier included in a transmission circuit of a wireless communication device has non-linearity, and when a wireless signal modulated so that the amplitude changes with time is transmitted from the wireless communication device. , Intermodulation (IM) distortion due to non-linearity occurs. Therefore, a nonlinear compensation technique that suppresses the occurrence of intermodulation distortion sufficiently low is important. For example, as a non-linear compensation technique, a pre-distortion method is used in which a signal input to a non-linear circuit is distorted in advance so as to be the inverse characteristic of the non-linear input / output characteristic of the non-linear circuit.

図１は、従来のディジタルプリディストーション非線形補償型の送信回路の一構成例を示す図である。   FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a conventional digital predistortion nonlinear compensation type transmission circuit.

図１に示すように、従来の送信回路１１は、DPD（Digital Pre-Distorter）１２、DAC（Digital to Analog Converter）１３、アップコンバータ１４、局部発振器（local oscillator）１５、電力増幅器１６、カプラ１７、ダウンコンバータ１８、ADC（Analog to Digital Converter）１９、およびパラメータ調整部２０を備えて構成される。   As shown in FIG. 1, a conventional transmission circuit 11 includes a DPD (Digital Pre-Distorter) 12, a DAC (Digital to Analog Converter) 13, an up converter 14, a local oscillator 15, a power amplifier 16, and a coupler 17. , A down converter 18, an ADC (Analog to Digital Converter) 19, and a parameter adjustment unit 20.

送信回路１１に入力される入力信号ｘは、電力増幅器１６の非線形性を補償するように予め歪ませるディジタル信号処理がDPD１２により施され、歪補償信号ｖとしてDPD１２から出力される。歪補償信号ｖは、DAC１３によりアナログ変換され、アップコンバータ１４により局部発振器１５の局部発振周波数ｆLと混合されて無線周波数ｆにアップコンバートされ、電力増幅器１６において電力増幅される。このとき、電力増幅器１６の非線形性によって、DPD１２により施された歪補償信号ｖの歪が元に戻り、入力信号ｘと同様の波形の出力信号が電力増幅器１６から出力される。また、この出力信号はカプラ１７により分岐され、ダウンコンバータ１８により局部発振器１５の局部発振周波数ｆLに基づいて中間周波数にダウンコンバートされる。その後、広帯域のADC１９によりディジタル変換された出力信号が、フィードバック信号ｙとしてパラメータ調整部２０に入力される。The input signal x input to the transmission circuit 11 is preliminarily distorted so as to compensate for the nonlinearity of the power amplifier 16 by the DPD 12 and is output from the DPD 12 as a distortion compensation signal v. The distortion compensation signal v is analog converted by the DAC 13, mixed with the local oscillation frequency f L of the local oscillator 15 by the up converter 14, up-converted to the radio frequency f, and power amplified by the power amplifier 16. At this time, due to the nonlinearity of the power amplifier 16, the distortion of the distortion compensation signal v applied by the DPD 12 is restored, and an output signal having the same waveform as the input signal x is output from the power amplifier 16. The output signal is branched by the coupler 17 and down-converted to an intermediate frequency by the down converter 18 based on the local oscillation frequency f L of the local oscillator 15. Thereafter, the output signal digitally converted by the wideband ADC 19 is input to the parameter adjustment unit 20 as a feedback signal y.

このように構成される送信回路１１では、高精度の非線形補償を行うためにディジタル信号処理が導入されており、DPD１２がルックアップテーブル型である場合、入力信号ｘの振幅に対する出力信号のベクトル振幅値が格納されたルックアップテーブルが用いられる。このルックアップテーブルのパラメータをパラメータ調整部２０が調整することで、送信回路１１における高精度の非線形補償が維持される。なお、DPD１２が演算型である場合には、演算回路の多項式を調整することで高精度の非線形補償が維持される。   In the transmission circuit 11 configured as described above, digital signal processing is introduced in order to perform highly accurate nonlinear compensation. When the DPD 12 is a lookup table type, the vector amplitude of the output signal with respect to the amplitude of the input signal x A lookup table in which values are stored is used. The parameter adjustment unit 20 adjusts the parameters of the lookup table, so that highly accurate nonlinear compensation in the transmission circuit 11 is maintained. When the DPD 12 is an arithmetic type, highly accurate nonlinear compensation is maintained by adjusting the polynomial of the arithmetic circuit.

一方で近年、ブロードバンド携帯無線通信に対する需要の大幅な増加から、従来の周波数帯域のみでは帯域が不足する事態となっており、新たに帯域の追加が行なわれている。しかしながら一括して広い帯域を割り当てることが困難なため、複数の周波数帯域を同時に使用して等価的に帯域を広げて送受信を行う、キャリア・アグリゲーション技術の導入が検討・実施されている。キャリア・アグリゲーション技術によって飛び飛びの周波数帯域を同時に使用する場合、複数の異なる周波数帯域の送信機を並列運転することになるが、周波数帯域数が多い場合、周波数帯域毎に送信機を用意することによって製造コストが増大することが想定される。   On the other hand, in recent years, due to a significant increase in demand for broadband portable wireless communication, the conventional frequency band alone has become a shortage of bands, and new bands have been added. However, since it is difficult to assign a wide band all at once, introduction of a carrier aggregation technique that performs transmission / reception by using a plurality of frequency bands at the same time and equivalently expanding the band has been studied and implemented. When jumping frequency bands are used at the same time by carrier aggregation technology, transmitters of different frequency bands are operated in parallel, but when there are many frequency bands, a transmitter is prepared for each frequency band. It is assumed that the manufacturing cost increases.

そこで、１台の広帯域の送信機で複数の周波数帯域を同時に増幅する方法が考えられるが、周波数帯域毎に非線形回路の入出力特性が異なることから、非線形補償については、周波数帯域毎に補償をする必要がある。   Therefore, a method of simultaneously amplifying a plurality of frequency bands with a single broadband transmitter is conceivable. However, since the input / output characteristics of the nonlinear circuit are different for each frequency band, the nonlinear compensation is performed for each frequency band. There is a need to.

図２は、２周波数帯域の同時送信および非線形補償が可能な従来の送信回路の一構成例を示す図である。   FIG. 2 is a diagram showing a configuration example of a conventional transmission circuit capable of simultaneous transmission and nonlinear compensation in two frequency bands.

図２に示すように、送信回路１１Ａは、２個のDPD１２−１および１２−２、２個のDAC１３−１および１３−２、２個のアップコンバータ１４−１および１４−２、２個の局部発振器１５−１および１５−２、電力増幅器１６、カプラ１７、２個のダウンコンバータ１８−１および１８−２、２個のADC１９−１および１９−２、パラメータ調整部２０、並びに、加算器２１を備えて構成される。   As shown in FIG. 2, the transmission circuit 11A includes two DPDs 12-1 and 12-2, two DACs 13-1 and 13-2, two up-converters 14-1 and 14-2, Local oscillators 15-1 and 15-2, power amplifier 16, coupler 17, two down converters 18-1 and 18-2, two ADCs 19-1 and 19-2, parameter adjustment unit 20, and adder 21 is comprised.

送信回路１１Ａでは、２周波数に対応する中間周波数での入力信号ｘ1およびｘ2が、ディジタルプリディストーション回路であるDPD１２−１および１２−２の両方に入力される。DPD１２−１から出力される歪補償信号ｖ1は、DAC１３−１によりアナログ変換された後、アップコンバータ１４−１により局部発振器１５−１の局部発振周波数ｆL1と混合され、無線周波数ｆ1にアップコンバートされる。同様に、DPD１２−２から出力される歪補償信号ｖ2は、DAC１３−２によりアナログ変換された後、アップコンバータ１４−２により局部発振器１５−２の局部発振周波数ｆL2と混合され、無線周波数ｆ2にアップコンバートされる。In the transmission circuit 11A, the input signals x 1 and x 2 of an intermediate frequency corresponding to the second frequency is input to both the DPD12-1 and 12-2 is a digital predistortion circuit. The distortion compensation signal v 1 output from the DPD 12-1 is converted into an analog signal by the DAC 13-1, and then mixed with the local oscillation frequency f L1 of the local oscillator 15-1 by the up-converter 14-1 so as to have the radio frequency f 1 . Up-converted. Similarly, the distortion compensation signal v 2 output from the DPD 12-2 is analog-converted by the DAC 13-2, and then mixed with the local oscillation frequency f L2 of the local oscillator 15-2 by the up-converter 14-2. It is up-converted to f 2.

このように、それぞれ異なる無線周波数ｆ1およびｆ2にアップコンバートされた歪補償信号ｖ1およびｖ2は加算器２１によって加算されて合成された後、非線形回路である電力増幅器１６において電力増幅される。このとき、電力増幅器１６の非線形性によって、歪補償信号ｖ1およびｖ2の歪が元に戻り、それぞれ入力信号ｘ1およびｘ2と同様の波形の出力信号が出力される。In this way, the distortion compensation signals v 1 and v 2 up-converted to different radio frequencies f 1 and f 2 are added and synthesized by the adder 21 and then amplified by the power amplifier 16 which is a non-linear circuit. The At this time, the distortion of the distortion compensation signals v 1 and v 2 is restored due to the non-linearity of the power amplifier 16, and output signals having the same waveforms as the input signals x 1 and x 2 are output.

また、電力増幅器１６から出力される出力信号は、カプラ１７によって分岐され、ダウンコンバータ１８−１および１８−２に供給される。そして、出力信号は、ダウンコンバータ１８−１により局部発振器１５−１の局部発振周波数ｆL1に基づいて中間周波数にダウンコンバートされ、ADC１９−１によりディジタル変換されて、フィードバック信号ｙ1としてパラメータ調整部２０に入力される。同様に、出力信号は、ダウンコンバータ１８−２により局部発振器１５−２の局部発振周波数ｆL2に基づいて中間周波数にダウンコンバートされ、ADC１９−２によりディジタル変換されて、フィードバック信号ｙ2としてパラメータ調整部２０に入力される。従って、パラメータ調整部２０が、フィードバック信号ｙ1およびフィードバック信号ｙ2を用いて、DPD１２−１および１２−２がルックアップテーブル型である場合、それぞれのルックアップテーブルのパラメータを調整することで、送信回路１１Ａにおいて高精度の非線形補償が維持される。なお、DPD１２−１および１２−２が演算型である場合には、演算回路の多項式を調整することで高精度の非線形補償が維持される。The output signal output from the power amplifier 16 is branched by the coupler 17 and supplied to the down converters 18-1 and 18-2. The output signal is down-converted to an intermediate frequency based on the local oscillation frequency f L1 of the local oscillator 15-1 by the down converter 18-1, is digitally converted by the ADC 19-1, and is converted into a feedback signal y 1 as a parameter adjustment unit. 20 is input. Similarly, the output signal is down-converted to an intermediate frequency based on the local oscillation frequency f L2 of the local oscillator 15-2 by the down converter 18-2, is digitally converted by the ADC 19-2, and is parameter-adjusted as a feedback signal y 2 Input to the unit 20. Therefore, by the parameter adjustment section 20, by using the feedback signals y 1 and the feedback signal y 2, if DPD12-1 and 12-2 is a look-up table type, to adjust the parameters of the respective look-up table, High-precision nonlinear compensation is maintained in the transmission circuit 11A. When the DPDs 12-1 and 12-2 are of the arithmetic type, highly accurate nonlinear compensation is maintained by adjusting the polynomial of the arithmetic circuit.

このように、従来、２周波数に対応する送信回路１１Ａは、出力信号をフィードバックするための二組のフィードバック回路（ダウンコンバータ１８−１および１８−２並びにADC１９−１および１９−２）を備える必要があった。例えば、特許文献１に開示されているディジタルプリディストータも、送信回路１１Ａと同様に、２個のADCを備えて構成されている。   Thus, the transmission circuit 11A corresponding to two frequencies conventionally needs to include two sets of feedback circuits (down converters 18-1 and 18-2 and ADCs 19-1 and 19-2) for feeding back an output signal. was there. For example, the digital predistorter disclosed in Patent Document 1 is also provided with two ADCs, like the transmission circuit 11A.

特開２０１４−１５８２３０号公報JP 2014-158230 A

ところで、図２の送信回路１１Ａと同様の構成方法で、さらに多数の周波数帯域に対応する場合、それらの周波数帯域に比例した複数組のフィードバック回路を備える必要があった。このため、対応する周波数帯域の増加に伴って、送信回路の製造コストが上昇するとともに、送信回路が大型化することになっていた。   By the way, in the case of supporting a larger number of frequency bands with the same configuration method as the transmission circuit 11A of FIG. 2, it is necessary to provide a plurality of sets of feedback circuits proportional to these frequency bands. For this reason, as the corresponding frequency band is increased, the manufacturing cost of the transmission circuit is increased and the transmission circuit is increased in size.

本開示は、このような状況に鑑みてなされたものであり、低コスト化および小型化を図ることができるようにするものである。   This indication is made in view of such a situation, and makes it possible to achieve cost reduction and size reduction.

本開示の一側面の無線通信装置は、所定数の入力信号それぞれに対して、後段の非線形回路における歪を補償する歪補償処理を施す所定個数の歪補償処理部と、歪補償処理部において入力信号に歪補償処理が施された所定数の歪補償信号がそれぞれ異なる周波数にアップコンバートされて合成された後に増幅されて出力される出力信号をフィードバック信号として、歪補償処理部が入力信号に対して施す歪補正処理の調整を行う調整部と、所定数の異なる周波数成分からなる出力信号を、所定数より少ない数の中間周波数にダウンコンバートして、調整部にフィードバックするフィードバック部とを備え、所定個数の歪補償処理部の各々には、各自が歪補償処理を施す対象とする入力信号とともに、その入力信号以外の全ての入力信号が入力され、歪補償処理部から出力される歪補償信号は、調整部に入力され、調整部は、フィードバック部において出力信号に対するダウンコンバートが行われるのに伴って信号スペクトルが反転されるフィードバック信号の周波数成分について、その周波数成分に対応する入力信号との信号スペクトルの比較を行う際に、フィードバック信号および入力信号のいずれか一方の信号スペクトルを反転する処理を行う。   A wireless communication apparatus according to an aspect of the present disclosure includes a predetermined number of distortion compensation processing units that perform distortion compensation processing for compensating distortion in a subsequent nonlinear circuit for each of a predetermined number of input signals, and inputs the distortion compensation processing units A distortion compensation processing unit applies an output signal that is amplified and output after a predetermined number of distortion compensation signals, which have been subjected to distortion compensation processing, are up-converted to different frequencies and synthesized. An adjustment unit that adjusts the distortion correction processing applied, and a feedback unit that down-converts an output signal composed of a predetermined number of different frequency components to an intermediate frequency that is smaller than a predetermined number and feeds back to the adjustment unit, Each of the predetermined number of distortion compensation processing units receives all input signals other than the input signal as well as the input signal to be subjected to distortion compensation processing. The distortion compensation signal output from the distortion compensation processing unit is input to the adjustment unit, which adjusts the frequency of the feedback signal whose signal spectrum is inverted as the output signal is downconverted in the feedback unit. When the signal spectrum is compared with the input signal corresponding to the frequency component, processing for inverting the signal spectrum of either the feedback signal or the input signal is performed.

本開示の一側面の動作方法は、所定数の入力信号それぞれに対して、後段の非線形回路における歪を補償する歪補償処理を施す所定個数の歪補償処理部と、歪補償処理部において入力信号に歪補償処理が施された所定数の歪補償信号がそれぞれ異なる周波数にアップコンバートされて合成された後に増幅されて出力される出力信号をフィードバック信号として、歪補償処理部が入力信号に対して施す歪補正処理の調整を行う調整部と、所定数の異なる周波数成分からなる出力信号を、所定数より少ない数の中間周波数にダウンコンバートして、調整部にフィードバックするフィードバック部とを備える無線通信装置の動作方法であって、所定個数の歪補償処理部の各々には、各自が歪補償処理を施す対象とする入力信号とともに、その入力信号以外の全ての入力信号が入力され、歪補償処理部から出力される歪補償信号は、調整部に入力され、調整部が、フィードバック部において出力信号に対するダウンコンバートが行われるのに伴って信号スペクトルが反転されるフィードバック信号の周波数成分について、その周波数成分に対応する入力信号との信号スペクトルの比較を行う際に、フィードバック信号および入力信号のいずれか一方の信号スペクトルを反転する処理を行う。   An operation method according to an aspect of the present disclosure includes a predetermined number of distortion compensation processing units that perform distortion compensation processing for compensating distortion in a subsequent nonlinear circuit for each of a predetermined number of input signals, and the input signals in the distortion compensation processing unit. The distortion compensation processing unit applies the output signal that is amplified and output after up-converting and synthesizing a predetermined number of distortion compensation signals that have been subjected to distortion compensation processing to the input signals. Wireless communication comprising: an adjustment unit that adjusts a distortion correction process to be applied; and a feedback unit that down-converts an output signal composed of a predetermined number of different frequency components to a lower number of intermediate frequencies and feeds back to the adjustment unit An operation method of the apparatus, wherein each of a predetermined number of distortion compensation processing units includes an input signal to which the distortion compensation processing is applied, together with the input signal. The distortion compensation signal output from the distortion compensation processing unit is input to the adjustment unit, and the adjustment unit performs signal down-conversion on the output signal in the feedback unit. For the frequency component of the feedback signal for which is inverted, the signal spectrum of either the feedback signal or the input signal is inverted when the signal spectrum is compared with the input signal corresponding to the frequency component.

本開示の一側面においては、所定個数の歪補償処理部の各々には、各自が歪補償処理を施す対象とする入力信号とともに、その入力信号以外の全ての入力信号が入力され、歪補償処理部から出力される歪補償信号は、調整部に入力される。そして、出力信号に対するダウンコンバートが行われるのに伴って信号スペクトルが反転されるフィードバック信号の周波数成分について、その周波数成分に対応する入力信号との信号スペクトルの比較を行う際に、フィードバック信号および入力信号のいずれか一方の信号スペクトルを反転する処理が行われる。   In one aspect of the present disclosure, each of a predetermined number of distortion compensation processing units receives an input signal that is a target for which distortion compensation processing is performed, and all input signals other than the input signal. The distortion compensation signal output from the unit is input to the adjustment unit. When the frequency component of the feedback signal whose signal spectrum is inverted as the output signal is down-converted is compared with the input signal corresponding to the frequency component, the feedback signal and the input Processing for inverting the signal spectrum of one of the signals is performed.

本開示の一側面によれば、低コスト化および小型化を図ることができる。   According to one aspect of the present disclosure, cost reduction and size reduction can be achieved.

従来のディジタルプリディストーション非線形補償型の送信回路の一構成例を示す図である。It is a figure which shows the example of 1 structure of the transmission circuit of the conventional digital predistortion nonlinear compensation type. ２周波数帯域の同時送信および非線形補償が可能な従来の送信回路の一構成例を示す図である。It is a figure which shows the example of 1 structure of the conventional transmission circuit in which simultaneous transmission of 2 frequency bands and nonlinear compensation are possible. 本技術を適用した送信回路の第１の実施の形態の構成例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structural example of 1st Embodiment of the transmission circuit to which this technique is applied. パラメータ調整部の構成例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structural example of a parameter adjustment part. 送信回路のフィードバック回路での周波数の関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship of the frequency in the feedback circuit of a transmission circuit. 送信回路の性能について説明する図である。It is a figure explaining the performance of a transmission circuit. 本技術を適用した送信回路の第２の実施の形態の構成例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structural example of 2nd Embodiment of the transmission circuit to which this technique is applied. 多段ダウンコンバータの構成例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structural example of a multistage down converter. 多段ダウンコンバータにおける周波数の関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship of the frequency in a multistage down converter. 相互変調ひずみについて説明する図である。It is a figure explaining intermodulation distortion. ２つの周波数帯域を同時に非線形補償する際の特性を説明する図である。It is a figure explaining the characteristic at the time of carrying out the nonlinear compensation of two frequency bands simultaneously.

以下、本技術を適用した具体的な実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。   Hereinafter, specific embodiments to which the present technology is applied will be described in detail with reference to the drawings.

図３は、本技術を適用した送信回路の第１の実施の形態の構成例を示すブロック図である。   FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration example of the first embodiment of the transmission circuit to which the present technology is applied.

図３において、送信回路３１は、２個のDPD３２−１および３２−２、２個のDAC３３−１および３３−２、２個のアップコンバータ３４−１および３４−２、２個の局部発振器３５−１および３５−２、加算器３６、電力増幅器３７、カプラ３８、ダウンコンバータ３９、局部発振器４０、ADC４１、並びに、パラメータ調整部４２を備えて構成される。   In FIG. 3, the transmission circuit 31 includes two DPDs 32-1 and 32-2, two DACs 33-1 and 33-2, two up-converters 34-1 and 34-2, and two local oscillators 35. -1 and 35-2, an adder 36, a power amplifier 37, a coupler 38, a down converter 39, a local oscillator 40, an ADC 41, and a parameter adjustment unit 42.

DPD３２−１は、送信回路３１に入力される入力信号ｘ1に対して、電力増幅器３７の非線形性に対して逆特性の非線形性となるようなディジタル信号処理を施すことにより、電力増幅器３７における歪を補償した歪補償信号ｖ1を生成して、DAC３３−１およびパラメータ調整部４２に供給する。また、DPD３２−２は、DPD３２−１と同様のディジタル信号処理を入力信号ｘ2に対して施し、歪補償信号ｖ2をDAC３３−２およびパラメータ調整部４２に供給する。The DPD 32-1 performs digital signal processing on the input signal x 1 input to the transmission circuit 31 so that the non-linearity is opposite to the non-linearity of the power amplifier 37. A distortion compensation signal v 1 in which the distortion is compensated is generated and supplied to the DAC 33-1 and the parameter adjustment unit. Further, the DPD 32-2 performs the same digital signal processing as the DPD 32-1 on the input signal x 2 and supplies the distortion compensation signal v 2 to the DAC 33-2 and the parameter adjustment unit 42.

なお、異なる無線周波数の入力信号ｘ1およびｘ2が送信回路３１から送信される場合、図示するように、DPD３２−１および３２−２それぞれに、入力信号ｘ1およびｘ2の両方を入力することが必要になる。これは、電力増幅器３７が共通であることより、入力信号ｘ1およびｘ2によって混変調歪が発生するためである。従って、DPD３２−１は、入力信号ｘ1のみならず入力信号ｘ2の影響を受ける歪を補償した歪補償信号ｖ1を生成し、DPD３２−２は、入力信号ｘ2のみならず入力信号ｘ1の影響を受ける歪を補償した歪補償信号ｖ2を生成する。ここで、DPD３２−１および３２−２は、２個の並列ディジタル信号処理を行う１チップの信号処理回路（例えば、FPGA：Field Programmable Gate Array）により構成される。When input signals x 1 and x 2 having different radio frequencies are transmitted from the transmission circuit 31, as shown in the figure, both the input signals x 1 and x 2 are input to the DPDs 32-1 and 32-2, respectively. It will be necessary. This is because cross modulation distortion is generated by the input signals x 1 and x 2 because the power amplifier 37 is common. Therefore, DPD32-1 generates a distortion compensation signal v 1 which compensates for the distortion affected input signal x 2 not only the input signal x 1, DPD32-2 not only the input signal x 2 input signal x A distortion compensation signal v 2 that compensates for the distortion affected by 1 is generated. Here, the DPD 32-1 and 32-2 are configured by a single-chip signal processing circuit (for example, FPGA: Field Programmable Gate Array) that performs two parallel digital signal processing.

DAC３３−１は、DPD３２−１から供給される歪補償信号ｖ1をアナログ変換して、アップコンバータ３４−１に供給する。同様に、DAC３３−２は、DPD３２−２から供給される歪補償信号ｖ2をアナログ変換して、アップコンバータ３４−２に供給する。DAC33-1 provides distortion compensation signal v 1 which is supplied from DPD32-1 into analog, the up-converter 34-1. Similarly, DAC33-2 supplies a compensation signal v 2 supplied from DPD32-2 into analog, the up-converter 34-2.

アップコンバータ３４−１は、DAC３３−１から供給されるアナログの歪補償信号ｖ1に、局部発振器３５−１から供給される局部発振周波数ｆL1の局部発振信号を乗算することにより、歪補償信号ｖ1を無線周波数ｆ1にアップコンバートして、無線周波数ｆ1の歪補償信号ｖ1を加算器３６に供給する。同様に、アップコンバータ３４−２は、歪補償信号ｖ2を無線周波数ｆ2にアップコンバートして、加算器３６に供給する。The up-converter 34-1 multiplies the analog distortion compensation signal v 1 supplied from the DAC 33-1 by the local oscillation signal having the local oscillation frequency f L1 supplied from the local oscillator 35-1, thereby obtaining a distortion compensation signal. v 1 and by up-converting to a radio frequency f 1, and supplies the distortion compensation signal v 1 of the radio frequency f 1 to the adder 36. Similarly, the up-converter 34-2 up-converts the distortion compensation signal v 2 to the radio frequency f 2 and supplies it to the adder 36.

局部発振器３５−１は、送信回路３１から出力される無線信号の周波数が無線周波数ｆ1となるような局部発振周波数ｆL1の局部発振信号を生成してアップコンバータ３４−１に供給する。同様に、局部発振器３５−２は、局部発振周波数ｆL2の局部発振信号を生成してアップコンバータ３４−２に供給する。The local oscillator 35-1 generates a local oscillation signal having a local oscillation frequency f L1 such that the frequency of the radio signal output from the transmission circuit 31 is the radio frequency f 1 and supplies the local oscillation signal to the up-converter 34-1. Similarly, local oscillator 35-2 generates a local oscillation signal having local oscillation frequency f L2 and supplies it to up-converter 34-2.

加算器３６は、アップコンバータ３４−１から供給される無線周波数ｆ1の歪補償信号ｖ1と、アップコンバータ３４−２から供給される無線周波数ｆ2の歪補償信号ｖ2とを加算することにより合成し、その合成された出力信号を電力増幅器３７に供給する。The adder 36, by adding a distortion compensation signal v 1 of the radio frequency f 1 supplied from the up converter 34-1, and the distortion compensation signal v 2 of the radio frequency f 2 supplied from the up converter 34-2 And the synthesized output signal is supplied to the power amplifier 37.

電力増幅器３７は、加算器３６において合成された出力信号を電力増幅する。このとき、電力増幅器３７の非線形性によって、DPD３２−１および３２−２により施された歪補償信号ｖ1およびｖ2の歪が元に戻ることになる。これにより、無線周波数ｆ1を中心とした入力信号ｘ1と同様の波形と、無線周波数ｆ2を中心とした入力信号ｘ2と同様の波形とが合成された出力信号が、電力増幅器３７から出力される。The power amplifier 37 amplifies the output signal synthesized in the adder 36. At this time, due to the non-linearity of the power amplifier 37, the distortion of the distortion compensation signals v 1 and v 2 applied by the DPD 32-1 and 32-2 is restored. As a result, an output signal obtained by synthesizing a waveform similar to the input signal x 1 centered on the radio frequency f 1 and a waveform similar to the input signal x 2 centered on the radio frequency f 2 is output from the power amplifier 37. Is output.

カプラ３８は、電力増幅器３７から出力される出力信号を送信回路３１の後段の回路（図示せず）に出力するとともに、その出力信号を分岐して、フィードバック信号ｙ（ｆ1，ｆ2）としてダウンコンバータ３９に供給する。The coupler 38 outputs the output signal output from the power amplifier 37 to a circuit (not shown) subsequent to the transmission circuit 31 and branches the output signal as a feedback signal y (f 1 , f 2 ). This is supplied to the down converter 39.

ダウンコンバータ３９は、電力増幅器３７からフィードバックされるフィードバック信号ｙ（ｆ1，ｆ2）を、局部発振器４０から供給される局部発振周波数ｆLOに基づいて、中間周波数ｆIFにダウンコンバートしたフィードバック信号ｙ（ｆIF）を生成してADC４１に供給する。The down-converter 39 down-converts the feedback signal y (f 1 , f 2 ) fed back from the power amplifier 37 to the intermediate frequency f IF based on the local oscillation frequency f LO supplied from the local oscillator 40. y (f IF ) is generated and supplied to the ADC 41.

局部発振器４０は、局部発振周波数ｆLOの局部発振信号を生成してダウンコンバータ３９に供給する。このとき、局部発振器４０の局部発振周波数ｆLOは、無線周波数ｆ1と無線周波数ｆ2との中心｛ｆLO＝（ｆ1＋ｆ2）／２｝に設定される。例えば、無線周波数ｆ1が1.8GHzであり、無線周波数ｆ2が2.1GHzである場合、局部発振周波数ｆLOは、1.95GHz｛＝（1.8＋2.1）／２｝に設定される。これにより、フィードバック信号ｙ（ｆIF）は、無線周波数ｆ1および無線周波数ｆ2と局部発振周波数ｆLOとの差分（0.3GHz）の１／２となる中間周波数ｆIF、即ち、150MHz｛ｆIF＝（ｆ2−ｆ1）／２｝にダウンコンバートされる。The local oscillator 40 generates a local oscillation signal having a local oscillation frequency f LO and supplies it to the down converter 39. At this time, the local oscillation frequency f LO of the local oscillator 40 is set to the center {f LO = (f 1 + f 2 ) / 2} between the radio frequency f 1 and the radio frequency f 2 . For example, when the radio frequency f 1 is 1.8 GHz and the radio frequency f 2 is 2.1 GHz, the local oscillation frequency f LO is set to 1.95 GHz {= (1.8 + 2.1) / 2}. As a result, the feedback signal y (f IF ) has an intermediate frequency f IF that is ½ of the difference (0.3 GHz) between the radio frequency f 1 and the radio frequency f 2 and the local oscillation frequency f LO , that is, 150 MHz {f IF = (f 2 −f 1 ) / 2}.

このように局部発振器４０の局部発振周波数ｆLOを設定することにより、無線周波数ｆ1およびｆ2を中心とした２つの周波数帯域のフィードバック信号ｙ（ｆ1，ｆ2）が、中間周波数ｆIFを中心とした同一の周波数帯域のフィードバック信号ｙ（ｆIF）に変換される。By setting the local oscillation frequency f LO of the local oscillator 40 in this way, the feedback signals y (f 1 , f 2 ) in two frequency bands centered on the radio frequencies f 1 and f 2 are converted into the intermediate frequency f IF. Is converted to a feedback signal y (f IF ) in the same frequency band centering on.

ADC４１は、ダウンコンバータ３９から供給されるフィードバック信号ｙ（ｆIF）をディジタル変換して、パラメータ調整部４２に供給する。The ADC 41 digitally converts the feedback signal y (f IF ) supplied from the down converter 39 and supplies it to the parameter adjustment unit 42.

パラメータ調整部４２は、フィードバック信号ｙ（ｆIF）を、DPD３２−１および３２−２のルックアップテーブルのパラメータを補正するための情報として使用する。即ち、パラメータ調整部４２は、フィードバック信号ｙ（ｆIF）に含まれる入力信号ｘ1に対応する周波数成分の信号スペクトルと、入力信号ｘ1の信号スペクトルとを比較し、それらが一致するように、DPD３２−１のルックアップテーブルのパラメータを補正する。ここで、パラメータ調整部４２は、後述するように、フィードバック信号ｙ（ｆIF）に含まれる入力信号ｘ1に対応する周波数成分の信号スペクトルが反転していることより、入力信号ｘ1の信号スペクトルを反転する処理を行って、比較を行う。The parameter adjustment unit 42 uses the feedback signal y (f IF ) as information for correcting the parameters of the lookup tables of the DPDs 32-1 and 32-2. That is, the parameter adjustment unit 42 compares the signal spectrum of the frequency component corresponding to the input signal x 1 included in the feedback signal y (f IF ) with the signal spectrum of the input signal x 1 so that they match. , DPD32-1 lookup table parameters are corrected. Here, as will be described later, the parameter adjustment unit 42 has the signal spectrum of the input signal x 1 because the signal spectrum of the frequency component corresponding to the input signal x 1 included in the feedback signal y (f IF ) is inverted. A process of inverting the spectrum is performed for comparison.

同様に、パラメータ調整部４２は、フィードバック信号ｙ（ｆIF）に含まれる入力信号ｘ2に対応する周波数成分の信号スペクトルと、入力信号ｘ2の信号スペクトルとが一致するように処理を行い、DPD３２−２のルックアップテーブルのパラメータを補正する。Similarly, the parameter adjustment unit 42 performs processing so that the signal spectrum of the frequency component corresponding to the input signal x 2 included in the feedback signal y (f IF ) matches the signal spectrum of the input signal x 2 , The parameters of the lookup table of the DPD 32-2 are corrected.

このように、パラメータ調整部４２が、DPD３２−１および３２−２のルックアップテーブルのパラメータを補正することにより、電力増幅器３７における歪を補償することができる。なお、DPD３２−１および３２−２が演算型である場合には、パラメータ調整部４２は、演算回路の多項式を調整することにより、電力増幅器３７における歪を補償することができる。   As described above, the parameter adjustment unit 42 can correct the distortion in the power amplifier 37 by correcting the parameters of the lookup tables of the DPDs 32-1 and 32-2. When the DPDs 32-1 and 32-2 are arithmetic types, the parameter adjustment unit 42 can compensate for distortion in the power amplifier 37 by adjusting the polynomial of the arithmetic circuit.

そして、このように構成される送信回路３１は、図２を参照して説明した従来の送信回路１１Ａと比較してフィードバック回路が異なる構成となっており、ダウンコンバータ３９およびADC４１を一組だけ備えて構成されている。   The transmission circuit 31 configured as described above has a different feedback circuit compared to the conventional transmission circuit 11A described with reference to FIG. 2, and includes only one set of the down converter 39 and the ADC 41. Configured.

つまり、送信回路３１のフィードバック回路では、局部発振器４０の局部発振周波数ｆLOを、無線周波数ｆ1と無線周波数ｆ2との中心に設定することで、フィードバック信号ｙ（ｆ1，ｆ2）を、中間周波数ｆIFを中心とした同一の周波数帯域のフィードバック信号ｙ（ｆIF）に変換することができる。これにより、送信回路３１は、ダウンコンバータ３９およびADC４１を一組だけ備える構成であっても、パラメータ調整部４２は、フィードバック信号ｙ（ｆIF）を用いたフィードバックを行うことができる。That is, in the feedback circuit of the transmitting circuit 31, a local oscillation frequency f LO of the local oscillator 40, by setting the center of the radio frequency f 1 and the radio frequency f 2, the feedback signal y (f 1, f 2) The feedback signal y (f IF ) in the same frequency band centered on the intermediate frequency f IF can be converted. Thereby, even if the transmission circuit 31 is configured to include only one set of the down converter 39 and the ADC 41, the parameter adjustment unit 42 can perform feedback using the feedback signal y (f IF ).

次に、図４は、図３のパラメータ調整部４２の構成例を示すブロック図である。   Next, FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration example of the parameter adjustment unit 42 of FIG.

図４に示すように、パラメータ調整部４２は、時間調整部５１、２つのＰＡ（Power Amplifier）モデル５２−１および５２−２、モデリング部５３、並びに、逆特性モデリング部５４を備えて構成される。   As shown in FIG. 4, the parameter adjustment unit 42 includes a time adjustment unit 51, two PA (Power Amplifier) models 52-1 and 52-2, a modeling unit 53, and an inverse characteristic modeling unit 54. The

時間調整部５１には、DPD３２−１および３２−２から歪補償信号ｖ1およびｖ2が供給されるとともに、ダウンコンバータ３９からフィードバック信号ｙが供給され、フィードバック信号ｙに対する歪補償信号ｖ1およびｖ2の時間のズレを補正する。この時間のズレは、DPD３２−１および３２−２から出力された歪補償信号ｖ1およびｖ2が電力増幅器３７を経由してフィードバック信号ｙとしてパラメータ調整部４２に入力されるまでのフィードバック回路において発生し、無線周波数によって異なるものとなる。そして、時間調整部５１は、フィードバック信号ｙに対する時間ズレを補正した歪補償信号ｖ1およびｖ2を、モデリング部５３に供給する。The time adjustment unit 51 is supplied with the distortion compensation signals v 1 and v 2 from the DPDs 32-1 and 32-2, and is also supplied with the feedback signal y from the down converter 39, and the distortion compensation signal v 1 for the feedback signal y and v to correct the deviation of the second time. This time lag is caused in the feedback circuit until the distortion compensation signals v 1 and v 2 output from the DPDs 32-1 and 32-2 are input to the parameter adjustment unit 42 as the feedback signal y via the power amplifier 37. Occurs and varies depending on the radio frequency. Then, the time adjustment unit 51 supplies the distortion compensation signals v 1 and v 2 in which the time deviation with respect to the feedback signal y is corrected to the modeling unit 53.

ＰＡモデル５２−１は、入力信号ｘ1に対する電力増幅器３７の入出力非線形特性を表すモデルであり、ＰＡモデル５２−２は、入力信号ｘ2に対する電力増幅器３７の入出力非線形特性を表すモデルである。ＰＡモデル５２−１および５２−２には、それぞれ入力信号ｘ1およびｘ2の両方が入力される。そして、ＰＡモデル５２−１および５２−２は、例えば、次の式（１）により表される。PA model 52-1 is a model representing the input-output nonlinear characteristics of the power amplifier 37 to the input signal x 1, PA model 52-2 is a model representing the input-output nonlinear characteristics of the power amplifier 37 to the input signal x 2 is there. Both input signals x 1 and x 2 are input to the PA models 52-1 and 52-2, respectively. The PA models 52-1 and 52-2 are expressed by the following equation (1), for example.

Figure 2016129590
Figure 2016129590

ＰＡモデル５２−１は、式（１）のｙm1（ｎ）の多項式の係数の組{ａq,r,m}により決定され、これらの係数を係数ベクトルＡ1としてモデルパラメータとして用いる。同様に、ＰＡモデル５２−２は、式（１）のｙm2（ｎ）の多項式の係数の組{ｂq,r,m}により決定され、これらの係数を係数ベクトルＡ2としてモデルパラメータとして用いる。この結果、ＰＡモデル５２−１からの出力ｙm1とＰＡモデル５２−２からの出力ｙm2は、入力を入力信号ｘ1およびｘ2とする次の式（２）により表され、この値は、DPD３２−１および３２−２を設けない構成における電力増幅器３７の出力と考えることができる。The PA model 52-1 is determined by a set of polynomial coefficients {a q, r, m } of y m1 (n) in the equation (1), and these coefficients are used as model parameters as a coefficient vector A 1 . Similarly, the PA model 52-2 is determined by a set of coefficients {b q, r, m } of the polynomial of y m2 (n) in Equation (1), and these coefficients are used as model parameters as a coefficient vector A 2. Use. As a result, the output y m1 from the PA model 52-1 and the output y m2 from the PA model 52-2 are expressed by the following equation (2) using the input signals x 1 and x 2 as inputs, and this value is The output of the power amplifier 37 in a configuration in which the DPD 32-1 and 32-2 are not provided can be considered.

Figure 2016129590
Figure 2016129590

モデリング部５３は、フィードバック信号ｙと、時間調整部５１から供給される時間ズレを補正した歪補償信号ｖ1およびｖ2とを比較する。このとき、モデリング部５３は、フィードバック信号ｙから出力ｙ1および出力ｙ2を分離して、出力ｙ1をスペクトル反転したものを、その共役複素数で表した共役複素数出力ｙ* 1とすると、フィードバック信号ｙは、次の式（３）で表される。なお、式（３）において、Ｘ1およびＸ2は、式（２）と等価であるが、入力を歪補償信号ｖ1およびｖ2とするベクトルである。The modeling unit 53 compares the feedback signal y with the distortion compensation signals v 1 and v 2 corrected for the time deviation supplied from the time adjustment unit 51. At this time, if the modeling unit 53 separates the output y 1 and the output y 2 from the feedback signal y and the spectrum obtained by inverting the spectrum of the output y 1 is a conjugate complex output y * 1 represented by the conjugate complex number, the modeling unit 53 provides feedback. The signal y is expressed by the following equation (3). In Equation (3), X 1 and X 2 are equivalent to Equation (2), but are vectors whose inputs are distortion compensation signals v 1 and v 2 .

Figure 2016129590
Figure 2016129590

そして、モデリング部５３は、フィードバック信号ｙと、時間ズレを補正した歪補償信号ｖ1およびｖ2との間に、この式（３）の関係があることを利用して、係数ベクトルＡ1およびＡ2を最小二乗法によって推定する。これにより、モデリング部５３は、係数ベクトルＡ1およびＡ2を、ＰＡモデル５２−１および５２−２の係数を決定するために用いることができる。但し、出力ｙ1がスペクトル反転していることより、得られた係数ベクトルはＡの共役複素数Ａ*となるので、この複素共役をとることで係数ベクトルＡとする。なお、モデリング部５３は、次の式（４）および式（５）に従って、フィードバック信号ｙから出力ｙ1および出力ｙ2を分離することができる。Then, the modeling unit 53 uses the relationship of the expression (3) between the feedback signal y and the distortion compensation signals v 1 and v 2 whose time deviation is corrected, and uses the coefficient vector A 1 and A 2 is estimated by the method of least squares. Accordingly, the modeling unit 53 can use the coefficient vectors A 1 and A 2 to determine the coefficients of the PA models 52-1 and 52-2. However, since the output y 1 is spectrum-inverted, the obtained coefficient vector becomes the conjugate complex number A * of A. Therefore, taking this complex conjugate makes the coefficient vector A. The modeling unit 53 can separate the output y 1 and the output y 2 from the feedback signal y according to the following equations (4) and (5).

Figure 2016129590
Figure 2016129590
Figure 2016129590
Figure 2016129590

逆特性モデリング部５４は、モデリング部５３によりＰＡモデル５２−１および５２−２が求められると、上述の式（１）に示す多項式の逆多項式を求め、その逆多項式をDPD３２−１および３２−２の多項式とする。   When PA models 52-1 and 52-2 are obtained by modeling unit 53, inverse characteristic modeling unit 54 obtains an inverse polynomial of the polynomial shown in Equation (1) above, and obtains the inverse polynomial as DPD 32-1 and 32- A polynomial of 2 is assumed.

このようにパラメータ調整部４２は構成されており、フィードバック信号ｙ（ｆIF）から入力信号ｘ1およびｘ2それぞれに対応する出力ｙ1および出力ｙ2を分離して、電力増幅器３７の逆特性となるようにDPD３２−１および３２−２を調整することができる。Thus, the parameter adjustment unit 42 is configured, and separates the output y 1 and the output y 2 corresponding to the input signals x 1 and x 2 from the feedback signal y (f IF ), respectively, so that the inverse characteristic of the power amplifier 37 is obtained. DPD 32-1 and 32-2 can be adjusted to be

図５には、送信回路３１のフィードバック回路での周波数の関係が示されている。   FIG. 5 shows the frequency relationship in the feedback circuit of the transmission circuit 31.

図５のＡには、ダウンコンバータ３９に入力されるフィードバック信号ｙ（ｆ1，ｆ2）の信号スペクトルが示されており、図５のＢには、ダウンコンバータ３９によりダウンコンバートされたフィードバック信号ｙ（ｆIF）の信号スペクトルが示されている。5A shows a signal spectrum of the feedback signal y (f 1 , f 2 ) input to the down converter 39, and FIG. 5B shows a feedback signal down-converted by the down converter 39. The signal spectrum of y (f IF ) is shown.

図５のＡに示すように、フィードバック信号ｙ（ｆ1，ｆ2）は、無線周波数ｆ1および無線周波数ｆ2それぞれを中心とした信号スペクトルにより表される。上述したように、ダウンコンバータ３９は、無線周波数ｆ1および無線周波数ｆ2の中心の局部発振周波数ｆLO｛＝（ｆ1＋ｆ2）／２｝に基づいて、フィードバック信号ｙ（ｆ1，ｆ2）をダウンコンバートする。As shown in FIG. 5A, the feedback signal y (f 1 , f 2 ) is represented by a signal spectrum centered on each of the radio frequency f 1 and the radio frequency f 2 . As described above, the down converter 39 uses the feedback signal y (f 1 , f 2 ) based on the local oscillation frequency f LO {= (f 1 + f 2 ) / 2} at the center of the radio frequency f 1 and the radio frequency f 2. 2 ) Downconvert.

これにより、図５のＢに示すように、無線周波数ｆ1および無線周波数ｆ2それぞれを中心とした信号スペクトルは、中間周波数ｆIF｛＝（ｆ2−ｆ1）／２｝を中心として重なるように表される。つまり、ダウンコンバータ３９が局部発振周波数ｆLOに基づいてダウンコンバートを行うと、局部発振周波数ｆLOより低い無線周波数ｆ1を中心とした信号スペクトルは折り返されることになる結果、２つの信号スペクトルが中間周波数ｆIFを中心として重なることになる。As a result, as shown in FIG. 5B, the signal spectra centered on the radio frequency f 1 and the radio frequency f 2 overlap with each other centering on the intermediate frequency f IF {= (f 2 −f 1 ) / 2}. It is expressed as follows. That is, the down converter 39 performs down-conversion on the basis of the local oscillation frequency f LO, the local oscillation frequency f LO lower than the radio frequency f 1 signal spectrum centered on it to become results wraps, two signal spectrum It overlaps around the intermediate frequency fIF .

ところで、このようなダウンコンバートが行われることで、局部発振周波数ｆLOより低い無線周波数ｆ1を中心とした信号スペクトルが反転することになる。このため、パラメータ調整部４２は、無線周波数ｆ1を中心とした信号スペクトル、即ち、入力信号ｘ1に対応する周波数成分の信号スペクトルを、直接的に、入力信号ｘ1と比較して誤差を求めることはできない。By the way, by performing such down-conversion, the signal spectrum centered on the radio frequency f 1 lower than the local oscillation frequency f LO is inverted. Therefore, the parameter adjustment section 42, a radio frequency f 1 centered signal spectrum, i.e., the signal spectrum of a frequency component corresponding to the input signals x 1, directly, the compared with the input signal x 1 error I can't ask for it.

そこで、パラメータ調整部４２は、入力信号ｘ1の信号スペクトルを反転する処理を行って、その反転後の入力信号ｘ1の信号スペクトルと、フィードバック信号ｙ（ｆIF）に含まれる入力信号ｘ1に対応する周波数成分の信号スペクトルとを比較する必要がある。もちろん、パラメータ調整部４２は、フィードバック信号ｙ（ｆIF）に含まれる入力信号ｘ1に対応する周波数成分の信号スペクトルを反転して、そのままの入力信号ｘ1の信号スペクトルと比較を行ってもよい。即ち、パラメータ調整部４２は、入力信号ｘ1について、いずれか一方の信号スペクトルを反転する処理を行えばよい。Therefore, the parameter adjustment section 42 performs a process of inverting the signal spectrum of the input signal x 1, the signal spectrum of the input signal x 1 after the inverted input signal x 1 that is included in the feedback signal y (f IF) It is necessary to compare the signal spectrum of the frequency component corresponding to. Of course, the parameter adjustment unit 42 may invert the signal spectrum of the frequency component corresponding to the input signal x 1 included in the feedback signal y (f IF ) and compare it with the signal spectrum of the input signal x 1 as it is. Good. That is, the parameter adjustment unit 42 may perform a process of inverting any one of the signal spectra for the input signal x 1 .

なお、局部発振周波数ｆLOより高い無線周波数ｆ2を中心とした信号スペクトルは、そのまま反転されることなく中間周波数ｆIFに変換される。このため、パラメータ調整部４２が、フィードバック信号ｙ（ｆIF）と入力信号ｘ2と比較して誤差を求める際に、入力信号ｘ2の信号スペクトルを反転する処理を行う必要はない。A signal spectrum centered on a radio frequency f 2 higher than the local oscillation frequency f LO is converted into an intermediate frequency f IF without being inverted as it is. Therefore, when the parameter adjustment unit 42 obtains an error by comparing the feedback signal y (f IF ) with the input signal x 2 , it is not necessary to perform a process of inverting the signal spectrum of the input signal x 2 .

このように、２つの周波数に対応する送信回路３１において、ダウンコンバータ３９およびADC４１を一組だけ備える構成としても、従来とほぼ同様に、相互変調ひずみの発生を抑制することができる。   As described above, even if the transmission circuit 31 corresponding to the two frequencies includes only one set of the down converter 39 and the ADC 41, it is possible to suppress the occurrence of intermodulation distortion, as in the conventional case.

次に、図６を参照して、送信回路３１の性能について説明する。   Next, the performance of the transmission circuit 31 will be described with reference to FIG.

図６は、送信回路３１が、周波数1.75GHzの信号と周波数2.75GHzの信号との２つの信号を送信した場合における、周波数の低い方の信号（1.75GHz）のスペクトルを示したものである。例えば、図６のＡには、DPDを有さない構成の送信装置から出力される出力信号の信号スペクトルが示されている。図６のＢには、図２に示したような送信回路１１Ａ、即ち、対応する周波数帯域に比例した複数組のフィードバック回路を備えた従来の構成における出力信号の信号スペクトルが示されている。図６のＣには、送信回路３１の構成における信号スペクトルが示されている。なお、周波数の高い方の信号（2.75GHz）についても、周波数の低い方の信号と同様の効果がみられるので、周波数の高い方の信号のスペクトルの図示は省略し、周波数の低い方の信号を参照して説明を行う。   FIG. 6 shows a spectrum of a signal having a lower frequency (1.75 GHz) when the transmission circuit 31 transmits two signals of a signal having a frequency of 1.75 GHz and a signal having a frequency of 2.75 GHz. For example, FIG. 6A shows a signal spectrum of an output signal output from a transmission apparatus having no DPD. FIG. 6B shows the signal spectrum of the output signal in the conventional configuration including the transmission circuit 11A as shown in FIG. 2, that is, a plurality of sets of feedback circuits proportional to the corresponding frequency band. In FIG. 6C, a signal spectrum in the configuration of the transmission circuit 31 is shown. Note that the same effect as the signal with the lower frequency is observed for the signal with the higher frequency (2.75 GHz), so the spectrum of the signal with the higher frequency is omitted, and the signal with the lower frequency is displayed. An explanation will be given with reference to FIG.

図６のＡに示すように、DPDを有さない構成では、信号スペクトルの波形の幅が広がっており、出力信号に相互変調ひずみが発生していることが分かる。   As shown in FIG. 6A, it can be seen that in the configuration having no DPD, the width of the waveform of the signal spectrum is widened, and the intermodulation distortion is generated in the output signal.

これに対し、図６のＢおよび図６のＣに示すように、信号スペクトルの波形の幅の広がりが抑制されており、どちらの構成においても相互変調ひずみの発生が抑制されている。また、図６のＢおよび図６のＣの信号スペクトルは、ほぼ同様の波形となっており、送信回路３１は、従来の構成の送信回路１１Ａとほぼ同等の性能を備えていることが分かる。   On the other hand, as shown in FIG. 6B and FIG. 6C, the broadening of the waveform of the signal spectrum is suppressed, and the occurrence of intermodulation distortion is suppressed in both configurations. Further, the signal spectra of B of FIG. 6 and C of FIG. 6 have substantially the same waveform, and it can be seen that the transmission circuit 31 has substantially the same performance as the transmission circuit 11A having the conventional configuration.

即ち、一組のフィードバック回路（ダウンコンバータ３９およびADC４１）を備える構成の送信回路３１は、従来の構成送信回路１１Ａと比較しても、その性能が低下することはない。従って、送信回路３１は、フィードバック回路の構成を削減することによって、従来と同様に相互変調ひずみの発生を抑制する機能を、より低コストかつ小型に実現することができる。   That is, the performance of the transmission circuit 31 having a set of feedback circuits (down converter 39 and ADC 41) does not deteriorate even when compared with the conventional configuration transmission circuit 11A. Therefore, the transmission circuit 31 can realize a function of suppressing the occurrence of intermodulation distortion as in the conventional case at a lower cost and a smaller size by reducing the configuration of the feedback circuit.

次に、図７は、本技術を適用した送信回路の第２の実施の形態の構成例を示すブロック図である。   Next, FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration example of the second embodiment of the transmission circuit to which the present technology is applied.

図７の送信回路３１Ａにおいて、図３の送信回路３１と共通する構成については同一の符号を付し、その詳細な説明は省略する。例えば、送信回路３１Ａは、加算器３６、電力増幅器３７、カプラ３８、および、ADC４１を備える点で、図３の送信回路３１と共通する構成となっている。   In the transmission circuit 31A of FIG. 7, the same reference numerals are given to the same components as those of the transmission circuit 31 of FIG. 3, and detailed description thereof is omitted. For example, the transmission circuit 31A has a configuration common to the transmission circuit 31 of FIG. 3 in that it includes an adder 36, a power amplifier 37, a coupler 38, and an ADC 41.

但し、送信回路３１Ａは、Ｎ個のDPD３２−１乃至３２−Ｎ、Ｎ個のDAC３３−１乃至３３−Ｎ、Ｎ個のアップコンバータ３４−１乃至３４−Ｎ、Ｎ個の局部発振器３５−１乃至３５−Ｎ、およびパラメータ調整部４２Ａを備えるとともに、図３のダウンコンバータ３９および局部発振器４０に替えて多段ダウンコンバータ４３を備える点で、図３の送信回路３１と異なる構成となっている。   However, the transmission circuit 31A includes N DPDs 32-1 to 32-N, N DACs 33-1 to 33-N, N up-converters 34-1 to 34-N, and N local oscillators 35-1. 3 to 35-N and a parameter adjustment unit 42A, and a multi-stage down converter 43 is provided instead of the down converter 39 and the local oscillator 40 of FIG.

つまり、送信回路３１Ａは、Ｎ周波数帯域の同時送信および非線形補償が可能となるように構成されており、Ｎ個のDPD３２−１乃至３２−Ｎ、Ｎ個のDAC３３−１乃至３３−Ｎ、Ｎ個のアップコンバータ３４−１乃至３４−Ｎ、およびＮ個の局部発振器３５−１乃至３５−Ｎによって、Ｎ系列の入力信号ｘ1乃至ｘNに対応している。ここで、DPD３２−１乃至３２−Ｎは、Ｎ個の並列ディジタル信号処理を行う１チップの信号処理回路により構成される。That is, the transmission circuit 31A is configured to be capable of simultaneous transmission and non-linear compensation in N frequency bands, and includes N DPDs 32-1 to 32-N, N DACs 33-1 to 33-N, N the number of up-converter 34-1 through 34-N, and N local oscillators 35-1 to 35-N, correspond to the input signals x 1 through x N of the N series. Here, the DPDs 32-1 to 32-N are configured by a one-chip signal processing circuit that performs N parallel digital signal processing.

そして、送信回路３１Ａでは、これらのＮ系列の出力信号が加算器３６により合成された後に電力増幅器３７に入力されて、電力増幅器３７から出力される出力信号がカプラ３８により分岐され、フィードバック信号ｙ（ｆ1，ｆ2，ｆ3，・・・ｆN）として多段ダウンコンバータ４３に入力される。In the transmission circuit 31A, these N-sequence output signals are combined by the adder 36 and then input to the power amplifier 37. The output signal output from the power amplifier 37 is branched by the coupler 38, and the feedback signal y (F 1 , f 2 , f 3 ,... F N ) are input to the multistage down converter 43.

多段ダウンコンバータ４３は、フィードバック信号ｙ（ｆ1，ｆ2，ｆ3，・・・ｆN）に対して、後述の図８および図９を参照して説明するように複数段でダウンコンバートを行い、中間周波数ｆIFにダウンコンバートしたフィードバック信号ｙ(N)を生成してADC４１に供給する。また、パラメータ調整部４２Ａは、図３のパラメータ調整部４２と同様に、フィードバック信号ｙ（ｆ1，ｆ2，ｆ3，・・・ｆN）に基づいて、DPD３２−１乃至３２−Ｎのパラメータの補正、または、演算回路の多項式の調整を行う。例えば、パラメータ調整部４２Ａは、DPD３２−１乃至３２−Ｎに応じたＮ個のＰＡモデル５２（図４参照）を有している。The multistage down-converter 43 performs down-conversion on the feedback signal y (f 1 , f 2 , f 3 ,... F N ) in a plurality of stages as described with reference to FIGS. The feedback signal y (N) down-converted to the intermediate frequency f IF is generated and supplied to the ADC 41. Further, the parameter adjusting unit 42A, like the parameter adjusting unit 42 of FIG. 3, is based on the feedback signal y (f 1 , f 2 , f 3 ,... F N ), and the DPD 32-1 to 32-N. Correct the parameters or adjust the polynomial of the arithmetic circuit. For example, the parameter adjustment unit 42A has N PA models 52 (see FIG. 4) corresponding to the DPDs 32-1 to 32-N.

ここで、図８は、多段ダウンコンバータ４３の構成例を示すブロック図である。   Here, FIG. 8 is a block diagram illustrating a configuration example of the multi-stage down converter 43.

図８に示すように、多段ダウンコンバータ４３は、Ｎ−１個のダウンコンバータ３９−１乃至３９−（Ｎ−１）が直列に接続され、ダウンコンバータ３９−１乃至３９−（Ｎ−１）それぞれに対してＮ−１個の局部発振器４０−１乃至４０−（Ｎ−１）が設けられている。   As shown in FIG. 8, in the multistage down converter 43, N-1 down converters 39-1 to 39- (N-1) are connected in series, and the down converters 39-1 to 39- (N-1) are connected. N-1 local oscillators 40-1 to 40- (N-1) are provided for each.

ダウンコンバータ３９−１は、局部発振器４０−１から供給される局部発振周波数ｆLO(1)に基づいて、フィードバック信号ｙ（ｆ1，ｆ2，ｆ3，・・・ｆN）をダウンコンバートしたフィードバック信号ｙ(1)を生成する。このとき、局部発振器４０−１の局部発振周波数ｆLO(1)は、無線周波数ｆ1と無線周波数ｆ2との中心｛ｆLO(1)＝（ｆ1＋ｆ2）／２｝に設定される。The down converter 39-1 down-converts the feedback signal y (f 1 , f 2 , f 3 ,... F N ) based on the local oscillation frequency f LO (1) supplied from the local oscillator 40-1. Generated feedback signal y (1) . At this time, the local oscillation frequency f LO (1) of the local oscillator 40-1 is set to the center {f LO (1) = (f 1 + f 2 ) / 2} between the radio frequency f 1 and the radio frequency f 2. The

同様に、ダウンコンバータ３９−２は、局部発振器４０−２から供給される局部発振周波数ｆLO(2)に基づいて、フィードバック信号ｙ(1)をダウンコンバートしたフィードバック信号ｙ(2)を生成する。このとき、局部発振器４０−２の局部発振周波数ｆLO(2)は、フィードバック信号ｙ(1)の中間周波数｛（ｆ2−ｆ1）／２｝と、無線周波数ｆ3をダウンコンバータ３９−１でダウンコンバートした周波数｛ｆ3−（ｆ1＋ｆ2）／２｝との中心｛ｆLO(2)＝（ｆ3−ｆ1）／２｝に設定される。Similarly, the down converter 39-2 generates a feedback signal y (2) obtained by down-converting the feedback signal y (1) based on the local oscillation frequency f LO (2) supplied from the local oscillator 40-2. . At this time, the local oscillation frequency f LO (2) of the local oscillator 40-2 is obtained by converting the intermediate frequency {(f 2 −f 1 ) / 2} of the feedback signal y (1) and the radio frequency f 3 into the down converter 39−. 1 and the center {f LO (2) = (f 3 −f 1 ) / 2} with the frequency {f 3 − (f 1 + f 2 ) / 2} down-converted by 1 .

また同様に、ダウンコンバータ３９−３は、局部発振器４０−３から供給される局部発振周波数ｆLO(3)に基づいて、フィードバック信号ｙ(2)をダウンコンバートしたフィードバック信号ｙ(3)を生成する。このとき、局部発振器４０−３の局部発振周波数ｆLO(3)は、フィードバック信号ｙ(2)の中間周波数｛（ｆ3−ｆ2）／２｝と、無線周波数ｆ4をダウンコンバータ３９−１および３９−２でダウンコンバートした周波数｛ｆ4−（ｆ2＋ｆ3）／２｝との中心｛ｆLO(2)＝（ｆ4−ｆ2）／２｝に設定される。Similarly, the down converter 39-3 generates a feedback signal y (3) obtained by down-converting the feedback signal y (2) based on the local oscillation frequency f LO (3) supplied from the local oscillator 40-3. To do. At this time, the local oscillation frequency f LO (3) of the local oscillator 40-3 is obtained by converting the intermediate frequency {(f 3 −f 2 ) / 2} of the feedback signal y (2) and the radio frequency f 4 into the down converter 39−. The center {f LO (2) = (f 4 −f 2 ) / 2} with the frequency {f 4 − (f 2 + f 3 ) / 2} down-converted by 1 and 39-2 is set.

以下、同様に、ダウンコンバータ３９−４乃至３９−（Ｎ−２）においてダウンコンバートが行われ、ダウンコンバータ３９−（Ｎ−１）は、局部発振器４０−（Ｎ−１）から供給される局部発振周波数ｆLO(N-1)に基づいて、フィードバック信号ｙ(N-1)をダウンコンバートしたフィードバック信号ｙ(N)を生成する。このとき、局部発振器４０−（Ｎ−１）の局部発振周波数ｆLO(N-1)は、フィードバック信号ｙ(N-2)の中間周波数｛（ｆN-1−ｆN-2）／２｝と、無線周波数ｆNをダウンコンバータ３９−１乃至３９−（Ｎ−２）でダウンコンバートした周波数｛ｆN−（ｆN-2＋ｆN-1）／２｝との中心｛ｆLO(N-1)＝（ｆN−ｆN-2）／２｝に設定される。Hereinafter, similarly, down-conversion is performed in the down converters 39-4 to 39- (N-2), and the down converter 39- (N-1) is supplied from the local oscillator 40- (N-1). Based on the oscillation frequency fLO (N-1) , a feedback signal y (N) obtained by down-converting the feedback signal y (N-1 ) is generated. At this time, the local oscillation frequency f LO (N-1) of the local oscillator 40- (N-1) is the intermediate frequency {(f N-1 -f N-2 ) / 2 of the feedback signal y (N-2). } And the center {f LO ( ) of the frequency {f N − (f N−2 + f N−1 ) / 2} obtained by down-converting the radio frequency f N by the down converters 39-1 to 39- (N−2). N−1) = (f N −f N−2 ) / 2}.

その結果、多段ダウンコンバータ４３からは、中間周波数ｆIF｛＝（ｆN−ｆN-1）／２｝のフィードバック信号ｙ(N)が出力される。As a result, the multistage down converter 43 outputs a feedback signal y (N) having an intermediate frequency f IF {= (f N −f N−1 ) / 2}.

そして、送信回路３１Ａにおいても、上述した送信回路３１と同様に、多段ダウンコンバータ４３によるダウンコンバートによって信号スペクトルが反転するため、パラメータ調整部４２Ａは、信号スペクトルの反転に考慮して比較を行う必要がある。   Also in the transmission circuit 31A, as in the transmission circuit 31 described above, the signal spectrum is inverted by down-conversion by the multistage down-converter 43. Therefore, the parameter adjustment unit 42A needs to perform comparison in consideration of the inversion of the signal spectrum. There is.

図９は、多段ダウンコンバータ４３における周波数の関係を示す図である。   FIG. 9 is a diagram illustrating a frequency relationship in the multistage down converter 43.

図９に示すように、入力信号ｘ1乃至ｘNそれぞれに対応する無線周波数ｆ1乃至ｆNは、無線周波数ｆ1が最も小さく、無線周波数ｆ1から無線周波数ｆNまでの順に従って大きくなるように設定されている。また、図９では、無線周波数ｆ1乃至ｆNの低い順に周波数を退縮させる例が示されている。As shown in FIG. 9, the radio frequency f 1 to f N corresponding to the respective input signals x 1 to x N, the radio frequency f 1 is the smallest increases in the order from the radio frequency f 1 to a radio frequency f N Is set to FIG. 9 shows an example in which the frequencies are retracted in ascending order of the radio frequencies f 1 to f N.

つまり、ダウンコンバータ３９−１は、局部発振周波数ｆLO(1)｛＝（ｆ1＋ｆ2）／２｝に基づいてダウンコンバートを行って、入力信号ｘ1およびｘ2に対応する無線周波数ｆ1および無線周波数ｆ2の周波数成分については、同一の中間周波数｛（ｆ2−ｆ1）／２｝に退縮して変換される。このとき、残りの無線周波数ｆ3乃至ｆNの周波数成分は、それぞれ局部発振周波数ｆLO(1)｛＝（ｆ1＋ｆ2）／２｝だけ低い周波数に変換される。この結果、ダウンコンバータ３９−１から出力されるフィードバック信号ｙ(1)は、図９の上から２段目に示すようになる。That is, the down converter 39-1 performs down-conversion based on the local oscillation frequency f LO (1) {= (f 1 + f 2 ) / 2}, and the radio frequency f corresponding to the input signals x 1 and x 2. The frequency components of 1 and the radio frequency f 2 are converted by being reduced to the same intermediate frequency {(f 2 −f 1 ) / 2}. At this time, the remaining frequency components of the radio frequencies f 3 to f N are converted to frequencies lower by the local oscillation frequency f LO (1) {= (f 1 + f 2 ) / 2}, respectively. As a result, the feedback signal y (1) output from the down converter 39-1 becomes as shown in the second stage from the top in FIG.

続いて、ダウンコンバータ３９−２が、局部発振周波数ｆLO(2)｛＝（ｆ3−ｆ1）／２｝に基づいてダウンコンバートを行うことで、入力信号ｘ1乃至ｘ3に対応する無線周波数ｆ1乃至ｆ3の周波数成分は、同一の中間周波数｛（ｆ3−ｆ2）／２｝に退縮して変換される。このとき、残りの無線周波数ｆ4乃至ｆNの周波数成分は、それぞれ局部発振周波数ｆLO(2)｛＝（ｆ3−ｆ1）／２｝だけ低い周波数に変換される。この結果、ダウンコンバータ３９−２から出力されるフィードバック信号ｙ(2)は、図９の上から３段目に示すようになる。Subsequently, the down-converter 39-2 performs down-conversion based on the local oscillation frequency f LO (2) {= (f 3 −f 1 ) / 2}, thereby corresponding to the input signals x 1 to x 3 . The frequency components of the radio frequencies f 1 to f 3 are converted into the same intermediate frequency {(f 3 −f 2 ) / 2} by being reduced. At this time, the remaining frequency components of the radio frequencies f 4 to f N are converted to frequencies lower by the local oscillation frequency f LO (2) {= (f 3 −f 1 ) / 2}, respectively. As a result, the feedback signal y (2) output from the down converter 39-2 becomes as shown in the third stage from the top in FIG.

以下、同様に、ダウンコンバータ３９の段数が増えるごとに、周波数が１波ずつ退縮し、ダウンコンバータ３９−（Ｎ−１）が、局部発振周波数ｆLO(N-1)｛＝（ｆN−ｆN-2）／２｝に基づいてダウンコンバートを行うことで、入力信号ｘ1乃至ｘNに対応する無線周波数ｆ1乃至ｆNの周波数成分は、図９の上から４段目に示すように、同一の中間周波数ｆIF｛＝（ｆN−ｆN-1）／２｝に退縮して変換される。Similarly, every time the number of stages of the down-converter 39 increases, the frequency is reduced by one wave, and the down-converter 39- (N−1) has the local oscillation frequency f LO (N−1) {= (f N − The frequency components of the radio frequencies f 1 to f N corresponding to the input signals x 1 to x N are shown in the fourth row from the top in FIG. 9 by performing the down-conversion based on f N-2 ) / 2}. In this way, the conversion is performed by degenerating to the same intermediate frequency f IF {= (f N −f N−1 ) / 2}.

このようなダウンコンバートが多段ダウンコンバータ４３において行われる結果、フィードバック信号ｙ(N)では、入力信号ｘの系統数Ｎが偶数の場合、無線周波数ｆ1，ｆ3，・・・ｆN-1の信号スペクトルが反転する一方、無線周波数ｆ2，ｆ4，・・・ｆNの信号スペクトルはそのまま出力される。従って、パラメータ調整部４２Ａは、入力信号ｘの系統数Ｎが偶数の場合、入力信号ｘ1，ｘ3，・・・ｘN-1を中間周波数帯域で表現した信号スペクトルを反転した後に、フィードバック信号ｙ(N)と比較する必要がある。なお、入力信号ｘの系統数Ｎが偶数の場合、入力信号ｘ2，ｘ4，・・・ｘNについては、このような反転を行う必要はない。Results of such down-conversion is performed in a multistage downconverter 43, the feedback signal y (N), if the number of systems N of the input signal x is an even number, the radio frequency f 1, f 3, ··· f N-1 The signal spectrum of radio frequencies f 2 , f 4 ,... F N is output as it is. Therefore, when the number N of systems of the input signal x is an even number, the parameter adjustment unit 42A performs feedback after inverting the signal spectrum representing the input signals x 1 , x 3 ,... X N-1 in the intermediate frequency band. It is necessary to compare with the signal y (N) . In the case strains speed N of the input signal x is an even number, the input signal x 2, x 4, for · · · x N is not necessary to perform such a reversal.

同様に、入力信号ｘの系統数Ｎが奇数の場合、無線周波数ｆ2，ｆ4，・・・ｆNの信号スペクトルが反転する一方、無線周波数ｆ1，ｆ3，・・・ｆN-1の信号スペクトルはそのまま出力される。従って、パラメータ調整部４２Ａは、入力信号ｘの系統数Ｎが奇数の場合、入力信号ｘ2，ｘ4，・・・ｘNを中間周波数帯域で表現した信号スペクトルを反転した後に、フィードバック信号ｙ(N)と比較する必要がある。なお、入力信号ｘの系統数Ｎが奇数の場合、入力信号ｘ1，ｘ3，・・・ｘN-1については、このような反転を行う必要はない。Similarly, when the number N of systems of the input signal x is an odd number, the signal spectrum of the radio frequencies f 2 , f 4 ,... F N is inverted, while the radio frequencies f 1 , f 3 ,. The signal spectrum of 1 is output as it is. Thus, the parameter adjusting unit 42A, when the number of systems N of the input signal x is an odd number, the input signal x 2, x 4, the · · · x N after inverting the signal spectrum expressed in an intermediate frequency band, the feedback signal y It is necessary to compare with (N) . When the number N of systems of the input signal x is an odd number, such inversion is not necessary for the input signals x 1 , x 3 ,... X N−1 .

このように、パラメータ調整部４２Ａは、入力信号ｘの系統数Ｎに従って反転を行う入力信号を決定し、多段ダウンコンバータ４３によるダウンコンバートが行われるのに伴って反転される信号スペクトルの周波数成分については、その周波数成分に対応する入力信号を反転する処理を行った後に、フィードバック信号ｙ(N)との比較を行う。As described above, the parameter adjustment unit 42A determines the input signal to be inverted according to the number N of systems of the input signal x, and the frequency components of the signal spectrum that are inverted as the multi-stage down converter 43 performs the down conversion. Performs a process of inverting the input signal corresponding to the frequency component, and then compares it with the feedback signal y (N) .

以上のように、送信回路３１Ａは、複数の周波数帯域の出力信号を単一の中間周波数に変換することができるので、多段ダウンコンバータ４３から出力されるフィードバック信号ｙ(N)を単一のADC４１によってディジタル変換してパラメータ調整部４２Ａに供給することができる。このように、単一のADC４１で処理を行うことができる結果、従来の送信回路と比較して、使用するADCの個数を削減することができるため、回路の簡易化、低消費電力化、小型化、および低コスト化を図ることができる。As described above, since the transmission circuit 31A can convert the output signals of a plurality of frequency bands into a single intermediate frequency, the feedback signal y (N) output from the multistage downconverter 43 is converted to a single ADC 41. Can be digitally converted and supplied to the parameter adjustment unit 42A. As described above, since the processing can be performed by the single ADC 41, the number of ADCs to be used can be reduced as compared with the conventional transmission circuit, so that the circuit is simplified, the power consumption is reduced, and the size is reduced. And cost reduction.

ところで、図１０に示すように、入力信号ｘ1には、入力信号ｘ1によって歪ｄ（１，１）が発生するだけでなく、入力信号ｘ2によっても歪ｄ（１，２）が発生する。同様に、入力信号ｘ２には、入力信号ｘ２によって歪ｄ（２，２）が発生するだけでなく、入力信号ｘ１によっても歪ｄ（２，１）が発生する。このように、入力信号ｘ1および入力信号ｘ2には、互いの影響による相互変調ひずみが発生する。Meanwhile, as shown in FIG. 10, the input signal x 1, the input signal x 1 not only distortion d (1, 1) is generated, even distortion d (1, 2) is generated by the input signal x 2 To do. Similarly, the input signal x 2, not only the distortion d (2, 2) is generated by the input signal x 2, also the distortion d (2,1) is generated by the input signal x 1. Thus, the intermodulation distortion due to the mutual influence occurs in the input signal x 1 and the input signal x 2 .

そこで、本技術を適用した図３の送信回路３１は、DPD３２−１には、DPD３２−１がディジタル信号処理を施す対象とする入力信号ｘ1とともに、入力信号ｘ２も入力されるように構成される。同様に、DPD３２−２には、DPD３２−２がディジタル信号処理を施す対象とする入力信号ｘ２とともに、入力信号ｘ１も入力される。Therefore, the transmission circuit 31 of FIG. 3 to which the present technology is applied is configured such that the input signal x 2 is input to the DPD 32-1 together with the input signal x 1 to which the DPD 32-1 is to perform digital signal processing. Is done. Similarly, the DPD32-2, DPD32-2 together with the input signal x 2 of interest subjected to digital signal processing, an input signal x 1 is also input.

これにより、DPD３２−１は、入力信号ｘ1を用いて歪ｄ（１，１）を補償するだけでなく、入力信号ｘ２を用いて歪ｄ（１，２）を補償するディジタル信号処理を行って、歪ｄ（１，１）および歪ｄ（１，２）を補償した歪補償信号ｖ１を生成することができる。同様に、DPD３２−２は、入力信号ｘ２を用いて歪ｄ（２，２）を補償するだけでなく、入力信号ｘ１を用いて歪ｄ（２，１）を補償するディジタル信号処理を行って、歪ｄ（２，２）および歪ｄ（２，１）を補償した歪補償信号ｖ2を生成することができる。Thereby, the DPD 32-1 not only compensates for the distortion d (1, 1) using the input signal x 1 , but also performs digital signal processing for compensating for the distortion d (1, 2) using the input signal x 2. Thus, the distortion compensation signal v 1 that compensates for the distortion d (1,1) and the distortion d (1,2) can be generated. Similarly, DPD32-2 not only compensate for distortion d (2, 2) using the input signal x 2, the digital signal processing for compensating for distortion d (2,1) by using the input signal x 1 Thus, the distortion compensation signal v 2 in which the distortion d (2,2) and the distortion d (2,1) are compensated can be generated.

また、図７の送信回路３１Ａも同様に、DPD３２−１乃至３２−Ｎの各々には、各自がディジタル信号処理を施す対象とする入力信号ｘ1乃至ｘNのいずれかが入力されるだけでなく、全ての入力信号ｘ1乃至ｘNが入力されるように構成される。Similarly, in the transmission circuit 31A of FIG. 7, each of the DPDs 32-1 to 32-N only receives one of the input signals x 1 to x N to be subjected to digital signal processing. However, all the input signals x 1 to x N are input.

従って、送信回路３１および送信回路３１Ａは、複数の入力信号ｘどうしの影響により発生する相互変調ひずみを補償した歪補償信号ｖを生成することができるので、より高精度に歪補償を行うことができる。これにより、送信回路３１および送信回路３１Ａは、アップコンバータ３４によるアップコンバートによって歪補償信号ｖの歪が確実に元に戻され、それぞれの入力信号ｘと同様の波形の出力信号を出力することができる。   Therefore, the transmission circuit 31 and the transmission circuit 31A can generate the distortion compensation signal v that compensates for the intermodulation distortion generated due to the influence of the plurality of input signals x, so that distortion compensation can be performed with higher accuracy. it can. Thereby, the transmission circuit 31 and the transmission circuit 31A can reliably restore the distortion of the distortion compensation signal v by the up-conversion by the up-converter 34, and output an output signal having the same waveform as each input signal x. it can.

ここで、図１１を参照して、本技術を適用した送信回路３１のように、２つの周波数帯域を同時に非線形補償する際の特性について説明する。   Here, with reference to FIG. 11, characteristics when nonlinear compensation is simultaneously performed for two frequency bands as in the transmission circuit 31 to which the present technology is applied will be described.

図１１には、入力信号ｘ1を送信する周波数帯域を１０MHzとし、入力信号ｘ２を送信する周波数帯域を２０MHzとして、DPD３２による歪補償処理があるときと、DPD３２による歪補償処理がないときのとのパワースペクトル密度（Power spectral density）のシミュレーション結果が示されている。In FIG. 11, the frequency band for transmitting the input signal x 1 is 10 MHz, the frequency band for transmitting the input signal x 2 is 20 MHz, and when there is distortion compensation processing by the DPD 32 and when there is no distortion compensation processing by the DPD 32. The simulation results of the power spectral density are shown.

図１１のＡは、送信回路３１の構成、即ち、ダウンコンバータ３９により１つの中間周波数ｆIFにダウンコンバートしたフィードバック信号ｙを用いてパラメータ調整部４２がパラメータを調整するようなフィードバックが行われる構成（Spectra-Folding Feed Back）におけるパワースペクトル密度のシミュレーション結果が示されている。11A shows a configuration of the transmission circuit 31, that is, a configuration in which feedback is performed such that the parameter adjustment unit 42 adjusts parameters using the feedback signal y down-converted to one intermediate frequency f IF by the down converter 39. FIG. The simulation result of the power spectral density in (Spectra-Folding Feed Back) is shown.

一方、このようなフィードバックが行われない構成におけるパワースペクトル密度のシミュレーション結果のうち、図１１のＢには、ＰＡモデルの振幅−振幅特性を１０％変化（２％ずつプラス側およびマイナス側に変化）させたときのシミュレーション結果が示されている。同様に、図１１のＣには、ＰＡモデルの振幅−位相特性を１０％変化させたときのシミュレーション結果が示されている。図１１のＢおよび図１１のＣに示すように、フィードバックが行われない構成では、ＰＡモデルの特性を変化させると、パワースペクトル密度の波形に歪みが発生してしまう。   On the other hand, among the simulation results of the power spectral density in a configuration in which such feedback is not performed, the amplitude-amplitude characteristic of the PA model changes by 10% (changes by 2% in the positive and negative directions) in FIG. ) Simulation results are shown. Similarly, FIG. 11C shows a simulation result when the amplitude-phase characteristic of the PA model is changed by 10%. As shown in FIG. 11B and FIG. 11C, in a configuration in which feedback is not performed, if the characteristics of the PA model are changed, distortion occurs in the waveform of the power spectral density.

これに対し、図１１のＡに示すように、送信回路３１は、上述したようなフィードバックが行われる構成を採用することで、２つの周波数帯域を同時に非線形補償するときに、パワースペクトル密度の波形に歪みが発生することを抑制することができる。即ち、本技術を適用した送信回路３１は、２つの周波数帯域を同時に非線形補償しても、より高精度な歪補償を行うことができる。   On the other hand, as shown in FIG. 11A, the transmission circuit 31 employs a configuration in which feedback is performed as described above, so that when the two frequency bands are nonlinearly compensated simultaneously, the waveform of the power spectral density It is possible to suppress the occurrence of distortion. That is, the transmission circuit 31 to which the present technology is applied can perform more accurate distortion compensation even if nonlinear compensation is simultaneously performed for two frequency bands.

なお、本実施の形態においては、複数の周波数帯域の出力信号を単一の中間周波数にダウンコンバートする構成例について説明を行ったが、例えば、少なくとも入力信号の数より少ない数の中間周波数にダウンコンバートすることにより、従来の構成と比較して上述の効果を得ることができる。   In this embodiment, the configuration example in which the output signals of a plurality of frequency bands are down-converted to a single intermediate frequency has been described. By converting, the above-described effects can be obtained as compared with the conventional configuration.

なお、本実施の形態は、上述した実施の形態に限定されるものではなく、本開示の要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能である。   Note that the present embodiment is not limited to the above-described embodiment, and various modifications can be made without departing from the scope of the present disclosure.

３１および３１Ａ 送信回路， ３２ DPD， ３３ DAC， ３４ アップコンバータ， ３５ 局部発振器， ３６ 加算器， ３７ 電力増幅器， ３８ カプラ， ３９ ダウンコンバータ， ４０ 局部発振器， ４１ ADC， ４２および４２Ａ パラメータ調整部， ４３ 多段ダウンコンバータ， ５１ 時間調整部， ５２−１および５２−２ ＰＡモデル， ５３ モデリング部， ５４ 逆特性モデリング部   31 and 31A transmission circuit, 32 DPD, 33 DAC, 34 up converter, 35 local oscillator, 36 adder, 37 power amplifier, 38 coupler, 39 down converter, 40 local oscillator, 41 ADC, 42 and 42A parameter adjustment unit, 43 Multi-stage down converter, 51 time adjustment unit, 52-1 and 52-2 PA model, 53 modeling unit, 54 inverse characteristic modeling unit

【０００５】
課題を解決するための手段
［００１９］
本開示の一側面の無線通信装置は、所定数の入力信号それぞれに対して、後段の非線形回路における歪を補償する歪補償処理を施す所定個数の歪補償処理部と、歪補償処理部において入力信号に歪補償処理が施された所定数の歪補償信号がそれぞれ異なる周波数にアップコンバートされて合成された後に増幅されて出力される出力信号をフィードバック信号として、歪補償処理部が入力信号に対して施す歪補正処理の調整を行う調整部と、所定数の異なる周波数成分からなる出力信号を、所定数より少ない数の中間周波数にダウンコンバートして、調整部にフィードバックするフィードバック部とを備え、所定個数の歪補償処理部の各々には、各自が歪補償処理を施す対象とする入力信号とともに、その入力信号以外の全ての入力信号が入力され、歪補償処理部から出力される歪補償信号は、調整部に入力され、調整部は、フィードバック部において出力信号に対するダウンコンバートが行われるのに伴って信号スペクトルが反転されるフィードバック信号の周波数成分について、その周波数成分に対応する入力信号との信号スペクトルの比較を行う際に、フィードバック信号および入力信号のいずれか一方の信号スペクトルを反転する処理を行い、前記フィードバック部は、前記所定数より少ない個数のダウンコンバート部を有して構成され、前記出力信号に含まれる所定の２つの周波数の中心の周波数に基づいて、前記出力信号を前記中間周波数にダウンコンバートする。
［００２０］
本開示の一側面の動作方法は、所定数の入力信号それぞれに対して、後段の非線形回路における歪を補償する歪補償処理を施す所定個数の歪補償処理部と、歪補償処理部において入力信号に歪補償処理が施された所定数の歪補償信号がそれぞれ異なる周波数にアップコンバートされて合成された後に増幅されて出力される出力信号をフィードバック信号として、歪補償処理部が入力信号に対して施す歪補正処理の調整を行う調整部と、所定数の異なる周波数成分からなる出力信号を、所定数より少ない数の中間周波数にダウンコンバートして、調整部にフィードバックし、前記所定数より少ない個数のダウンコンバート部を有して構成されるフィードバック部とを備える無線通信装置の動作方法であって、所定個数の歪補償処理部の各々には、各自が歪補償処理を施す対象とする入力信号とともに、その入力信号以外の全ての入力信号が入力され、歪補償処理部から出力される歪補償信号は、調整部に入力され、調整部が、フィードバック部において出力信号に対するダウンコンバートが行われるのに伴って信号スペクトルが反転されるフィードバック信号[0005]
Means for Solving the Problems [0019]
A wireless communication apparatus according to an aspect of the present disclosure includes a predetermined number of distortion compensation processing units that perform distortion compensation processing for compensating distortion in a subsequent nonlinear circuit for each of a predetermined number of input signals, and inputs the distortion compensation processing units A distortion compensation processing unit applies an output signal that is amplified and output after a predetermined number of distortion compensation signals, which have been subjected to distortion compensation processing, are up-converted to different frequencies and synthesized. An adjustment unit that adjusts the distortion correction processing applied, and a feedback unit that down-converts an output signal composed of a predetermined number of different frequency components to an intermediate frequency that is smaller than a predetermined number and feeds back to the adjustment unit, Each of the predetermined number of distortion compensation processing units receives all input signals other than the input signal as well as the input signal to be subjected to distortion compensation processing. The distortion compensation signal output from the distortion compensation processing unit is input to the adjustment unit, which adjusts the frequency of the feedback signal whose signal spectrum is inverted as the output signal is downconverted in the feedback unit. When the signal spectrum is compared with the input signal corresponding to the frequency component for the component, a process is performed to invert the signal spectrum of either the feedback signal or the input signal. The output signal is configured to have a small number of down-conversion units, and the output signal is down-converted to the intermediate frequency based on the center frequency of two predetermined frequencies included in the output signal.
[0020]
An operation method according to an aspect of the present disclosure includes a predetermined number of distortion compensation processing units that perform distortion compensation processing for compensating distortion in a subsequent nonlinear circuit for each of a predetermined number of input signals, and the input signals in the distortion compensation processing unit. The distortion compensation processing unit applies the output signal that is amplified and output after up-converting and synthesizing a predetermined number of distortion compensation signals that have been subjected to distortion compensation processing to the input signals. An adjustment unit that adjusts the distortion correction processing to be performed, and an output signal composed of a predetermined number of different frequency components is down-converted to a lower number of intermediate frequencies and fed back to the adjustment unit, and the number less than the predetermined number And a feedback unit configured to include a down-conversion unit of the wireless communication apparatus, each of the predetermined number of distortion compensation processing units Along with the input signal to be subjected to distortion compensation processing, all input signals other than the input signal are input, the distortion compensation signal output from the distortion compensation processing unit is input to the adjustment unit, the adjustment unit, A feedback signal whose signal spectrum is inverted as the output unit downconverts the output signal

【０００６】
の周波数成分について、その周波数成分に対応する入力信号との信号スペクトルの比較を行う際に、フィードバック信号および入力信号のいずれか一方の信号スペクトルを反転する処理を行い、前記フィードバック部が、前記出力信号に含まれる所定の２つの周波数の中心の周波数に基づいて、前記出力信号を前記中間周波数にダウンコンバートする。
［００２１］
本開示の一側面においては、所定個数の歪補償処理部の各々には、各自が歪補償処理を施す対象とする入力信号とともに、その入力信号以外の全ての入力信号が入力され、歪補償処理部から出力される歪補償信号は、調整部に入力される。そして、出力信号に対するダウンコンバートが行われるのに伴って信号スペクトルが反転されるフィードバック信号の周波数成分について、その周波数成分に対応する入力信号との信号スペクトルの比較を行う際に、フィードバック信号および入力信号のいずれか一方の信号スペクトルを反転する処理が行われる。さらに、所定数より少ない個数のダウンコンバート部を有して構成されるフィードバック部により、出力信号に含まれる所定の２つの周波数の中心の周波数に基づいて、出力信号が中間周波数にダウンコンバートされる。
発明の効果
［００２２］
本開示の一側面によれば、低コスト化および小型化を図ることができる。
図面の簡単な説明
［００２３］
［図１］従来のディジタルプリディストーション非線形補償型の送信回路の一構成例を示す図である。
［図２］２周波数帯域の同時送信および非線形補償が可能な従来の送信回路の一構成例を示す図である。
［図３］本技術を適用した送信回路の第１の実施の形態の構成例を示すブロック図である。
［図４］パラメータ調整部の構成例を示すブロック図である。
［図５］送信回路のフィードバック回路での周波数の関係を示す図である。
［図６］送信回路の性能について説明する図である。
［図７］本技術を適用した送信回路の第２の実施の形態の構成例を示すブロック図である。
［図８］多段ダウンコンバータの構成例を示すブロック図である。[0006]
When the signal spectrum is compared with the input signal corresponding to the frequency component, a process of inverting the signal spectrum of either the feedback signal or the input signal is performed, and the feedback unit performs the output The output signal is down-converted to the intermediate frequency based on the center frequency of two predetermined frequencies included in the signal.
[0021]
In one aspect of the present disclosure, each of a predetermined number of distortion compensation processing units receives an input signal that is a target for which distortion compensation processing is performed, and all input signals other than the input signal. The distortion compensation signal output from the unit is input to the adjustment unit. When the frequency component of the feedback signal whose signal spectrum is inverted as the output signal is down-converted is compared with the input signal corresponding to the frequency component, the feedback signal and the input Processing for inverting the signal spectrum of one of the signals is performed. Further, the output signal is down-converted to an intermediate frequency based on the frequency at the center of two predetermined frequencies included in the output signal by a feedback unit configured to have a number of down-converters smaller than the predetermined number. .
Effects of the Invention [0022]
According to one aspect of the present disclosure, cost reduction and size reduction can be achieved.
BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS [0023]
FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a conventional digital predistortion nonlinear compensation type transmission circuit.
FIG. 2 is a diagram showing a configuration example of a conventional transmission circuit capable of simultaneous transmission and nonlinear compensation in two frequency bands.
FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration example of a first embodiment of a transmission circuit to which the present technology is applied.
FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration example of a parameter adjustment unit.
FIG. 5 is a diagram showing a frequency relationship in a feedback circuit of a transmission circuit.
FIG. 6 is a diagram for explaining the performance of a transmission circuit.
FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration example of a second embodiment of a transmission circuit to which the present technology is applied.
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration example of a multistage down converter.

Claims (7)

所定数の入力信号それぞれに対して、後段の非線形回路における歪を補償する歪補償処理を施す所定個数の歪補償処理部と、
前記歪補償処理部において前記入力信号に歪補償処理が施された前記所定数の歪補償信号がそれぞれ異なる周波数にアップコンバートされて合成された後に増幅されて出力される出力信号をフィードバック信号として、前記歪補償処理部が前記入力信号に対して施す歪補正処理の調整を行う調整部と、
前記所定数の異なる周波数成分からなる前記出力信号を、前記所定数より少ない数の中間周波数にダウンコンバートして、前記調整部にフィードバックするフィードバック部と
を備え、
前記所定個数の歪補償処理部の各々には、各自が歪補償処理を施す対象とする前記入力信号とともに、その入力信号以外の全ての前記入力信号が入力され、
前記歪補償処理部から出力される前記歪補償信号は、前記調整部に入力され、
前記調整部は、前記フィードバック部において前記出力信号に対するダウンコンバートが行われるのに伴って信号スペクトルが反転される前記フィードバック信号の周波数成分について、その周波数成分に対応する前記入力信号との信号スペクトルの比較を行う際に、前記フィードバック信号および前記入力信号のいずれか一方の信号スペクトルを反転する処理を行う
無線通信装置。A predetermined number of distortion compensation processing units for performing a distortion compensation process for compensating for distortion in a subsequent nonlinear circuit for each of a predetermined number of input signals;
The feedback signal is an output signal that is amplified and output after the predetermined number of distortion compensation signals obtained by performing distortion compensation processing on the input signal in the distortion compensation processing unit are up-converted to different frequencies and synthesized. An adjustment unit that adjusts distortion correction processing performed by the distortion compensation processing unit on the input signal;
A feedback unit that down-converts the output signal composed of the predetermined number of different frequency components to an intermediate frequency that is less than the predetermined number, and feeds back to the adjustment unit;
In each of the predetermined number of distortion compensation processing units, all the input signals other than the input signal are input together with the input signal to be subjected to distortion compensation processing,
The distortion compensation signal output from the distortion compensation processing unit is input to the adjustment unit,
The adjustment unit is configured to obtain a frequency component of the feedback signal whose signal spectrum is inverted as the output unit is downconverted with respect to the output signal, and a signal spectrum of the input signal corresponding to the frequency component. A wireless communication apparatus that performs a process of inverting the signal spectrum of one of the feedback signal and the input signal when performing the comparison. 前記フィードバック部は、前記所定数より少ない個数のダウンコンバート部を有して構成され、前記出力信号に含まれる所定の２つの周波数の中心の周波数に基づいて、前記出力信号を前記中間周波数にダウンコンバートする
請求項１に記載の無線通信装置。The feedback unit is configured to include a number of down-conversion units that is smaller than the predetermined number, and the output signal is down-converted to the intermediate frequency based on a center frequency of two predetermined frequencies included in the output signal. The wireless communication apparatus according to claim 1, wherein conversion is performed. 前記フィードバック部は、前記所定数より１つ少ない個数のダウンコンバート部を有して構成され、前記所定数の異なる周波数成分からなる前記出力信号を、１つの中間周波数にダウンコンバートする
請求項１に記載の無線通信装置。The feedback unit includes a number of down-conversion units that are one less than the predetermined number, and down-converts the output signal composed of the predetermined number of different frequency components to one intermediate frequency. The wireless communication device described. 前記歪補償処理部は、前記所定数の周波数成分に対応した所定数の並列ディジタル信号処理を行う１チップの信号処理回路により構成される
請求項１乃至３のいずれかに記載の無線通信装置。4. The wireless communication apparatus according to claim 1, wherein the distortion compensation processing unit includes a one-chip signal processing circuit that performs a predetermined number of parallel digital signal processing corresponding to the predetermined number of frequency components. 5. 前記フィードバック部から出力される前記中間周波数の信号をディジタル信号に変換して前記調整部に供給するディジタル変換部をさらに備え、
前記調整部は、前記歪補償処理部に対する処理をディジタル信号処理により行う信号処理回路により構成される
請求項１乃至４のいずれかに記載の無線通信装置。A digital conversion unit that converts the intermediate frequency signal output from the feedback unit into a digital signal and supplies the digital signal to the adjustment unit;
The wireless communication apparatus according to claim 1, wherein the adjustment unit includes a signal processing circuit that performs processing on the distortion compensation processing unit by digital signal processing. 前記調整部は、前記歪補償処理部から供給される前記歪補償信号と、前記フィードバック部を介して供給される前記フィードバック信号との時間のズレを補正する時間調整部を有する
請求項１乃至５のいずれかに記載の無線通信装置。The adjustment unit includes a time adjustment unit that corrects a time lag between the distortion compensation signal supplied from the distortion compensation processing unit and the feedback signal supplied via the feedback unit. The wireless communication device according to any one of the above. 所定数の入力信号それぞれに対して、後段の非線形回路における歪を補償する歪補償処理を施す所定個数の歪補償処理部と、
前記歪補償処理部において前記入力信号に歪補償処理が施された前記所定数の歪補償信号がそれぞれ異なる周波数にアップコンバートされて合成された後に増幅されて出力される出力信号をフィードバック信号として、前記歪補償処理部が前記入力信号に対して施す歪補正処理の調整を行う調整部と、
前記所定数の異なる周波数成分からなる前記出力信号を、前記所定数より少ない数の中間周波数にダウンコンバートして、前記調整部にフィードバックするフィードバック部と
を備える無線通信装置の動作方法であって、
前記所定個数の歪補償処理部の各々には、各自が歪補償処理を施す対象とする前記入力信号とともに、その入力信号以外の全ての前記入力信号が入力され、
前記歪補償処理部から出力される前記歪補償信号は、前記調整部に入力され、
前記調整部が、前記フィードバック部において前記出力信号に対するダウンコンバートが行われるのに伴って信号スペクトルが反転される前記フィードバック信号の周波数成分について、その周波数成分に対応する前記入力信号との信号スペクトルの比較を行う際に、前記フィードバック信号および前記入力信号のいずれか一方の信号スペクトルを反転する処理を行う
動作方法。A predetermined number of distortion compensation processing units for performing a distortion compensation process for compensating for distortion in a subsequent nonlinear circuit for each of a predetermined number of input signals;
The feedback signal is an output signal that is amplified and output after the predetermined number of distortion compensation signals obtained by performing distortion compensation processing on the input signal in the distortion compensation processing unit are up-converted to different frequencies and synthesized. An adjustment unit that adjusts distortion correction processing performed by the distortion compensation processing unit on the input signal;
A method of operating a wireless communication device comprising: a feedback unit that downconverts the output signal composed of the predetermined number of different frequency components to an intermediate frequency of a number less than the predetermined number and feeds back to the adjustment unit;
In each of the predetermined number of distortion compensation processing units, all the input signals other than the input signal are input together with the input signal to be subjected to distortion compensation processing,
The distortion compensation signal output from the distortion compensation processing unit is input to the adjustment unit,
For the frequency component of the feedback signal whose signal spectrum is inverted as the adjustment unit performs down-conversion on the output signal in the feedback unit, the signal spectrum of the input signal corresponding to the frequency component An operation method for performing a process of inverting the signal spectrum of one of the feedback signal and the input signal when performing the comparison.
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