JPS6342235A - フエ−ジング等化回路 - Google Patents
フエ−ジング等化回路Info
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- JPS6342235A JPS6342235A JP61185759A JP18575986A JPS6342235A JP S6342235 A JPS6342235 A JP S6342235A JP 61185759 A JP61185759 A JP 61185759A JP 18575986 A JP18575986 A JP 18575986A JP S6342235 A JPS6342235 A JP S6342235A
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- amplifiers
- interference wave
- intermediate frequency
- variable
- variable attenuators
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- Pending
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- 238000005562 fading Methods 0.000 title claims description 10
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 5
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 4
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 4
- 230000008030 elimination Effects 0.000 abstract 2
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 abstract 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000002542 deteriorative effect Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 1
- 239000000470 constituent Substances 0.000 description 1
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000001771 impaired effect Effects 0.000 description 1
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 1
- 125000000391 vinyl group Chemical group [H]C([*])=C([H])[H] 0.000 description 1
- 229920002554 vinyl polymer Polymers 0.000 description 1
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- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概要〕
フェージング等化回路において、第１及び第２の中間周
波増幅部からの検波出力のうち、高い方の検波出力を第
１及び第２の増幅器を介して第１及び第２の受信部内の
多段構成の可変減衰器に加えて減衰量が等しくなる様に
制御することにより、第１及び第２の受信部の自動利得
制御範囲を拡大しても干渉波の除去特性が損われない様
にしたものである。
波増幅部からの検波出力のうち、高い方の検波出力を第
１及び第２の増幅器を介して第１及び第２の受信部内の
多段構成の可変減衰器に加えて減衰量が等しくなる様に
制御することにより、第１及び第２の受信部の自動利得
制御範囲を拡大しても干渉波の除去特性が損われない様
にしたものである。
本発明は例えばスペースダイバーシティ受信を行うマイ
クロ波ディジタル無線装置に使用するフェージング等化
回路の改良に関するものである。
クロ波ディジタル無線装置に使用するフェージング等化
回路の改良に関するものである。
一般に、無線回線を用いてディジタル信号を伝送する際
には周波数の有効利用を図らなければならないので例え
ば多値直交振幅変調方式が用いられる傾向にあるが、こ
の方式はディジタル信号で搬送波の位相と振幅とを変化
させるので受信装置としでは所定のレベルまで歪なく増
幅しなければならない。
には周波数の有効利用を図らなければならないので例え
ば多値直交振幅変調方式が用いられる傾向にあるが、こ
の方式はディジタル信号で搬送波の位相と振幅とを変化
させるので受信装置としでは所定のレベルまで歪なく増
幅しなければならない。
一方、伝搬路で発生するマルチパスフェージングにより
多値直交振幅変調波は復調波形が歪んで誤り率が劣化す
るので、スペースダイバーシティ受信によりフェージン
グによる回線品質の劣化を補償しなればならない。そこ
で、歪なく増幅できる範囲を拡大した時、回線品質が劣
化しない様にすることが必要である。
多値直交振幅変調波は復調波形が歪んで誤り率が劣化す
るので、スペースダイバーシティ受信によりフェージン
グによる回線品質の劣化を補償しなればならない。そこ
で、歪なく増幅できる範囲を拡大した時、回線品質が劣
化しない様にすることが必要である。
第３図は従来例のスペースダイバーシティ用受信部のブ
ロック図で、第４図は主波信号及び干渉波信号のベクト
ル図を示す。
ロック図で、第４図は主波信号及び干渉波信号のベクト
ル図を示す。
第３図において、第１の受信信号はアンテナ３１゜低雑
音増幅器３２．可変減衰器３３．低雑音増幅器３４゜マ
イクロ波の帯域フィルタ３５を通ってミキサ３６で中間
周波数帯に変換され、中間周波増幅器３７．３８を介し
てハイブリッド５２に加えられる。
音増幅器３２．可変減衰器３３．低雑音増幅器３４゜マ
イクロ波の帯域フィルタ３５を通ってミキサ３６で中間
周波数帯に変換され、中間周波増幅器３７．３８を介し
てハイブリッド５２に加えられる。
一方、第２の受信信号はアンテナ４１．低雑音増幅器４
２．可変減衰器４３．低雑音増幅器４４．マイクロ波の
帯域フィルタ４５を通ってミキサ４６で中間周波数帯に
変換され、中間周波増幅器４７，４８．無限移相器５１
を介してハイブリッド５２に加えられて第１の受信信号
と合成され次段に出力される。
２．可変減衰器４３．低雑音増幅器４４．マイクロ波の
帯域フィルタ４５を通ってミキサ４６で中間周波数帯に
変換され、中間周波増幅器４７，４８．無限移相器５１
を介してハイブリッド５２に加えられて第１の受信信号
と合成され次段に出力される。
この時、中間周波増幅器３７．４７の出力は検波器３９
、４９で検波され、この検波電圧はトランジスタＱＩ＋
Ｑｚ及びダイオードＤ、、 Ｄｔを介して直流増幅器
５３で増幅して可変減衰器３３．４３に加えて減衰量を
自動的に制御してアンテナ３１側及びアンテナ４１例の
回路の自動利得制御（以下、 ＡＧＣと省略する）が行
われる。
、４９で検波され、この検波電圧はトランジスタＱＩ＋
Ｑｚ及びダイオードＤ、、 Ｄｔを介して直流増幅器
５３で増幅して可変減衰器３３．４３に加えて減衰量を
自動的に制御してアンテナ３１側及びアンテナ４１例の
回路の自動利得制御（以下、 ＡＧＣと省略する）が行
われる。
ここで、例えば検波器３９の出力電圧が検波器４９の出
力電圧よりも高いとすると、トランジスタＱ。
力電圧よりも高いとすると、トランジスタＱ。
に流れる電流がトランジスタｆｂよりそれよりも小さく
なってａ点の電圧はｂ点の電圧よりも高（、抵抗Ｒ１の
両端の電圧はａ点の電圧となり、この電圧が直流増幅器
５３で増幅されて両方の可変減衰器３３、４３に加えら
れるので回路の利得は同一となる。
なってａ点の電圧はｂ点の電圧よりも高（、抵抗Ｒ１の
両端の電圧はａ点の電圧となり、この電圧が直流増幅器
５３で増幅されて両方の可変減衰器３３、４３に加えら
れるので回路の利得は同一となる。
尚、ＡＧＣ動作は中間周波増幅器３７又は４７の出力レ
ベルの高い方で行われるので、この中間周波増幅器が過
負荷になることはない。又、５０は局部発振器である。
ベルの高い方で行われるので、この中間周波増幅器が過
負荷になることはない。又、５０は局部発振器である。
次に、フェージング等化のプロセスは次の様に行われる
。第４図（ａ）に示す様にアンテナ３１側には送信側か
らの直接波（以下、主波信号と云う）Ｅｌとマルチパス
フェージングによる反射波（以下。
。第４図（ａ）に示す様にアンテナ３１側には送信側か
らの直接波（以下、主波信号と云う）Ｅｌとマルチパス
フェージングによる反射波（以下。
干渉波信号と云う）Ｅｚとが入力し、アンテナ４１には
第４図（ｂ）に示す様に主波信号Ｅ、と干渉波信号Ｅ９
とが入力するが、アンテナ３１とアンテナ４１の取りつ
け位置は近いので主波信号Ｅ、とＥ３及び干渉波信号Ｅ
２とＥ４との絶対値はそれぞれ等しいとする。
第４図（ｂ）に示す様に主波信号Ｅ、と干渉波信号Ｅ９
とが入力するが、アンテナ３１とアンテナ４１の取りつ
け位置は近いので主波信号Ｅ、とＥ３及び干渉波信号Ｅ
２とＥ４との絶対値はそれぞれ等しいとする。
しかし、上記の様にアンテナ３１側とアンテナ４１側の
回路利得は同一なので、無限移相器２１で第４図（ｅ）
に示す様に干渉波信号Ｅ４の位相を干渉波信号Ｅ２の位
相と１８０度異なる様にしてハイブリッド５２の出力で
互いに打ち消させ、主波信号Ｅｌ、８３を合成した信号
Ｅ、を得る様にしてフェージングの等化を行っている。
回路利得は同一なので、無限移相器２１で第４図（ｅ）
に示す様に干渉波信号Ｅ４の位相を干渉波信号Ｅ２の位
相と１８０度異なる様にしてハイブリッド５２の出力で
互いに打ち消させ、主波信号Ｅｌ、８３を合成した信号
Ｅ、を得る様にしてフェージングの等化を行っている。
ここで、多値直交振幅変調方式を用いてディジタル信号
を伝送する際に、受信装置は振幅変調分を歪みなく増幅
するためには標準受信レベルよりも例えば約４０ｄＢ高
いレベルまで入出力特性の直線性が必要となるが、ミキ
サ及び中間周波増幅器はこの様に高いレベルまで直線性
を保つことは困難なために、入力側に可変減衰器を挿入
してミキサ及び中間周波増幅器の直線動作領域に入る様
に入力信号のレベルを制御しなければならない。
を伝送する際に、受信装置は振幅変調分を歪みなく増幅
するためには標準受信レベルよりも例えば約４０ｄＢ高
いレベルまで入出力特性の直線性が必要となるが、ミキ
サ及び中間周波増幅器はこの様に高いレベルまで直線性
を保つことは困難なために、入力側に可変減衰器を挿入
してミキサ及び中間周波増幅器の直線動作領域に入る様
に入力信号のレベルを制御しなければならない。
しかし、例えばビンダイオードを使用した可変減衰器は
１段では例えば約１５ｄＢの減衰量しか取れないので２
〜３個必要となって多段に設けなければならないが、こ
れらの可変減衰器はそれぞれ減衰特性に偏差があるので
多段にする程この偏差の影響が表われる。
１段では例えば約１５ｄＢの減衰量しか取れないので２
〜３個必要となって多段に設けなければならないが、こ
れらの可変減衰器はそれぞれ減衰特性に偏差があるので
多段にする程この偏差の影響が表われる。
例えば１段の場合の同一制御電流による偏差を０．３ｄ
Ｂとすると３段の場合は最大で０．９ｄＢとなり、この
値は可変減衰器を通過した後の第１の受信信号と第２の
受信信号のレベル差になる。
Ｂとすると３段の場合は最大で０．９ｄＢとなり、この
値は可変減衰器を通過した後の第１の受信信号と第２の
受信信号のレベル差になる。
一方、上記の様にアンテナ３１側及びアンテナ４１側の
回路の利得は同一となっているのでハイブリッド５２の
入力側では第４図（ａｌ、 ｆＣ）に示ず主波信号Ｅ１
とＥ３との絶対値及び干渉波信号りとＥ４との絶対値は
等しくなり・′−ζす、無限移相器２１で干渉波信号Ｅ
２とＥ４の位相を１８０度異ｌ６様にしてもハイブリッ
ド５２の出力側では干渉波信号が残り干渉波除去特性が
劣化すると云う問題点がある。
回路の利得は同一となっているのでハイブリッド５２の
入力側では第４図（ａｌ、 ｆＣ）に示ず主波信号Ｅ１
とＥ３との絶対値及び干渉波信号りとＥ４との絶対値は
等しくなり・′−ζす、無限移相器２１で干渉波信号Ｅ
２とＥ４の位相を１８０度異ｌ６様にしてもハイブリッ
ド５２の出力側では干渉波信号が残り干渉波除去特性が
劣化すると云う問題点がある。
この為、合成された受信信号のスペクトラムにデイツブ
が生じて該回線の符号誤り率特性が劣化する。
が生じて該回線の符号誤り率特性が劣化する。
上記の問題点は第１図に示す様なスペースダイバーシテ
ィ受信部において、高い方の検波出力をそれぞれ増幅す
る第１及び第２の増幅器１３．２３と、第１及び第２の
受信信号を減衰させる多段構成の第１及び第２の可変減
衰器１２．２２とを設け、該第１及び第２の増幅器で該
第１及び第２の可変減衰器の減衰量が等しくなる様に制
御する本発明のフェージング等化回路により解決される
。
ィ受信部において、高い方の検波出力をそれぞれ増幅す
る第１及び第２の増幅器１３．２３と、第１及び第２の
受信信号を減衰させる多段構成の第１及び第２の可変減
衰器１２．２２とを設け、該第１及び第２の増幅器で該
第１及び第２の可変減衰器の減衰量が等しくなる様に制
御する本発明のフェージング等化回路により解決される
。
本発明は第１及び第２の受信部１，２に設けられた第１
及び第２の可変減衰器１２．２２との間の減衰特性の偏
差がな（なる様に第１及び第２の増幅器１３．２３の利
得を調整して第１及び第２の受信部の利得を同一にする
。そこで、可変減衰器を多段に構成してＡＧＣ範囲を拡
大しても干渉波信号の絶対値は等しくなっているので干
渉波除去特性は劣化しない。 ・ 〔実施例〕 第２図は本発明の実施例のスペースダイバーシティ用受
信部のブロック図を示す。
及び第２の可変減衰器１２．２２との間の減衰特性の偏
差がな（なる様に第１及び第２の増幅器１３．２３の利
得を調整して第１及び第２の受信部の利得を同一にする
。そこで、可変減衰器を多段に構成してＡＧＣ範囲を拡
大しても干渉波信号の絶対値は等しくなっているので干
渉波除去特性は劣化しない。 ・ 〔実施例〕 第２図は本発明の実施例のスペースダイバーシティ用受
信部のブロック図を示す。
図中、中間周波増幅器３７．３８及び４７，４８ 、検
波器３９及び４９、トランジスタロ、及び口２、ダイオ
ード貼及びり、は第１及び第２の中間周波増幅部１１．
２１の構成部分、可変減衰器１２１．１２２及び２２１
．２２２は第１及び第２の可変減衰器１２．２２の構成
部分、直流増幅器１３゛及び２３°は第１及び第２の増
幅器１３゜２３の構成部分、第１及び第２の可変減衰器
、第１及び第２の中間周波増幅部、第１及び第２の増幅
器と低雑音増幅器３２．３４及び４２．４４、帯域通過
形フィルタ３５及び４５、ミキサ３６及び４６は第１及
び第２の受信部の構成部分である。
波器３９及び４９、トランジスタロ、及び口２、ダイオ
ード貼及びり、は第１及び第２の中間周波増幅部１１．
２１の構成部分、可変減衰器１２１．１２２及び２２１
．２２２は第１及び第２の可変減衰器１２．２２の構成
部分、直流増幅器１３゛及び２３°は第１及び第２の増
幅器１３゜２３の構成部分、第１及び第２の可変減衰器
、第１及び第２の中間周波増幅部、第１及び第２の増幅
器と低雑音増幅器３２．３４及び４２．４４、帯域通過
形フィルタ３５及び４５、ミキサ３６及び４６は第１及
び第２の受信部の構成部分である。
尚、全図を通じて同一符号は同一対象物を示し、本発明
の部分は第１及び第２の可変減衰器、第１及び第２の増
幅器の部分である。
の部分は第１及び第２の可変減衰器、第１及び第２の増
幅器の部分である。
以下、第１及び第２の可変減衰器１２．２２は２段構成
として第２図の動作説明を行う。
として第２図の動作説明を行う。
例えば、直流増幅器１３°及び２３′の利得を同一にし
た時に可変減衰器１２１．１２２の合計減衰量と可変減
衰器２２１．２２２の合計減衰量との間で１ｄＢの差が
ある場合、直流増幅器１３°と２３°の利得に１ｄＢの
差を設けて合計減衰量が等しくなる様にすればアンテナ
３１及び４Ｌに入力した絶対値の等しい主波信号Ｅ１及
びＥ４＋ 干渉波信号Ｅ、及びＥ４は、第１及び第２の
受信部を通過した後もこの状態を維持できるので、干渉
波ｆさ号Ｅ４０位相を無限移相器５１でＥ２と逆相にな
る様に移相してハイブリッド５２で合成すれば干渉波信
号を完全に除去できる。
た時に可変減衰器１２１．１２２の合計減衰量と可変減
衰器２２１．２２２の合計減衰量との間で１ｄＢの差が
ある場合、直流増幅器１３°と２３°の利得に１ｄＢの
差を設けて合計減衰量が等しくなる様にすればアンテナ
３１及び４Ｌに入力した絶対値の等しい主波信号Ｅ１及
びＥ４＋ 干渉波信号Ｅ、及びＥ４は、第１及び第２の
受信部を通過した後もこの状態を維持できるので、干渉
波ｆさ号Ｅ４０位相を無限移相器５１でＥ２と逆相にな
る様に移相してハイブリッド５２で合成すれば干渉波信
号を完全に除去できる。
即ち、ＡＧＣ範囲を拡大しても干渉波除去特性は劣化し
ない。
ない。
以上詳細に説明した様に本発明によればＡＧＣ範囲を拡
大しても干渉波除去特性は劣化しないと云う効果がある
。これにより、回線品質も劣化しない。
大しても干渉波除去特性は劣化しないと云う効果がある
。これにより、回線品質も劣化しない。
第１図は本発明の原理ブロック図、
第２図は本発明の実施例のスペースダイバーシティ用受
信部のブロック図、 第３図は従来例のスペースダイバーシティ用受信部のブ
ロック図、 第４図は主波信号及び干渉波信号のベクトル図を示す。 図において、 １は第１の受イΔ部、 ２は第２の受イ３部、 １１は第１の中間周波増幅器、 １２は第１の可変減衰器、 １３は第１の増幅器、 ２１ば第２の中間周波増幅部１． ２２は第２の可変減衰器、 ２３は第２の増幅器を示す。
信部のブロック図、 第３図は従来例のスペースダイバーシティ用受信部のブ
ロック図、 第４図は主波信号及び干渉波信号のベクトル図を示す。 図において、 １は第１の受イΔ部、 ２は第２の受イ３部、 １１は第１の中間周波増幅器、 １２は第１の可変減衰器、 １３は第１の増幅器、 ２１ば第２の中間周波増幅部１． ２２は第２の可変減衰器、 ２３は第２の増幅器を示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 入力した第１及び第２の受信信号を増幅する第１及び第
２の中間周波増幅部（１１、２１）からの検波出力のう
ち、高い方の検波出力を該第１及び第２の受信部（１、
２）に帰還して利得を制御するスペースダイバーシティ
受信部において、 該高い方の検波出力をそれぞれ増幅する第１及び第２の
増幅器（１３、２３）と、該第１及び第２の受信信号を
減衰させる第１及び第２の可変減衰器（１２、２２）と
を設け、 該第１及び第２の増幅器で該第１及び第２の可変減衰器
の減衰量が等しくなる様に制御することを特徴とするフ
ェージング等化回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61185759A JPS6342235A (ja) | 1986-08-07 | 1986-08-07 | フエ−ジング等化回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61185759A JPS6342235A (ja) | 1986-08-07 | 1986-08-07 | フエ−ジング等化回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6342235A true JPS6342235A (ja) | 1988-02-23 |
Family
ID=16176371
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61185759A Pending JPS6342235A (ja) | 1986-08-07 | 1986-08-07 | フエ−ジング等化回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6342235A (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60254841A (ja) * | 1984-05-31 | 1985-12-16 | Fujitsu Ltd | フエ−ジング等化方式 |
-
1986
- 1986-08-07 JP JP61185759A patent/JPS6342235A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS60254841A (ja) * | 1984-05-31 | 1985-12-16 | Fujitsu Ltd | フエ−ジング等化方式 |
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