JPS6334994B2 - - Google Patents

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JPS6334994B2
JPS6334994B2 JP56124705A JP12470581A JPS6334994B2 JP S6334994 B2 JPS6334994 B2 JP S6334994B2 JP 56124705 A JP56124705 A JP 56124705A JP 12470581 A JP12470581 A JP 12470581A JP S6334994 B2 JPS6334994 B2 JP S6334994B2
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JP
Japan
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reference voltage
time difference
value
signal
time
Prior art date
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Application number
JP56124705A
Other languages
Japanese (ja)
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JPS5827086A (en
Inventor
Yukio Nakagawa
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Fuji Electric Co Ltd
Original Assignee
Fuji Electric Co Ltd
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Filing date
Publication date
Application filed by Fuji Electric Co Ltd filed Critical Fuji Electric Co Ltd
Priority to JP56124705A priority Critical patent/JPS5827086A/en
Publication of JPS5827086A publication Critical patent/JPS5827086A/en
Publication of JPS6334994B2 publication Critical patent/JPS6334994B2/ja
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Classifications

    • GPHYSICS
    • G01MEASURING; TESTING
    • G01FMEASURING VOLUME, VOLUME FLOW, MASS FLOW OR LIQUID LEVEL; METERING BY VOLUME
    • G01F1/00Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow
    • G01F1/66Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by measuring frequency, phase shift or propagation time of electromagnetic or other waves, e.g. using ultrasonic flowmeters
    • G01F1/667Arrangements of transducers for ultrasonic flowmeters; Circuits for operating ultrasonic flowmeters

Description

【発明の詳細な説明】[Detailed description of the invention]

[産業上の利用分野] 本発明は、カウンタが発振器の出力信号を設定
値まで計数するのに要する時間と超音波が被測定
媒体中を伝搬するのに要する時間とが一定な関係
(例えば両時間の差が零)となるように、この時
間差に応じて発振器の発振周波数を制御して、超
音波が伝搬する時間を検出する超音波伝搬時間検
出方法に関する。 [従来の技術] このような超音波伝搬時間検出装置は、例えば
超音波流量計、超音波レベル計などに汎用されて
いる。第1図に、被測定媒体として管路内を流れ
る流体の流量を測る超音波流量計に応用した超音
波伝搬時間検出装置の例を示す。図において、電
圧制御形発振器(以下VCOという)11の発振
出力信号13(周波数f)に同期して同期パルス
発生回路15は送信パルス信号17を発生する。
送信回路19はこの送信パルス信号17に応じて
送信トランスジユーサ21を駆動する。この送信
トランスジユーサ21によつて電気信号を音響信
号に変換し、これにより発生される超音波23
は、被測定媒体たる流体中を伝搬して受信トラン
スジユーサ25によつて受信される。この受信ト
ランスジユーサ25は音響信号を電気信号に変換
し、これによつて得られる受信信号27が受信回
路29によつて検出されたときに論理“1”とな
る検出信号31を時間差検出回路33に供給す
る。 また、パルス発生回路15からの送信パルス信
号17に同期した計数開始信号41が発生され、
この信号41に基づいてカウンタ43はVCO1
1の出力信号13を計数する。カウンタ43は、
予め設定された数値Nに計数状態がなつたとき
に、論理“1”となる出力信号45を時間差検出
回路33に供給し、しかる後リセツトされる。 第2図は第1図に示した時間差検出回路33の
一具体例を示し、ここで、排他的論理和ゲート5
1に、受信回路29からの検出信号31およびカ
ウンタ43の出力信号45を導入する。これら両
信号31および45の論理状態が一致しない期間
すなわち両信号31,45の時間差だけ論理
“1”となるゲート51の出力信号53によつて、
この時間差の期間のみ半導体スイツチ55はオン
となる。スイツチ55がオンとなれば、一定な基
準電圧−ERは、抵抗器57を介して、演算増幅
器59およびコンデンサ61で成る積分回路によ
つて積分される。その出力信号65における積分
出力電圧EIの積分終了時の値は、両信号31およ
び45の時間差に比例した大きさとなる。かよう
にして得た出力信号65の積分出力電圧EIに応じ
てVCO11の発振周波数fを変化させる。この
変化方向は、積分出力電圧EIが所望の値(例えば
零)になる方向への制御である。 すなわち、周波数fの信号41をカウンタ43
が計数してその計数状態がNとなるのに要する計
数時間と、流体中の超音波の伝搬時間とを一致さ
せるようにVCO11の発振周波数fを制御する
閉ループを構成している。従つて、上記計数時間
と超音波伝搬時間とを所定の関係に(この場合は
一致)するように帰還ループを構成しているか
ら、この系が安定した時点においては、 f/N=t (1) の関係が成立する。従つて、図示しないカウンタ
によつてVCO11の発振出力信号13を計数し
て、その発振周波数fを求めることによつて、超
音波伝搬時間tを検出することができる。 第3図は、第1図に示した受信回路29の一具
体例を示し、ここで、比較器71の非反転入力端
子に受信信号27を導入すると共にその反転入力
端子に基準電圧源73の基準電圧Erを供給する。
受信信号29の電圧レベルが基準電圧Erを一度超
過すると、比較信号75を発生し、そしてこの比
較信号75を所定の一定時間に亘つて、保持回路
77が保持し続ける。このようにして、保持回路
77は、超音波23の受信を示す検出信号31を
発生する。 第4図は、第3図の動作を説明するための信号
波形図である。以下、第3図および第4図を参照
しながら、従来の受信回路29の動作をみる。例
えば、第4図Aに示す如く、受信トランスジユー
サ25の受信信号27の最大ピーク値が一定な飽
和電圧ESとなるように増幅した後、基準電圧Er
比較して、この基準電圧Erを初めて上回つた時点
で超音波23が受信トランスジユーサ25に到達
したことを検出していた。つまり、第4図Aにお
いては、受信信号27がその第1波f1で基準電圧
Erを超え、その超過時点t1で検出信号31を発生
している(第4図B参照)。 [発明が解決しようとする問題点] ところで、超音波23が被測定媒体中で減衰を
受けると、受信トランスジユーサ25に到達する
超音波信号の振幅は減少する。その振幅減少率は
超音波の波束の初め(超音波周波数の不連続点)
に近い程大きく、従つて第4図Cに示すようにた
とえ受信信号27をその最大ピーク値が飽和電圧
ESに等しくなるように増幅しても、その第1波f1
が基準電圧Erに達しない場合がある。その場合、
第2波f2が基準電圧Erを超過した時点t2で検出信
号31が発生される(第4図D参照)。その結果、
超音波23が減衰を受けない場合(第3図A)と
減衰を受けた場合(第3図C)とでは、検出信号
31の発生時点に時間ΔTの差が生じ、後者の場
合には第2図に示す積分回路のコンデンサ61が
この時間差ΔTの時間だけ余分に充電されるの
で、積分時間が長くなつて検出誤差となる欠点が
あつた。 このような欠点を解消したものとして、所謂ダ
ブルトリガ方式が提案されている(特開昭55−
23476号「超音波伝搬時間検出回路装置」)。しか
しながら、この方式でも、トリガレベルを設定す
ることによる回路の複雑化、あるいは2つのトリ
ガレベルが共にトリガミスを起こした場合時間差
検出動作が極めて不安定となるとつた欠点があつ
た。 本発明の目的は、このような点に鑑みて、被測
定媒体中での超音波の減衰如何に関係なく、受信
トランスジユーサへの超音波の到達を最適な検出
レベルによつて正確に検出するようにした超音波
伝搬時間検出方法を提供することにある。 [問題点を解決するための手段] このような目的を達成するために、本発明は、
発振器と、この発振器の発振出力に応じた計数を
行うカウンタと、被測定媒体中を伝搬して到達す
る超音波に応じた電圧信号が基準電圧に達した際
に超音波到達信号を発生する受信部と、前記カウ
ンタが所定値になるのに要する計数時間と前記超
音波到達信号が発生される時間との時間差を検出
する時間差検出部と、前記時間差が所定の時間と
なるように前記発振器の発振周波数を制御する制
御手段と、前記受信部に可変基準電圧を供給する
基準電圧供給部と、前記制御手段および基準電圧
供給部を制御すると共に前記時間差検出部の時間
差検出信号および基準電圧供給部の可変基準電圧
を取込んで記憶可能である中央演算処理装置(以
下、CPUと称する)とを備え、 第1モードにおいては、 前記CPUの指令に基づいて、前記制御手段
を介して前記発振器の発振周波数を一定値にホ
ールドすると共に、前記基準電圧供給部を介し
て前記受信部の基準電圧を一定値に設定するス
テツプと、 前記受信部の基準電圧および時間差検出部の
時間差検出信号を前記CPUに記憶するステツ
プと、 前記CPUの指令に基づいて、前記基準電圧
供給部を介して前記受信部の基準電圧を微小変
化させ、その基準電圧値にて超音波伝搬時間の
検出を行い、このときの基準電圧値および時間
差検出信号を前記CPUに記憶するステツプと、 前記基準電圧が所定値に達するまで、前記ス
テツプを繰り返すステツプと、 記憶された基準電圧値および時間差検出信号
から、基準電圧−時間差検出信号特性を求める
ステツプと、 前記基準電圧−時間差検出信号特性データに
基づき、前記時間差検出信号の同一値に対する
基準電圧の最大幅を求め、この最大幅から最適
な基準電圧を求めて、これを前記受信部の基準
電圧として設定するステツプと、 によつて、前記受信部の基準電圧を設定し、 第2モードにおいては、 前記第1モードで設定した基準電圧にて、前記
発振器の発振周波数を可変として前記超音波伝搬
時間を検出する、 ことを特徴とする。 なお、本発明の好適例では、前記基準電圧−特
間差検出信号特性は、前記基準電圧を所定最小値
と所定最大値との間で漸増あるいは漸減させ、そ
の基準電圧の変化に対して時間差検出信号が不変
である基準電圧の最大範囲を求め、この基準電圧
範囲の半値レベルを前記最適な基準電圧とするこ
とができる。 [実施例] 以下図面に基づいて本発明を詳細に説明する。 第5図は本発明の一実施例を示し、ここで第1
図におけると同様な機能を有する部分は同一符号
で示す。第1図と異なる点は、時間差検出回路3
3の出力信号65を通過させたものあるいは一定
電圧をとる信号81をVCO11に供給するゲー
ト回路83と、受信回路29における超音波到達
検出用の基準電圧Erを可変的に供給するデジタル
−アナログ(以下A/Dという)変換器85と、
これらの全体的な制御動作および演算処理を行う
中央演算処理装置(以下CPUという)87とを
設けたことである。 第6図は第5図に示した受信回路29とA/D
変換器85との関係を具体的に示し、すなわち、
CPU87からのデジタル信号91をA/D変換
器85でアナログ信号93に変換する。この信号
93の直流電圧を基準電圧Erとして第3図の電圧
源73の代りに受信回路29における比較器71
の反転入力端子に供給している。 第7図は第5図に示した装置の動作を示す流れ
図である。 第8図は第5図および第6図に示した受信回路
29における可変基準電圧Erと時間差検出回路3
3の出力信号65が有する電圧E65との関係を示
す図である。 以下第5図〜第8図を参照する。先ず基準電圧
設定モードとして、第7図に示す流れ図に従つた
動作をなす。すなわち、CPU87からゲート制
御信号95をゲート回路83に供給して、VCO
11の制御信号81の電圧を一定としてこの
VCO11をホールドする。また、基準電圧可変
のためのデジタル信号91をA/D変換器85に
供給して、基準電圧Erが0V(:最小値Eo)のアナ
ログ信号93を発生し、この信号93を受信回路
29と共にCPU87で供給する(ブロツク10
1)。そのような状態で、時間差検出回路33の
出力信号65をCPU87に導入し、その信号6
5の電圧E65および基準電圧信号93の基準電圧
ErをCPU87にて記憶する(ブロツク103)。
次いで、基準電圧可変の信号91の指令によつて
基準電圧信号93の基準電圧Erを微電圧分ΔE(例
えば30mV)だけ増加する(ブロツク105)。
増加した基準電圧Erが所定の最大値Enを超した
か否か判定する(ブロツク107)。もし否定判
定ならば、送信回路19および送信トランスジユ
ーサ21によつて次の超音波23を例えば10ミリ
秒毎(100回/1秒)に発射し(ブロツク10
9)、しかる後ブロツク103に戻る。すなわち、
ブロツク105において新しく設定された基準電
圧Erの下で時間差検出回路33の出力電圧E65
求める。かような動作を基準電圧Erが最大値En
を超すまで繰り返し、ブロツク107において肯
定判定となつた場合に、このループを抜け出す。 例えば、第8図に示す如く、受信トランスジユ
ーサ25による受信信号27であつた場合に、基
準電圧Erを最大値En=3Vの範囲で可変制御する
と、基準電圧Er対時間差検出回路33における出
力電圧E65の特性が曲線201として得られる。 この特性曲線201の求め方について説明す
る。最大値Em=3V(=3000mV)の場合には、
上述の如く、基準電圧Erが30mVずつ増加させ
られるので、第7図のブロツク103〜ブロツク
109に基づいて基準電圧Erが0Vから3Vに達す
るまでには100回の測定が行われることになる。
すなわち、Er=30mVにて1回の測定が行われ
てその時の時間差検出電圧E65が求められ、同様
にEr=60mVにて1回の測定が行われてその時
の時間差検出電圧E65が求められ、同様にしてEr
=90mVにて1回の測定が行われてその時の時間
差検出電圧E65が求められる。このようにして基
準電圧Erが3Vに達するまで100回の測定が行われ
るのであるが、その結果、一例として次表のよう
な基準電圧Er−時間差検出電圧E65特性データテ
ーブルが得られたとする。
[Industrial Application Field] The present invention provides a method in which the time required for a counter to count the output signal of an oscillator up to a set value and the time required for an ultrasonic wave to propagate through a medium to be measured have a constant relationship (for example, both The present invention relates to an ultrasonic propagation time detection method for detecting the propagation time of an ultrasonic wave by controlling the oscillation frequency of an oscillator according to the time difference so that the time difference becomes zero. [Prior Art] Such an ultrasonic propagation time detection device is widely used in, for example, an ultrasonic flow meter, an ultrasonic level meter, and the like. FIG. 1 shows an example of an ultrasonic propagation time detection device applied to an ultrasonic flowmeter that measures the flow rate of fluid flowing in a pipe as a medium to be measured. In the figure, a synchronization pulse generation circuit 15 generates a transmission pulse signal 17 in synchronization with an oscillation output signal 13 (frequency f) of a voltage controlled oscillator (hereinafter referred to as VCO) 11.
The transmitting circuit 19 drives the transmitting transducer 21 in response to the transmitting pulse signal 17. The transmitting transducer 21 converts the electric signal into an acoustic signal, and the ultrasonic wave 23 generated thereby
propagates through the fluid, which is the medium to be measured, and is received by the receiving transducer 25. This receiving transducer 25 converts the acoustic signal into an electrical signal, and when the received signal 27 obtained thereby is detected by the receiving circuit 29, a detection signal 31 which becomes logic "1" is sent to the time difference detection circuit. 33. Further, a counting start signal 41 synchronized with the transmission pulse signal 17 from the pulse generation circuit 15 is generated,
Based on this signal 41, the counter 43
1 output signal 13 is counted. The counter 43 is
When the counting state reaches a preset value N, an output signal 45 that becomes logic "1" is supplied to the time difference detection circuit 33, and is then reset. FIG. 2 shows a specific example of the time difference detection circuit 33 shown in FIG.
1, the detection signal 31 from the receiving circuit 29 and the output signal 45 of the counter 43 are introduced. The output signal 53 of the gate 51 becomes logic "1" during the period when the logic states of these two signals 31 and 45 do not match, that is, the time difference between the two signals 31 and 45.
The semiconductor switch 55 is turned on only during this time difference. When the switch 55 is turned on, the constant reference voltage -E R is integrated through the resistor 57 by an integrating circuit consisting of an operational amplifier 59 and a capacitor 61. The value of the integrated output voltage E I in the output signal 65 at the end of the integration has a magnitude proportional to the time difference between the two signals 31 and 45. The oscillation frequency f of the VCO 11 is changed in accordance with the integrated output voltage E I of the output signal 65 obtained in this manner. This direction of change is a control in which the integrated output voltage E I becomes a desired value (for example, zero). That is, the signal 41 of frequency f is sent to the counter 43.
A closed loop is configured to control the oscillation frequency f of the VCO 11 so that the counting time required for the counting state to become N coincides with the propagation time of the ultrasonic wave in the fluid. Therefore, since the feedback loop is configured so that the counting time and the ultrasonic propagation time have a predetermined relationship (in this case, they match), when this system becomes stable, f/N=t ( The relationship 1) holds true. Therefore, the ultrasonic propagation time t can be detected by counting the oscillation output signal 13 of the VCO 11 using a counter (not shown) and finding the oscillation frequency f. FIG. 3 shows a specific example of the receiving circuit 29 shown in FIG. Supply reference voltage E r .
Once the voltage level of the received signal 29 exceeds the reference voltage E r , a comparison signal 75 is generated, and a holding circuit 77 continues to hold this comparison signal 75 for a predetermined period of time. In this way, holding circuit 77 generates detection signal 31 indicating reception of ultrasound 23. FIG. 4 is a signal waveform diagram for explaining the operation of FIG. 3. The operation of the conventional receiving circuit 29 will be described below with reference to FIGS. 3 and 4. For example, as shown in FIG. 4A, after the maximum peak value of the received signal 27 of the receiving transducer 25 is amplified to a constant saturation voltage E S , this reference voltage is compared with the reference voltage E r . The arrival of the ultrasonic wave 23 at the receiving transducer 25 was detected when it exceeded E r for the first time. In other words, in FIG. 4A, the received signal 27 is at the reference voltage at its first wave f1 .
E r is exceeded, and a detection signal 31 is generated at the time point t 1 when E r is exceeded (see FIG. 4B). [Problems to be Solved by the Invention] By the way, when the ultrasonic wave 23 is attenuated in the medium to be measured, the amplitude of the ultrasonic signal reaching the receiving transducer 25 decreases. The amplitude reduction rate is the beginning of the ultrasound wave packet (discontinuity point of ultrasound frequency)
Therefore, as shown in FIG. 4C, even if the received signal 27 has a maximum peak value of
Even if it is amplified to be equal to E S , the first wave f 1
may not reach the reference voltage E r . In that case,
A detection signal 31 is generated at time t 2 when the second wave f 2 exceeds the reference voltage E r (see FIG. 4D). the result,
When the ultrasonic wave 23 is not attenuated (FIG. 3A) and when it is attenuated (FIG. 3C), there is a difference in time ΔT when the detection signal 31 is generated, and in the latter case, the time ΔT is different when the detection signal 31 is generated. Since the capacitor 61 of the integrating circuit shown in FIG. 2 is charged for an extra time of this time difference ΔT, the integration time becomes longer, resulting in a detection error. A so-called double trigger method has been proposed to overcome these drawbacks (Japanese Unexamined Patent Application Publication No. 1989-1999).
No. 23476 "Ultrasonic propagation time detection circuit device"). However, this method also has the disadvantage that the circuit becomes complicated due to the setting of the trigger level, or that the time difference detection operation becomes extremely unstable if a trigger error occurs at both of the two trigger levels. In view of these points, it is an object of the present invention to accurately detect ultrasonic waves reaching a receiving transducer at an optimal detection level, regardless of the attenuation of the ultrasonic waves in the medium to be measured. An object of the present invention is to provide a method for detecting ultrasonic propagation time. [Means for solving the problems] In order to achieve such an object, the present invention has the following features:
An oscillator, a counter that performs counting according to the oscillation output of this oscillator, and a receiver that generates an ultrasonic arrival signal when a voltage signal corresponding to the ultrasonic wave propagating through the medium to be measured reaches a reference voltage. a time difference detection part that detects a time difference between the counting time required for the counter to reach a predetermined value and the time at which the ultrasonic arrival signal is generated; a control means for controlling an oscillation frequency; a reference voltage supply section for supplying a variable reference voltage to the receiving section; and a time difference detection signal and reference voltage supply section for controlling the control means and the reference voltage supply section and for supplying a time difference detection signal and a reference voltage to the time difference detection section. a central processing unit (hereinafter referred to as CPU) capable of capturing and storing a variable reference voltage of the oscillator; holding the oscillation frequency at a constant value and setting the reference voltage of the receiving section to a constant value via the reference voltage supply section; a step in which the reference voltage of the receiving section is slightly changed through the reference voltage supply section based on a command from the CPU, and the ultrasonic propagation time is detected using the reference voltage value; storing a reference voltage value and a time difference detection signal in the CPU; repeating the steps until the reference voltage reaches a predetermined value; and determining the reference voltage-time difference from the stored reference voltage value and time difference detection signal. a step of determining detection signal characteristics, and determining a maximum width of a reference voltage for the same value of the time difference detection signal based on the reference voltage-time difference detection signal characteristic data, determining an optimal reference voltage from this maximum width, and determining this. setting the reference voltage of the receiving section as a reference voltage of the receiving section; in a second mode, the oscillation frequency of the oscillator is set using the reference voltage set in the first mode; The method is characterized in that the ultrasonic propagation time is detected as a variable. In a preferred embodiment of the present invention, the reference voltage-specific difference detection signal characteristic is such that the reference voltage is gradually increased or decreased between a predetermined minimum value and a predetermined maximum value, and a time difference is determined with respect to a change in the reference voltage. The maximum range of the reference voltage in which the detection signal remains unchanged can be determined, and the half-value level of this reference voltage range can be set as the optimum reference voltage. [Example] The present invention will be described in detail below based on the drawings. FIG. 5 shows an embodiment of the invention, in which the first
Parts having similar functions to those in the figures are designated by the same reference numerals. The difference from Fig. 1 is that the time difference detection circuit 3
A gate circuit 83 supplies the VCO 11 with a signal 81 that has passed the output signal 65 of 3 or has a constant voltage, and a digital-analog circuit that variably supplies a reference voltage E r for detecting the arrival of ultrasonic waves in the receiving circuit 29. (hereinafter referred to as A/D) converter 85,
A central processing unit (hereinafter referred to as CPU) 87 is provided to perform these overall control operations and arithmetic processing. Figure 6 shows the receiving circuit 29 and A/D shown in Figure 5.
The relationship with the converter 85 is specifically shown, that is,
A digital signal 91 from the CPU 87 is converted into an analog signal 93 by an A/D converter 85. Using the DC voltage of this signal 93 as a reference voltage E r , the comparator 71 in the receiving circuit 29 replaces the voltage source 73 in FIG.
is supplied to the inverting input terminal of FIG. 7 is a flowchart showing the operation of the apparatus shown in FIG. FIG. 8 shows the variable reference voltage E r in the receiving circuit 29 shown in FIGS. 5 and 6 and the time difference detection circuit 3.
3 is a diagram showing the relationship between the output signal 65 of No. 3 and the voltage E 65. FIG. Reference will be made to FIGS. 5 to 8 below. First, in the reference voltage setting mode, the operation is performed according to the flowchart shown in FIG. That is, the gate control signal 95 is supplied from the CPU 87 to the gate circuit 83, and the VCO
Assuming that the voltage of the control signal 81 of 11 is constant,
Hold VCO11. Further, a digital signal 91 for varying the reference voltage is supplied to the A/D converter 85 to generate an analog signal 93 with a reference voltage E r of 0 V (: minimum value E o ), and this signal 93 is sent to the receiving circuit. 29 and is supplied by the CPU 87 (block 10
1). In such a state, the output signal 65 of the time difference detection circuit 33 is introduced into the CPU 87, and the signal 65 is input to the CPU 87.
5 voltage E 65 and the reference voltage of the reference voltage signal 93
E r is stored in the CPU 87 (block 103).
Next, the reference voltage E r of the reference voltage signal 93 is increased by a minute voltage ΔE (for example, 30 mV) according to a command from the reference voltage variable signal 91 (block 105).
It is determined whether the increased reference voltage E r exceeds a predetermined maximum value E n (block 107). If the determination is negative, the transmitting circuit 19 and the transmitting transducer 21 emit the next ultrasonic wave 23 every 10 milliseconds (100 times/second) (block 10
9), and then returns to block 103. That is,
In block 105, the output voltage E 65 of the time difference detection circuit 33 is determined under the newly set reference voltage E r . In such an operation, the reference voltage E r is the maximum value E n
The process is repeated until the value exceeds 100, and when an affirmative determination is made in block 107, the loop is exited. For example, as shown in FIG. 8, when the received signal 27 is received by the receiving transducer 25, if the reference voltage E r is variably controlled within the range of the maximum value E n =3V, the reference voltage E r vs. time difference detection circuit The characteristic of the output voltage E 65 at 33 is obtained as a curve 201. A method for obtaining this characteristic curve 201 will be explained. When the maximum value Em=3V (=3000mV),
As mentioned above, since the reference voltage Er is increased by 30 mV, 100 measurements will be performed until the reference voltage Er reaches 3V from 0V based on blocks 103 to 109 in FIG.
That is, one measurement is performed at Er = 30 mV and the time difference detection voltage E 65 at that time is determined, and similarly, one measurement is performed at Er = 60 mV and the time difference detection voltage E 65 at that time is determined. Similarly, Er
One measurement is performed at =90mV, and the time difference detection voltage E65 at that time is determined. In this way, measurements are performed 100 times until the reference voltage Er reaches 3V. As an example, let us assume that the following table shows the reference voltage Er - time difference detection voltage E 65 characteristic data table. .

【表】 … … …
なお、第1表において、Noは測定回数を表す。 このような第1表のデータをグラフ化すると、
第8図の特性曲線201が得られる。 次いで、CPU87は、その内部に記憶された
第8図の曲線201による特性データに基づき最
適な基準電圧Erを求める。すなわち、これらのデ
ータを検索して、時間差検出電圧E65の同一値に
対する基準電圧Erの最大幅(この場合はe2)を求
めた後、その半値点のレベル(:E1+E2/2)に基 準電圧Erを設定する(ブロツク111)。この基
準電圧Erの設定について更に詳細に説明する。
すなわち、第4図において、第1波f1のピークと
第2波f2のピークとの時間差、第2波f2のピーク
と第3波f3のピークとの時間差は例えば第2図に
示した時間差検出回路の場合には通常電圧値とし
て約1Vになるように設定される。従つて、少し
余裕をもつて、各波のピーク間の時間差は電圧値
として0.6V位の値であるとする。従つて、CPU
は第1表の特性データテーブルの時間差検出電圧
E65について、前回の測定値と今回の測定値とを
比較して、両測定値の差が0.6V以上であるとき
の基準電圧Erを検出する。この結果、第1表で
は、No.10からNo.11にかけて第1波f1から第2
波f2への移行が行われ、同様にNo.43からNo.44
にかけて第2波f2から第3波f3への移行が行われ
たことが理解できる。そして、CPUはNo.10のEr
=300mVをE1に設定し、同様にNo.43のEr=
1290mVをE2に設定する。このようにして第1
表の特性データテーブルから順次第8図のE3
E4が検出される。CPUはE1、E2、E3、E4を比較
してe1、e2、e3、e4、e5を求め、このe1〜e5から
その最大値すなわち同一値に対する基準電圧の最
大幅(e2)を求める。そして、この場合には、そ
の半値点レベル(=795mV)を基準電圧として
設定する。かような基準電圧Erの信号93をA/
D変換器85から発生し続けるように基準電圧可
変制御用のデジタル信号91を発生すると共に、
ゲート制御信号95の指令によつてVCO11の
ホールドを解除する(ブロツク113)。従つて、
時間差検出回路33の出力信号65に応じて
VCO11の発振周波数fが制御される動作に復
帰することとなる。数秒をおいて、超音波伝搬時
間検出のための位相ロツクループが定常状態に復
帰するのを持つて(ブロツク115)、基準電圧
設定モードの動作を終了する。 従つて、超音波伝搬時間の検出に最適な基準電
圧Erが設定されたことになるから、検出モードの
通常動作により、VCO11の発振周波数fの信
号13に基づきCPU87によつて、超音波伝搬
時間tを求めればよい。その場合、第4図で説明
した如く超音波の減衰に起因する誤差ΔTを含む
ことなく正確な測定ができる。 なお、上述の説明では、基準電圧Erを最大幅
の半値点レベルに設定する例について述べたが、
気泡等を含む流体によつて超音波が減衰を受けや
すい場合には、そのレベルよりも低い値に設定し
た方がよい。従つて、基準電圧Erを最大幅(e2
における何れの値に設定するということは測定対
象となる流体に応じて決定される。 なお、第8図の特性は、基準電圧Erを漸増させ
て得たものであるが、最大値Enから最小値Eo
漸減させて得てもよい。また、最小値Eoおよび
最大値Enを変えて、基準電圧Erの可変範囲は必
要に応じてCPU87で指定してもよい。 第9図は本発明を応用した超音波流量計を示
す。第5図と比較して構成上異なる点は、超音波
を被測定流体中で順方向および逆方向に伝搬させ
るようにしたことである。すなわち、切換スイツ
チ301および303によつて対向配置された一
対のトランスジユーサ311および313を交互
に送、受信用に切換える。更に、可変周波発振回
路部911を2つのVCO321および323で
構成し、そして切換スイツチ331および333
で切換えるように構成している。 上記構成において流量測定動作について説明す
る。先ず、すべての切換スイツチ301,30
3,331および333をそれぞれ接点a側ある
いは接点b側として、前述第7図の流れ図に従つ
た動作によつて受信回路29の最適な基準電圧Er
を設定する。 しかる後、スイツチ301,303,331お
よび333をそれぞれ接点a側に倒す。すると、
トランスジユーサ311から発射された超音波4
01が他方のトランスジユーサ313に到達する
時間とカウンタ43が計数状態Nに達する時間と
が一致するように、VCO321の発振周波数fg
を制御する閉ループが形成される。この系が安定
すれば、超音波が順方向に伝搬する時間に対応し
た周波数fgをVCO321は発振し続ける。 次に、すべてのスイツチ301,303,33
1および333をそれぞれ接点b側に倒す。する
と、トランスジユーサ313から発射された超音
波403が他方のトランスジユーサ311に逆方
向で伝搬する時間と、カウンタ43が計数状態N
に達する時間とが一致するように、VCO323
の発振周波数frを制御する閉ループが形成され
る。この系が安定すれば、超音波が逆方向に伝搬
する時間に対応した周波数frでVCO323は発振
を続行する。これら両周波数fgおよびfrの差Δf
(:fg−fr)は、周知の如く被測定流体の流速(流
量)に比例するから、CPU87によつてこれら
両周波数fgおよびfrに基づいて流量を計算すれば
よい。従つて、被測定流体中を伝搬する超音波の
減衰に基因する誤差を有することなく、流量の測
定を正確に行うことができる。 [発明の効果] 以上詳述した如く、本発明によれば、最適な超
音波伝搬時間の検出レベルが自動的に設定でき、
媒体中を伝搬する超音波が減衰しても安定な伝搬
時間検出が可能な超音波伝搬時間検出装置を実現
することができる。
【table】 … … …
Note that in Table 1, No represents the number of measurements. If we graph the data in Table 1 like this, we get
A characteristic curve 201 shown in FIG. 8 is obtained. Next, the CPU 87 determines the optimum reference voltage E r based on the characteristic data stored therein according to the curve 201 in FIG. 8. That is, after searching these data and finding the maximum width of the reference voltage E r (e 2 in this case) for the same value of the time difference detection voltage E 65 , the level of the half-value point (: E 1 + E 2 / 2) the reference voltage E r is set (block 111). The setting of this reference voltage Er will be explained in more detail.
That is, in FIG. 4, the time difference between the peak of the first wave f 1 and the peak of the second wave f 2 and the time difference between the peak of the second wave f 2 and the peak of the third wave f 3 are as shown in FIG. In the case of the time difference detection circuit shown, the voltage value is normally set to about 1V. Therefore, with a little margin, it is assumed that the time difference between the peaks of each wave is a voltage value of about 0.6V. Therefore, the CPU
is the time difference detection voltage in the characteristic data table in Table 1.
Regarding E 65 , the previous measured value and the current measured value are compared, and the reference voltage Er is detected when the difference between the two measured values is 0.6 V or more. As a result, in Table 1, from No. 10 to No. 11, the first wave f 1 to the second wave
A transition to wave f 2 is made, similarly from No. 43 to No. 44
It can be seen that the transition from the second wave f 2 to the third wave f 3 took place during the period. And the CPU is No.10 Er
= 300mV is set to E 1 , and similarly No. 43 Er =
Set 1290mV to E2 . In this way the first
E 3 in Figure 8 in order from the characteristic data table in the table,
E 4 is detected. The CPU compares E 1 , E 2 , E 3 , and E 4 to find e 1 , e 2 , e 3 , e 4 , and e 5 , and from these e 1 to e 5 calculates the maximum value, that is, the reference voltage for the same value. Find the maximum width (e 2 ) of In this case, the half-value point level (=795 mV) is set as the reference voltage. The signal 93 of such reference voltage E r is A/
Generates a digital signal 91 for reference voltage variable control so that it continues to be generated from the D converter 85, and
The hold of the VCO 11 is released by the command of the gate control signal 95 (block 113). Therefore,
According to the output signal 65 of the time difference detection circuit 33
The operation is returned to where the oscillation frequency f of the VCO 11 is controlled. After a few seconds, the phase lock loop for ultrasonic propagation time detection returns to a steady state (block 115), and then the operation in the reference voltage setting mode ends. Therefore, the optimal reference voltage E r for detecting the ultrasonic propagation time has been set, so in the normal operation of the detection mode, the CPU 87 detects the ultrasonic propagation time based on the signal 13 of the oscillation frequency f of the VCO 11. All you have to do is find the time t. In this case, as explained in FIG. 4, accurate measurement can be performed without including the error ΔT caused by the attenuation of the ultrasonic waves. In addition, in the above explanation, an example was described in which the reference voltage Er is set to the half-value point level of the maximum width.
If ultrasonic waves are likely to be attenuated by a fluid containing bubbles, etc., it is better to set the value to a value lower than that level. Therefore, the reference voltage Er is the maximum width (e 2 )
Which value to set in is determined depending on the fluid to be measured. Although the characteristics shown in FIG. 8 were obtained by gradually increasing the reference voltage E r , they may also be obtained by gradually decreasing the reference voltage E r from the maximum value E n to the minimum value E o . Further, the variable range of the reference voltage E r may be specified by the CPU 87 as necessary by changing the minimum value E o and the maximum value E n . FIG. 9 shows an ultrasonic flowmeter to which the present invention is applied. The difference in configuration compared to FIG. 5 is that the ultrasonic waves are propagated in the forward and reverse directions in the fluid to be measured. That is, the pair of transducers 311 and 313, which are arranged opposite to each other, are alternately switched to transmit and receive by the changeover switches 301 and 303. Furthermore, the variable frequency oscillation circuit section 911 is composed of two VCOs 321 and 323, and the changeover switches 331 and 333
It is configured so that it can be switched with . The flow rate measurement operation in the above configuration will be explained. First, all the changeover switches 301, 30
3, 331 and 333 are set to the contact a side or the contact b side, respectively, and the optimum reference voltage E r of the receiving circuit 29 is determined by operating according to the flowchart shown in FIG.
Set. After that, switches 301, 303, 331, and 333 are each turned to the contact a side. Then,
Ultrasonic wave 4 emitted from transducer 311
The oscillation frequency f g of the VCO 321 is adjusted such that the time when 01 reaches the other transducer 313 coincides with the time when the counter 43 reaches the counting state N.
A closed loop is formed to control the Once this system is stable, the VCO 321 continues to oscillate at a frequency f g corresponding to the time that the ultrasonic wave propagates in the forward direction. Next, all switches 301, 303, 33
1 and 333 to the contact b side. Then, the time required for the ultrasonic wave 403 emitted from the transducer 313 to propagate in the opposite direction to the other transducer 311, and the counting state N of the counter 43
VCO323 so that the time to reach coincides with
A closed loop is formed to control the oscillation frequency fr . Once this system is stabilized, the VCO 323 continues oscillating at a frequency f r corresponding to the time during which the ultrasonic waves propagate in the opposite direction. The difference Δf between these two frequencies f g and f r
As is well known, (: f g - f r ) is proportional to the flow rate (flow rate) of the fluid to be measured, so the flow rate can be calculated by the CPU 87 based on these two frequencies f g and fr . Therefore, the flow rate can be accurately measured without errors caused by attenuation of the ultrasonic waves propagating in the fluid to be measured. [Effects of the Invention] As detailed above, according to the present invention, it is possible to automatically set the optimum ultrasonic propagation time detection level,
It is possible to realize an ultrasonic propagation time detection device that can stably detect propagation time even when ultrasonic waves propagating in a medium are attenuated.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第1図は従来の超音波伝搬時間検出装置の一例
を示すブロツク図、第2図は時間差検出回路の一
具体例を示すブロツク図、第3図は受信回路の一
具体例を示すブロツク図、第4図は第3図に示す
受信回路の動作を説明するための信号波形図、第
5図は本発明による超音波伝搬時間検出装置の一
実施例を示すブロツク図、第6図は第5図に示す
装置における一部の具体的関係を示すブロツク
図、第7図は第5図に示す装置の動作を説明する
ための流れ図、第8図は第5図に示す装置におけ
る基準電圧対時間差検出出力電圧の一特性を示す
図、第9図は本発明による超音波伝搬時間検出装
置を応用した超音波流量計のブロツク図である。 11,321,323……電圧制御形発振器、
15……同期パルス発生回路、19……送信回
路、21,25,311,313……トランスジ
ユーサ、29……受信回路、33……時間差検出
回路、43……カウンタ、51……排他的論理和
回路、59……演算増幅器、71……比較器、8
3……ゲート回路、87……中央演算処理装置。
FIG. 1 is a block diagram showing an example of a conventional ultrasonic propagation time detection device, FIG. 2 is a block diagram showing a specific example of a time difference detection circuit, and FIG. 3 is a block diagram showing a specific example of a receiving circuit. 4 is a signal waveform diagram for explaining the operation of the receiving circuit shown in FIG. 3, FIG. 5 is a block diagram showing an embodiment of the ultrasonic propagation time detection device according to the present invention, and FIG. 7 is a flowchart for explaining the operation of the device shown in FIG. 5, and FIG. 8 is a reference voltage vs. time difference in the device shown in FIG. 5. FIG. 9, which is a diagram showing one characteristic of the detected output voltage, is a block diagram of an ultrasonic flowmeter to which the ultrasonic propagation time detection device according to the present invention is applied. 11,321,323...voltage controlled oscillator,
15... Synchronous pulse generation circuit, 19... Transmission circuit, 21, 25, 311, 313... Transducer, 29... Receiving circuit, 33... Time difference detection circuit, 43... Counter, 51... Exclusive OR circuit, 59... operational amplifier, 71... comparator, 8
3...Gate circuit, 87...Central processing unit.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 1 発振器と、この発振器の発振出力に応じた計
数を行うカウンタと、被測定媒体中を伝搬して到
達する超音波に応じた電圧信号が基準電圧に達し
た際に超音波到達信号を発生する受信部と、前記
カウンタが所定値になるのに要する計数時間と前
記超音波到達信号が発生される時間との時間差を
検出する時間差検出部と、前記時間差が所定の時
間となるように前記発振器の発振周波数を制御す
る制御手段と、前記受信部に可変基準電圧を供給
する基準電圧供給部と、前記制御手段および基準
電圧供給部を制御すると共に前記時間差検出部の
時間差検出信号および基準電圧供給部の可変基準
電圧を取込んで記憶可能である中央演算処理装置
(以下、CPUと称する)とを備え、 第1モードにおいては、 前記CPUの指令に基づいて、前記制御手段
を介して前記発振器の発振周波数を一定値にホ
ールドすると共に、前記基準電圧供給部を介し
て前記受信部の基準電圧を一定値に設定するス
テツプと、 前記受信部の基準電圧および時間差検出部の
時間差検出信号を前記CPUに記憶するステツ
プと、 前記CPUの指令に基づいて、前記基準電圧
供給部を介して前記受信部の基準電圧を微小変
化させ、その基準電圧値にて超音波伝搬時間の
検出を行い、このときの基準電圧値および時間
差検出信号を前記CPUに記憶するステツプと、 前記基準電圧が所定値に達するまで、前記ス
テツプを繰り返すステツプと、 記憶された基準電圧値および時間差検出信号
から、基準電圧−時間差検出信号特性を求める
ステツプと、 前記基準電圧−時間差検出信号特性データに
基づき、前記時間差検出信号の同一値に対する
基準電圧の最大幅を求め、この最大幅を形成す
る最小電圧値と最大電圧値との間の所望の電圧
値を前記受信部の基準電圧として設定するステ
ツプと、 によつて、前記受信部の基準電圧を設定し、 第2モードにおいては、 前記第1モードで設定した基準電圧にて、前記
発振器の発振周波数を可変として前記超音波伝搬
時間を検出する、 ことを特徴とする超音波伝搬時間検出方法。
[Claims] 1. An oscillator, a counter that performs counting according to the oscillation output of the oscillator, and an ultrasonic wave when a voltage signal corresponding to an ultrasonic wave propagating through a medium to be measured reaches a reference voltage. a receiving section that generates a sonic arrival signal; a time difference detecting section that detects a time difference between the counting time required for the counter to reach a predetermined value and the time at which the ultrasonic arrival signal is generated; a control means for controlling the oscillation frequency of the oscillator so that; a reference voltage supply section for supplying a variable reference voltage to the reception section; and a time difference detection section for controlling the control means and the reference voltage supply section, a central processing unit (hereinafter referred to as CPU) capable of capturing and storing the detection signal and the variable reference voltage of the reference voltage supply section; in the first mode, the control is performed based on instructions from the CPU; holding the oscillation frequency of the oscillator at a constant value through means, and setting the reference voltage of the receiving section to a constant value via the reference voltage supply section; and a reference voltage and time difference detection section of the receiving section. a step of storing a time difference detection signal in the CPU; and a step of slightly changing the reference voltage of the receiving section via the reference voltage supply section based on a command from the CPU, and adjusting the ultrasonic propagation time at the reference voltage value. detecting the reference voltage value and time difference detection signal at this time in the CPU; repeating the step until the reference voltage reaches a predetermined value; and detecting the stored reference voltage value and time difference. a step of determining a reference voltage-time difference detection signal characteristic from the signal; and a step of determining a maximum width of the reference voltage for the same value of the time difference detection signal based on the reference voltage-time difference detection signal characteristic data, and determining a minimum width forming this maximum width. setting the reference voltage of the receiving section to a desired voltage value between the voltage value and the maximum voltage value; An ultrasonic propagation time detection method, comprising: detecting the ultrasonic propagation time by varying the oscillation frequency of the oscillator using a reference voltage set in a mode.
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