JPS6333328B2 - - Google Patents
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- JPS6333328B2 JPS6333328B2 JP13271582A JP13271582A JPS6333328B2 JP S6333328 B2 JPS6333328 B2 JP S6333328B2 JP 13271582 A JP13271582 A JP 13271582A JP 13271582 A JP13271582 A JP 13271582A JP S6333328 B2 JPS6333328 B2 JP S6333328B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/12—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は受信機用に有用な周波数変換器に関す
るもので直線性の改善を目的とする。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a frequency converter useful for receiver applications and is directed to improved linearity.
従来、スーパーヘテロダイン型受信機用周波数
変換器として種々のものが用いられている。 Conventionally, various types of frequency converters have been used for superheterodyne receivers.
たとえば、バイポーラトランジスタ素子あるい
は、FETの、ベース、エミツタ特性、ゲート、
ソース特性の非直線性を利用したものが多用され
ているが、２種以上の入力信号が加えられた場合
の混変調、相互変調特性、すなわち直線性は良好
でない。このため、周波数が近接して多くの放送
局が受信し得る地域では、受信機の周波数変換器
として上記のようなものを用いた場合、受信機内
部で多くの妨害信号が発生し、良好な受信ができ
ない場合が生ずる。 For example, the base, emitter characteristics, gate,
Although devices that take advantage of the nonlinearity of source characteristics are often used, cross-modulation and intermodulation characteristics, that is, linearity, are not good when two or more types of input signals are added. Therefore, in areas where the frequencies are close to each other and can be received by many broadcasting stations, if the above-mentioned frequency converter is used as a receiver frequency converter, many interference signals will be generated inside the receiver, making it difficult to receive a good signal. There may be cases where reception is not possible.
他方、上記の問題を解決するため、トランジス
タを二重平衡型に接続したダブルバランスドミキ
サが用いられる場合もある。しかし、この場合、
一般に能動素子を多く用いるため雑音指数が良好
でなく、受信感度を低下させると云う別の問題が
生ずる。 On the other hand, in order to solve the above problem, a double-balanced mixer in which transistors are connected in a double-balanced manner is sometimes used. But in this case,
Generally, since a large number of active elements are used, the noise figure is not good, which causes another problem of lowering reception sensitivity.
また、他の解決手段として、シヨツトキーダイ
オードなどを用いたバランスドミキサが用いられ
る場合もあるが、この場合もやはり、本質的に変
換利得が得られず、受信感度を低下させると云う
問題が生ずる。 In addition, as another solution, a balanced mixer using a Schottky diode or the like may be used, but in this case as well, there is the problem that essentially no conversion gain is obtained and the receiving sensitivity is reduced. occurs.
本発明は上記の諸問題を解決しうる高性能な周
波数変換器を提案するものであり、直線性の良い
可変抵抗素子を差動増幅器の共通エミツタ抵抗と
して利用することを特徴とするものである。 The present invention proposes a high-performance frequency converter that can solve the above problems, and is characterized by using a variable resistance element with good linearity as a common emitter resistance of a differential amplifier. .
以下、図面を用いて本発明の一実施例につき説
明する。 An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
第１図は、本発明に使用する可変抵抗素子の動
作原理を説明するためのものであり、本素子につ
いては、既に特願昭56−202713にて提案している
が、再度、その概略につき説明する。 Fig. 1 is for explaining the operating principle of the variable resistance element used in the present invention. Although this element has already been proposed in Japanese Patent Application No. 1982-202713, the outline thereof will be explained again. explain.
第１図イは、本可変抵抗素子の平面図、いわゆ
るマスクパターンのコンポジツトマスクを示すも
のであり、第１図ロは、第１図イのＡ―A′で示
す線に基づく断面図、第１図ハは本素子の記号表
示法を示すものである。 FIG. 1A is a plan view of the present variable resistance element, showing a composite mask of a so-called mask pattern, and FIG. 1B is a cross-sectional view taken along the line A-A' in FIG. FIG. 1C shows the symbol representation of this device.
第１図イ，ロにおいて、領域１０１は、Ｐ型サ
ブストレートおよび分離拡散層を、領域１０２は
Ｎ型エピタキシヤル層を、領域１０３はＰ型ベー
ス拡散層を、領域１０４はＮ型エミツタ拡散層
を、領域１０５はアルミ配線層を、領域１０６は
SiO2絶縁層を、そして、１０７，１０８，１０
９は、夫々エピタキシヤル層１０２、ベース拡散
層１０３、エミツタ拡散層１０４とアルミ配線部
１０５との接続部を示すものである。また、上記
アルミ配線層１０５は、エミツタ電極Ｅ、ベース
電極B0、可変抵抗素子電極B1，B2、コレクタ電
極C1，C2を構成し、この可変抵抗素子の記号表
示法はその動作原理から判断し、第１図ハに示す
ものとする。 In FIGS. 1A and 1B, region 101 is a P-type substrate and isolation diffusion layer, region 102 is an N-type epitaxial layer, region 103 is a P-type base diffusion layer, and region 104 is an N-type emitter diffusion layer. , the area 105 is the aluminum wiring layer, and the area 106 is the aluminum wiring layer.
SiO 2 insulating layer and 107, 108, 10
Reference numeral 9 indicates a connection portion between the epitaxial layer 102, the base diffusion layer 103, the emitter diffusion layer 104, and the aluminum wiring portion 105, respectively. Further, the aluminum wiring layer 105 constitutes an emitter electrode E, a base electrode B 0 , variable resistance element electrodes B 1 and B 2 , and collector electrodes C 1 and C 2 . Judging from the principle, it is shown in Figure 1C.
次に本可変抵抗素子の動作原理につき説明す
る。 Next, the operating principle of this variable resistance element will be explained.
本可変抵抗素子は、第１図イ，ロより明らかな
ように、変形されたベース拡散領域を有するバイ
ポーラトランジスタと同様の構造を有し、電極
B1，B2間の抵抗値が、エミツタからベース領域
に注入される少数キヤリヤにより制御されること
を利用する。第１図に示す構造は、電極B1，B2
間の抵抗値が、ほぼエミツタ領域直下のベース領
域の呈する抵抗値で示されるようにするために例
示したものである。 As is clear from Figure 1 A and B, this variable resistance element has a structure similar to that of a bipolar transistor with a modified base diffusion region, and
It takes advantage of the fact that the resistance value between B 1 and B 2 is controlled by minority carriers injected from the emitter to the base region. The structure shown in FIG. 1 has electrodes B 1 , B 2
This example is given so that the resistance value between the two is represented by the resistance value exhibited by the base region almost directly under the emitter region.
いま、ここで、通常のバイポーラトランジスタ
と同様に、エミツタ領域の不純物濃度をベース領
域のそれよりはるかに大きくしておくと、順方向
バイアス時のエミツタ領域からベース領域への少
数キヤリヤの注入効率はトランジスタと同様、ほ
ぼ１に近づけることができ、エミツタ直下のベー
ス領域のキヤリヤは、ほぼ、エミツタから注入さ
れた少数キヤリヤで占められていると見なすこと
ができる。したがつて、エミツタ直下のベース領
域の抵抗値は、上記少数キヤリヤの量に反比例す
る。一方、上記少数キヤリヤの量は、エミツタ電
流に比例する。 Now, as in a normal bipolar transistor, if the impurity concentration in the emitter region is made much higher than that in the base region, the injection efficiency of minority carriers from the emitter region to the base region during forward bias is Similar to a transistor, it can be approximated to 1, and the carriers in the base region directly under the emitter can be considered to be almost occupied by minority carriers injected from the emitter. Therefore, the resistance value of the base region directly below the emitter is inversely proportional to the amount of the minority carrier. On the other hand, the amount of the minority carrier is proportional to the emitter current.
したがつて、第１図のような構造を有する可変
抵抗素子の電極B1，B2間の抵抗値RB1―B2は、エ
ミツタ電流をIE、比例定数を大とすれば、ほぼ次
式で示される。 Therefore, the resistance value R B1 - B2 between the electrodes B 1 and B 2 of the variable resistance element having the structure as shown in Fig. 1 is approximately expressed by the following formula, assuming that the emitter current is I E and the proportionality constant is large. It is indicated by.
RB1―B2＝Ｋ／IE……(1)
第１図に示すコレクタ電極C1，C2は、ベース
拡散層と、エピタキシヤル層の間に通常のトラン
ジスタと同様、逆バイアスを与えるためのもので
あり、これは、エミツタ電流の広い変化範囲にわ
たり、エミツタからベース領域への少数キヤリヤ
注入効率を１に近く保つことに大いに役立つ。 R B1 - B2 = K/I E ...(1) The collector electrodes C 1 and C 2 shown in Figure 1 are used to provide a reverse bias between the base diffusion layer and the epitaxial layer, as in a normal transistor. This greatly helps in keeping the minority carrier injection efficiency from the emitter to the base region close to unity over a wide variation range of emitter current.
また、ベース電極B0は、通常のトランジスタ
と同様エミツタからベース領域への少数キヤリヤ
注入量を制御するために設けられており、上述の
可変抵抗素子用電極B1，B2と共用しなかつた理
由は、抵抗値制御用の信号成分が極力、上記電極
B1，B2に現われないよう配慮したものであり、
上記電極B1，B2と対称的な位置に設けているの
もこのためである。同様の理由で、コレクタ電極
C1，C2も、上記電極B1，B2と対称的な位置に設
けられており、第１図とは別の、たとえば、第１
図イに示すエミツタ電極の上部に、電極B1，B2
と対称的な位置に１つだけのコレクタ電極を設け
ることもできる。 In addition, the base electrode B 0 is provided to control the amount of minority carriers injected from the emitter to the base region as in a normal transistor, and is not shared with the variable resistance element electrodes B 1 and B 2 described above. The reason is that the signal component for resistance value control is
It is designed to avoid appearing in B 1 and B 2 .
This is also the reason why they are provided at positions symmetrical to the electrodes B 1 and B 2 mentioned above. For similar reasons, the collector electrode
C 1 and C 2 are also provided at positions symmetrical to the electrodes B 1 and B 2 , and are different from those shown in FIG.
Electrodes B 1 and B 2 are placed on the top of the emitter electrode shown in Figure A.
It is also possible to provide only one collector electrode in a symmetrical position.
上述の可変抵抗素子はトランジスタ、FETな
どのPN接合部の非直線性を利用するのでなく、
ベース領域の伝導度変調を利用しているものであ
るため、良好な直線性を有する可変抵抗素子と考
えることができる。 The variable resistance element mentioned above does not utilize the nonlinearity of the PN junction of transistors, FETs, etc.
Since it utilizes conductivity modulation in the base region, it can be considered a variable resistance element with good linearity.
第２図は、本可変抵抗素子を用いた本発明の一
実施例の周波数変換器を示すものである。 FIG. 2 shows a frequency converter according to an embodiment of the present invention using the present variable resistance element.
第２図において、端子１に加えられた入力信号
は、結合コンデンサ５を介して、トランジスタ
６，７、第１図にて詳述した可変抵抗素子１４、
そして、中間周波トランス１６を中心として構成
される差動増幅器に加えられる。 In FIG. 2, an input signal applied to terminal 1 is transmitted via coupling capacitor 5 to transistors 6 and 7, variable resistance element 14 detailed in FIG.
Then, it is added to a differential amplifier configured around the intermediate frequency transformer 16.
定電流源９，１０（これはカレントミラー回路
などで実現されるが）、ベースバイアス抵抗１１，
１２、直流電源１３は、上記差動増幅器に適切な
動作バイアスを与えるためのバイアス回路であ
り、端子３には別個の直流電源が接続される。 Constant current sources 9, 10 (this is realized by a current mirror circuit, etc.), base bias resistor 11,
12. A DC power supply 13 is a bias circuit for providing an appropriate operating bias to the differential amplifier, and a separate DC power supply is connected to the terminal 3.
バイパス用コンデンサ８は、トランジスタ７の
ベースインピーダンスを下げるものである。 The bypass capacitor 8 lowers the base impedance of the transistor 7.
上記の可変抵抗素子１４は、その電極B1，B2
が、トランジスタ６，７のエミツタに夫々、接続
され、上記差動増幅器の共通エミツタインピーダ
ンスとして使用され、そのコレクタ電極Ｃ（第１
図のC1，C2をまとめてＣとした）、ベース電極
B0、エミツタ電極Ｅはそれぞれ、直流電源１５、
バイアス用トランジスタ２４のエミツタ、およ
び、局発信号注入用トランジスタ２１のコレクタ
に接続される。トランジスタ２４は、ベースバイ
アス抵抗２２、定電流源２５および、端子３に接
続される直流電源により適切な動作バイアスが与
えられるが、このトランジスタ２４は、可変抵抗
素子１４のベース電極B0の直流電位を可変抵抗
素子用電極B1，B2の直流電位と等しくするため
のものであり、第１図に示すベース拡散層内に、
バイアス回路による不要な直流的電位勾配を生ぜ
しめないようにするために設けられている。この
目的を達成するためには、ベースバイアス抵抗１
１，１２，２２、定電流源９，１０，２５、およ
びトランジスタ６，７，２４は同一の特性を有す
るのが望ましいのは云うまでもない。 The above variable resistance element 14 has its electrodes B 1 and B 2
are connected to the emitters of transistors 6 and 7, respectively, and are used as a common emitter impedance of the differential amplifier, and the collector electrode C (first
C 1 and C 2 in the figure are collectively referred to as C), base electrode
B 0 , emitter electrode E are DC power supply 15,
It is connected to the emitter of the bias transistor 24 and the collector of the local signal injection transistor 21. The transistor 24 is given an appropriate operating bias by the base bias resistor 22, the constant current source 25, and the DC power supply connected to the terminal 3 . This is to make the voltage equal to the DC potential of the variable resistance element electrodes B 1 and B 2 , and in the base diffusion layer shown in FIG.
This is provided to prevent the bias circuit from producing an unnecessary DC potential gradient. To achieve this objective, the base bias resistor 1
Needless to say, it is desirable that the constant current sources 9, 10, 25, and the transistors 6, 7, 24 have the same characteristics.
コンデンサ２３，２６はそれぞれ、ベースおよ
びエミツタバイパス用である。 Capacitors 23 and 26 are for base and emitter bypass, respectively.
トランジスタ２１は端子２、結合コンデンサ１
９を介してエミツタに加えられた局発信号を定電
流化するためのものであり、直流電源１７、エミ
ツタ抵抗２０はトランジスタ２１に適切な動作バ
イアスを与えるためのものである。コンデンサ１
８はベースバイパス用である。 Transistor 21 has terminal 2, coupling capacitor 1
The DC power source 17 and the emitter resistor 20 are used to provide a suitable operating bias to the transistor 21. capacitor 1
8 is for base bypass.
次に動作原理につき説明する。 Next, the principle of operation will be explained.
トランジスタ２１のコレクタ電流、すなわち、
可変抵抗素子１４のエミツタ電流IEが次式で表わ
されるものとする。 The collector current of transistor 21, that is,
It is assumed that the emitter current IE of the variable resistance element 14 is expressed by the following equation.
IE＝I0＋i2……(2)
ただし
I0：直流バイアス電流
i2：局発信号電流
次に中間周波トランス１６の一次側インピーダ
ンスをＺ、一次側と二次側コイルの巻数比をＮと
すると、二次側の出力端子４，４′から得られる
中間周波信号eIFは、大略次式で表わされる。 I E = I 0 + i 2 ...(2) where I 0 : DC bias current i 2 : Local signal current Next, Z is the primary impedance of the intermediate frequency transformer 16, and the turns ratio of the primary and secondary coils is When N, the intermediate frequency signal eIF obtained from the output terminals 4 and 4' on the secondary side is approximately expressed by the following equation.
eIF＝Ｚ・Ｎ／RB1―B2ei……(3)
ただし
ei：入力信号
したがつて、(1)、(2)、(3)式からeIFが次のよう
に求める。 e IF = Z・N/R B1 - B2 e i ...(3) where e i : input signal Therefore, e IF is calculated from equations (1), (2), and (3) as follows.
eIF＝Ｚ・Ｎ／Ｋ（I0＋i2）ei……(4)
(4)式にて、i2およびeiを正弦波信号とすれば、
(4)式中に含まれるi2ei成分は中間周波信号成分を
表わし、本回路が周波数変換器の役割りを果たし
ていることがわかる。 e IF = Z・N/K (I 0 + i 2 ) e i ...(4) In equation (4), if i 2 and e i are sinusoidal signals,
The i 2 e i component included in equation (4) represents an intermediate frequency signal component, and it can be seen that this circuit plays the role of a frequency converter.
なお、(4)式では、出力端子４，４′に中間周波
信号成分以外の入力信号eiに比例する成分も認め
られるが、中間周波トランス１６は本来、周波数
選択性を持たせ、中間周波数に共振するよう調整
されているため、出力端子４，４′には、ほとん
ど中間周波信号成分のみが得られる。 In addition, in equation (4), a component proportional to the input signal e i other than the intermediate frequency signal component is also recognized at the output terminals 4 and 4', but the intermediate frequency transformer 16 is originally designed to have frequency selectivity, and the intermediate frequency Since the output terminals 4 and 4' are adjusted to resonate, almost only intermediate frequency signal components are obtained at the output terminals 4 and 4'.
第３図は本発明の他の一実施例として、可変抵
抗素子を利用した完全バランス型周波数変換器を
示すものであり、第２図の回路を２組準備し、入
力信号成分が出力側で互いに打ち消されるよう相
補型に接続したものである。 FIG. 3 shows a fully balanced frequency converter using a variable resistance element as another embodiment of the present invention, in which two sets of the circuits shown in FIG. They are connected in a complementary manner so that they cancel each other out.
第３図の各部に示す各素子の番号および、同一
番号にダツシユをつけたものは、それぞれ第２図
の同一番号を有する素子と同じものであり、トラ
ンス２７はトランジスタ２１，２１′に互いに逆
極性の局発信号を与えるためのもの、端子２８は
可変抵抗素子のベースバイアス用電源端子であ
り、たとえば、第２図のトランジスタ２４のエミ
ツタに接続される。 The number of each element shown in each part of FIG. 3 and the same number with a dash are the same as the element with the same number in FIG. A terminal 28 for supplying a local oscillation signal of polarity is a power supply terminal for base bias of a variable resistance element, and is connected to, for example, the emitter of a transistor 24 in FIG. 2.
第３図の回路は、トランジスタダブルバランス
ドミキサと同様な動作により、入力信号成分が出
力側で互いに打ち消され、中間周波信号成分のみ
が加算されるが、その打ち消し動作の原理は周知
であるため、これ以上の詳述は省略する。 In the circuit shown in Figure 3, the input signal components cancel each other out on the output side by an operation similar to that of a transistor double-balanced mixer, and only the intermediate frequency signal components are added, but the principle of this cancellation operation is well known. , further details will be omitted.
以上に説明したように、本発明によれば、これ
までに特願昭56−202713にて提案した可変抵抗素
子のベース拡散層内に不要な直流バイアスによる
電位勾配を作らず、その可変抵抗素子の有する抵
抗成分の直線性の良い領域を最大限、有効に利用
することができ、直線性の良い高性能な周波数変
換器を得ることができる。また、本可変抵抗素子
は通常のトランジスタを作るバイポーラプロセス
で容易に実現できるため、IC化も容易であり、
小型で安価な高性能周波数変換器を実現すること
ができ、その実用的効果は極めて大きい。 As explained above, according to the present invention, a potential gradient due to unnecessary DC bias is not created in the base diffusion layer of the variable resistance element proposed in Japanese Patent Application No. 56-202713, and the variable resistance element The region of good linearity of the resistance component of the present invention can be utilized as effectively as possible, and a high-performance frequency converter with good linearity can be obtained. In addition, this variable resistance element can be easily realized using a bipolar process for making ordinary transistors, so it can be easily integrated into an IC.
A small, inexpensive, high-performance frequency converter can be realized, and its practical effects are extremely large.
なお、第２図、第３図の説明においては、差動
増幅器には不平衡型の入力信号を加えたが、これ
のかわりに平衡型の入力信号を加えてもよいのは
勿論である。 In the explanation of FIGS. 2 and 3, an unbalanced input signal is applied to the differential amplifier, but it goes without saying that a balanced input signal may be applied instead.
第１図は本発明に使用する可変抵抗素子の動作
原理を説明するものであり、イは構造を示す平面
図、ロはイのＡ―A′線に沿つた断面図、ハは本
可変抵抗素子の記号表示法を示すものである。
第２図、第３図は、本発明の一実施例における
周波数変換器を示す結線間である。
１…信号入力端子、２…局発信号入力端子、３
…直流電源用端子、４，４′…中間周波信号出力
端子、５，５′，１９，１９′…信号結合用コンデ
ンサ、６，７，６′，７′…差動増幅器を構成する
トランジスタ、８，８′，１８，１８′，２３，２
６…バイパス用コンデンサ、９，１０，９′，１
０′，２５…直流バイアス用定電流源、１１，１
２，１１′，１２′，２２…ベースバイアス用抵
抗、１３，１５，１５′，１７…直流バイアス用
電源、１４，１４′…可変抵抗素子、１６…中間
周波トランス、２０，２０′…エミツタバイアス
用抵抗、２１，２１′…局部発振信号増幅用トラ
ンジスタ、２４…バイアス回路用トランジスタ、
２７…不平衡、平衡変換用トランス、２８…可変
抵抗素子ベースバイアス接続端子。
Figure 1 explains the operating principle of the variable resistance element used in the present invention, where A is a plan view showing the structure, B is a sectional view taken along line A-A' of A, and C is the variable resistance element of this invention. This shows the symbol notation of the elements. FIGS. 2 and 3 are connections showing a frequency converter according to an embodiment of the present invention. 1...Signal input terminal, 2...Local signal input terminal, 3
...DC power supply terminal, 4,4'...Intermediate frequency signal output terminal, 5,5',19,19'...Signal coupling capacitor, 6,7,6',7'...Transistor constituting the differential amplifier, 8, 8', 18, 18', 23, 2
6...Bypass capacitor, 9, 10, 9', 1
0', 25... Constant current source for DC bias, 11, 1
2, 11', 12', 22... Base bias resistor, 13, 15, 15', 17... DC bias power supply, 14, 14'... Variable resistance element, 16... Intermediate frequency transformer, 20, 20'... Emitter Tsuta bias resistor, 21, 21'...transistor for local oscillation signal amplification, 24...transistor for bias circuit,
27... Unbalanced/balanced conversion transformer, 28... Variable resistance element base bias connection terminal.
Claims (1)
エミツタから少数キヤリヤーを注入することによ
りこのベース領域を伝導度変調し、この伝導度変
調されたベース領域を利用してエミツタからの少
数キヤリヤー注入量によりその抵抗値が制御され
るところの可変抵抗素子を構成し、この可変抵抗
素子を、そのベース入力端に入力信号が加えられ
ているところのトランジスタ差動増幅器の共通エ
ミツタ抵抗として用い、その抵抗値を局部発振器
より得られる局部発振信号により制御し、この差
動増幅器のコレクタ出力端から、上記入力信号の
周波数と、上記局部発振器の周波数の和または差
の周波数を有する信号を選択的に取り出すことを
特徴とする周波数変換器。1 By injecting minority carriers into the base region of a bipolar transistor structure from the emitter, the conductivity of this base region is modulated, and by using this conductivity-modulated base region, its resistance value can be changed by the amount of minority carriers injected from the emitter. Construct a variable resistance element to be controlled, use this variable resistance element as a common emitter resistance of a transistor differential amplifier to which an input signal is applied to the base input terminal, and calculate the resistance value from the local oscillator. Control is performed using the obtained local oscillator signal, and a signal having a frequency that is the sum or difference of the frequency of the input signal and the frequency of the local oscillator is selectively extracted from the collector output terminal of the differential amplifier. frequency converter.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13271582A JPS5922406A (en) | 1982-07-28 | 1982-07-28 | Frequency converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13271582A JPS5922406A (en) | 1982-07-28 | 1982-07-28 | Frequency converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5922406A JPS5922406A (en) | 1984-02-04 |
| JPS6333328B2 true JPS6333328B2 (en) | 1988-07-05 |
Family
ID=15087881
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13271582A Granted JPS5922406A (en) | 1982-07-28 | 1982-07-28 | Frequency converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5922406A (en) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5809410A (en) * | 1993-07-12 | 1998-09-15 | Harris Corporation | Low voltage RF amplifier and mixed with single bias block and method |
| US6230118B1 (en) | 1997-06-30 | 2001-05-08 | Cirrus Logic, Inc. | DOS based application supports for a controllerless modem |
-
1982
- 1982-07-28 JP JP13271582A patent/JPS5922406A/en active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5922406A (en) | 1984-02-04 |
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