JPS641797Y2

JPS641797Y2 -

Info

Publication number: JPS641797Y2
Application number: JP6939980U
Authority: JP
Priority date: 1980-05-20
Filing date: 1980-05-20
Publication date: 1989-01-17
Also published as: JPS56169639U

Description

【考案の詳細な説明】本考案は設定電流に応じた連続三角波および連
続矩形波を得ることができる波形発生回路に関す
る。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a waveform generation circuit that can generate continuous triangular waves and continuous rectangular waves according to a set current.

従来、この種の波形発生回路として、たとえば
第１図に示すようなものが知られている。第１図
において１，２は連動して同一の電流値Ｉを設定
される第１、第２の定電流源である。この定電流
源１，２は４個のダイオードをブリツジ接続にし
たダイオードブリツジ、すなわち切換回路３を介
して直列に接続している。このダイオードブリツ
ジ３はその制御端子Ｃに与えられる制御信の
“１”、“０”に応じて各定電流源１，２の一方を
出力端子Ｏに接続する。したがつて制御端子Ｃが
“１”の場合は出力端子Ｏに＋Ｉ電流が流れ“０”
の場合は出力端子Ｏに−Ｉ電流が流れる。そして
上記出力端子Ｏに積分コンデンサ４および高入力
インピーダンスのバツフア５を接続する。そして
バツフア５の出力を一対の比較器６，７の各入力
へ与える。この一対の比較器６，７はそれぞれ正
負極の所定の設定電圧＋Ｅ，−Ｅを設定し、入力
電圧がこの設定電圧＋Ｅ，−Ｅに達すると比較出
力をフリツプフロツプ８へ与える。そしてフリツ
プフロツプ８は上記比較出力を与えられる毎にそ
の出力を反転してダイオードブリツジ２の制御端
子Ｃへ与える。 Conventionally, as this type of waveform generating circuit, for example, the one shown in FIG. 1 is known. In FIG. 1, reference numerals 1 and 2 are first and second constant current sources that are set to the same current value I in conjunction with each other. The constant current sources 1 and 2 are connected in series through a diode bridge, that is, a switching circuit 3, in which four diodes are connected in a bridge manner. The diode bridge 3 connects one of the constant current sources 1 and 2 to the output terminal O according to the control signal "1" or "0" applied to the control terminal C thereof. Therefore, when control terminal C is "1", +I current flows to output terminal O and becomes "0".
In the case of , -I current flows to the output terminal O. An integrating capacitor 4 and a high input impedance buffer 5 are connected to the output terminal O. The output of the buffer 5 is then applied to each input of a pair of comparators 6 and 7. The pair of comparators 6 and 7 set predetermined set voltages +E and -E of positive and negative polarities, respectively, and provide a comparison output to the flip-flop 8 when the input voltage reaches the set voltages +E and -E. Each time the flip-flop 8 receives the comparison output, it inverts the output and applies it to the control terminal C of the diode bridge 2.

ここでフリツプフロツプ８の出力が“１”とす
ると出力端子Ｏには＋Ｉ電流が流れて積分コンデ
ンサ４を充電する。したがつてその端子電圧が上
昇してバツフア５の出力の電位も上昇する。そし
てこの出力電位が＋Ｅに達すると比較器６が動作
してトリガパルスを発生し、フリツプフロツプ８
の出力を反転させる。したがつてフリツプフロツ
プ８の出力は“０”となりこれをダイオードブリ
ツジ２の制御端子Ｃへ与える。そしてて出力端子
Ｏから−Ｉ電流が流れて積分コンデンサ４の充電
電荷を放電する。そしてこの電圧が所定電圧に達
すると比較器７が動作してトリガパルスを発生し
フリツプフロツプ８を反転させその出力を“１”
としもとの状態に戻る。このような動作を繰返し
行なつて発振が持続する。 Here, when the output of the flip-flop 8 is "1", a +I current flows through the output terminal O and charges the integrating capacitor 4. Therefore, the terminal voltage rises and the potential of the output of the buffer 5 also rises. When this output potential reaches +E, the comparator 6 operates and generates a trigger pulse, causing the flip-flop 8
inverts the output of Therefore, the output of the flip-flop 8 becomes "0" and is applied to the control terminal C of the diode bridge 2. Then, -I current flows from the output terminal O to discharge the charge in the integrating capacitor 4. When this voltage reaches a predetermined voltage, the comparator 7 operates and generates a trigger pulse, which inverts the flip-flop 8 and sets its output to "1".
Return to original state. Oscillation is maintained by repeating these operations.

ところでこのような回路において、発振のスタ
ート・ストツプを制御し、スタートレベルを所定
電圧に定める場合、一般に積分電流を制御するこ
とが行なわれる。 By the way, in such a circuit, when controlling the start and stop of oscillation and setting the start level to a predetermined voltage, the integral current is generally controlled.

第２図は積分コンデンサ４の両端間にスイツチ
１１を設けて積分コンデンサ４を短絡して積分動
作を停止し発振を停止するようにしたものであ
る。しかしながらこのようなものでは、スイツチ
１１は任意の時間に短絡することができ発振開始
時の積分の方向が定まらない欠点がある。このた
めに第２図図示破線で示すように、たとえばスイ
ツチ１１に直列にダイオード１２を介挿して短絡
電流に方向性を与えるようにしている。このよう
にすれば、積分コンデンサ４の−Ｉ電流が流れて
積分を行なつている状態でスイツチ１１を閉じる
とダイオード１２は逆方向になり−Ｉ電流を吸収
することはできない。したがつて、積分が継続
し、所定電圧−Ｅに達した後比較器７が動作して
フリツプフロツプ８の出力を反転させる。そして
積分コンデンサ４には＋Ｉ電流が流れてその端子
電圧が上昇する。そしてダイオード１２に順バイ
アス電圧が印加された時点で＋Ｉ電流はダイオー
ド１２を流れ発振を停止する。したがつてダイオ
ード１２の順方向の積分電流において常に発振が
停止し、それによつて発振スタート時のフリツプ
フロツプ８の状態が定まり、発振スタート時の条
件が定まることになる。 In FIG. 2, a switch 11 is provided between both ends of the integrating capacitor 4 to short-circuit the integrating capacitor 4, thereby stopping the integrating operation and stopping the oscillation. However, this type of device has the disadvantage that the switch 11 can be short-circuited at any time and the direction of integration at the start of oscillation cannot be determined. For this purpose, as shown by the broken line in FIG. 2, for example, a diode 12 is inserted in series with the switch 11 to give directionality to the short circuit current. With this arrangement, when the switch 11 is closed while the -I current of the integrating capacitor 4 is flowing and integration is being performed, the diode 12 is in the opposite direction and cannot absorb the -I current. Therefore, the integration continues and after reaching the predetermined voltage -E, the comparator 7 operates to invert the output of the flip-flop 8. Then, +I current flows through the integrating capacitor 4, and its terminal voltage increases. Then, when a forward bias voltage is applied to the diode 12, the +I current flows through the diode 12 and stops oscillation. Therefore, oscillation always stops at the forward integrated current of the diode 12, which determines the state of the flip-flop 8 at the time of starting oscillation, and the conditions at the time of starting oscillation.

しかしながらこのようなものでは発振周波数を
可変する場合は積分電流値を変化させる。したが
つてダイオード１２の内部抵抗のために周波数の
変化によつてストツプレベルが変化し、特に積分
電流の小さい場合は、この状態が顕著に現われ
る。たとえば上述のようにスイツチ１１に直列に
ダイオード１２を介挿すると、そのＩ−Ｖ特性の
ように流れる電流により順方向電圧が変化し、そ
れによつて発振出力のストツプレベルが変動する
問題を生じる。 However, in such a device, when changing the oscillation frequency, the integrated current value is changed. Therefore, due to the internal resistance of the diode 12, the stop level changes with a change in frequency, and this condition appears particularly when the integrated current is small. For example, if the diode 12 is inserted in series with the switch 11 as described above, the forward voltage changes due to the flowing current according to its IV characteristic, which causes a problem that the stop level of the oscillation output changes.

本考案は上記の事情に鑑みてなされたもので、
発振周波数の変化、すなわち積分電流の変化に対
してストツプレベルが変化することなく一定レベ
ルを確実に保持することができる波形発生回路を
提供することを目的とするものである。 This idea was made in view of the above circumstances.
It is an object of the present invention to provide a waveform generating circuit that can reliably maintain a constant stop level without changing the stop level in response to changes in oscillation frequency, that is, changes in integrated current.

以下本考案の一実施例を第１図、第２図と同一
部分に同一符号を付与して第３図に示す回路図を
参照して詳細に説明する。すなわち図中１３はス
タート、ストツプレベル設定用の第３の定電流源
で第１、第２の各定電流源１，２に連動し、かつ
その設定電流Ｉの２倍の電流２１を設定してい
る。そしてこの第３の定電流源１３にダイオード
１５を介し、定電圧源１４を接続している。そし
てこの定電圧源１４は出力波形のスタート、スト
ツプ時点における所望のレベルに等しい電圧を設
定する。この回路において第４図ａに示すよう
に、バツフア５の出力の端子９からは三角波、第
４図ｂに示すようにフリツプフロツプ８の出力の
端子１０からは矩形波がそれぞれ得られる。 Hereinafter, one embodiment of the present invention will be described in detail with reference to a circuit diagram shown in FIG. 3, in which the same parts as in FIGS. 1 and 2 are given the same reference numerals. In other words, 13 in the figure is a third constant current source for setting start and stop levels, which is linked to the first and second constant current sources 1 and 2, and sets a current 21 that is twice the set current I. There is. A constant voltage source 14 is connected to this third constant current source 13 via a diode 15. The constant voltage source 14 sets a voltage equal to a desired level at the start and stop points of the output waveform. In this circuit, a triangular wave is obtained from the output terminal 9 of the buffer 5, as shown in FIG. 4a, and a rectangular wave is obtained from the output terminal 10 of the flip-flop 8, as shown in FIG. 4b.

ここで第１の定電流源１からコンデンサ４へ定
電流Ｉで充電が行なわれている状態でスイツチ１
１をオンする。この場合、ダイオード１２には第
１の定電流源１からの電流Ｉが流れまた第３の定
電流源１３の設定電流２Ｉに対する不足分Ｉはダ
イオード１５を介して流れ込む。したがつてダイ
オード１２，１５のＩ−Ｖ特性が等しい場合、ダ
イオード１５のアノード側の電圧、すなわち定電
圧源１４の設定電圧とダイオード１２のアノード
側の電圧すなわち積分コンデンサ４の端子電圧と
は等しい電圧に保持される。したがつてこの状態
で定電流源１，２の動作を停止することにより所
望のレベルで出力波形をストツプさせることがで
きる。またここで上記定電流源１，２を再び動作
させることにより出力波形は上記ストツプ時のレ
ベルからスタートする。したがつて定電圧源１４
の設定電圧に応じて出力波形のスタート、ストツ
プ時のレベルを制御することができる。 Here, while the capacitor 4 is being charged with the constant current I from the first constant current source 1, the switch 1 is turned off.
Turn on 1. In this case, the current I from the first constant current source 1 flows into the diode 12, and the shortfall I from the set current 2I of the third constant current source 13 flows through the diode 15. Therefore, when the IV characteristics of the diodes 12 and 15 are equal, the voltage on the anode side of the diode 15, that is, the set voltage of the constant voltage source 14, and the voltage on the anode side of the diode 12, that is, the terminal voltage of the integrating capacitor 4 are equal. held at voltage. Therefore, by stopping the operation of constant current sources 1 and 2 in this state, the output waveform can be stopped at a desired level. Also, by operating the constant current sources 1 and 2 again, the output waveform starts from the level at the time of the stop. Therefore, constant voltage source 14
The start and stop levels of the output waveform can be controlled according to the set voltage.

なお本考案は上記実施例に限定されるものでは
なく、たとえば第５図に示すように利得−GNの
増幅器１６の入・出力間にコンデンサ１７を接続
したミラー積分回路を用いるようにしてもよい。
この場合ポテンシヨメータ１８の分圧電圧を入力
抵抗１９を介してバツフアアンプ２０の入力へ与
えこの出力をダイオード１５を介して第３の定電
流源１３へ接続する。また増幅器１６の出力とバ
ツフアアンプ２０の入力との間に出力抵抗２１を
介挿する。ここでポテンシヨメータ１８の分圧電
圧をE₃、抵抗１９，２１の抵抗値をR_i，R₀とす
れば出力波形のスタート、ストツプ時のレベル
E₄は次式で与えられる。 Note that the present invention is not limited to the above-mentioned embodiment, and for example, as shown in FIG. 5, a Miller integrating circuit may be used in which a capacitor 17 is connected between the input and output of an amplifier 16 with a gain of -GN. .
In this case, the divided voltage of potentiometer 18 is applied to the input of buffer amplifier 20 via input resistor 19, and its output is connected to third constant current source 13 via diode 15. Further, an output resistor 21 is inserted between the output of the amplifier 16 and the input of the buffer amplifier 20. Here, if the divided voltage of the potentiometer 18 is E ₃ and the resistance values of the resistors 19 and 21 are R _i and R ₀ , the output waveform's start and stop levels are
E ₄ is given by the following equation.

E₄＝E₃×R₀／R_i 又、第６図に示すようにトランジスタ２２，２
３によるスイツチ動作を行なつても同種半導体で
補正する事により同様な動作が得られる。 E ₄ =E ₃ ×R ₀ /R _i Also, as shown in FIG.
Even if the switch operation according to No. 3 is performed, the same operation can be obtained by correcting with the same type of semiconductor.

以上詳述したように本考案は一定電流で積分コ
ンデンサを充放電させ三角波を得るとともに積分
出力が所定レベルに達したことに応動してフリツ
プフロツプを反転して矩形波を得て上記充放電電
流を切換えるものにおいて、積分コンデンサを出
力波形のストツプ時に閉成するスイツチおよびダ
イオード又は半導体スイツチを介して上記充放電
電流の２倍の電流を設定した第３の定電流源に接
続し、かつこの第３の定電流源に定電圧源を補正
用半導体を介して接続し出力波形のスタート、ス
トツプ時のレベルを所定レベルに制御するように
したものである。したがつて出力波形のスター
ト、ストツプ時のレベルを正確に所定レベルに設
定することができる波形発生回路を提供すること
ができる。 As detailed above, the present invention charges and discharges the integral capacitor with a constant current to obtain a triangular wave, and in response to the integral output reaching a predetermined level, inverts the flip-flop to obtain a rectangular wave and converts the charging and discharging current. In the switching device, the integrating capacitor is connected to a third constant current source set with a current twice the above charging/discharging current via a switch that is closed when the output waveform is stopped and a diode or semiconductor switch, and this third A constant voltage source is connected to the constant current source through a correction semiconductor, and the level at the start and stop of the output waveform is controlled to a predetermined level. Therefore, it is possible to provide a waveform generation circuit that can accurately set the start and stop levels of the output waveform to predetermined levels.

[Brief explanation of the drawing]

第１図、第２図は各別の従来の波形発生回路の
一例を示す回路図、第３図は本考案の一実施例を
示す回路図、第４図ａ，ｂは上記実施例の出力波
形図、第５，６図は本考案の他の実施例の回路図
である。１，２，１３……定電流源、３……切換回路、
４……積分コンデンサ、５……バツフア、６，７
……比較器、８……フリツプフロツプ、１１……
スイツチ、１２，１５……ダイオード、１４……
定電圧源。 Figures 1 and 2 are circuit diagrams showing examples of different conventional waveform generation circuits, Figure 3 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention, and Figures 4a and b are outputs of the above embodiment. The waveform diagrams and FIGS. 5 and 6 are circuit diagrams of other embodiments of the present invention. 1, 2, 13...constant current source, 3...switching circuit,
4... Integrating capacitor, 5... Buffer, 6,7
... Comparator, 8 ... Flip-flop, 11 ...
Switch, 12, 15...Diode, 14...
Constant voltage source.

Claims

[Claims for Utility Model Registration] (1) First and second constant current sources that generate constant currents with equal absolute values and different polarities, and a current of one of the first and second constant current sources. An integrating circuit that charges an integrating capacitor through a switching circuit to generate a triangular wave, a comparator that outputs a comparative output every time the output of this integrating circuit reaches a predetermined upper/lower limit value, and a flip-flop that inverts and generates a rectangular wave based on a comparative output and switches the switching circuit; and a flip-flop that is connected to the integrating capacitor via a switch that closes when the output waveform stops and a semiconductor that gives directionality to the current. a third constant current source set with a current twice the setting current of the first and second constant current sources; and a constant voltage source connected to one end of the third constant current source via a correction semiconductor. A waveform generation circuit comprising: (2) The waveform generating circuit according to claim 1, which is characterized in that a diode is used as the semiconductor that gives directionality to the current. (3) The waveform generating circuit according to claim 1, which is characterized in that a transistor is used as the semiconductor that gives directionality to the current.