JPS633210Y2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS633210Y2 JPS633210Y2 JP14785882U JP14785882U JPS633210Y2 JP S633210 Y2 JPS633210 Y2 JP S633210Y2 JP 14785882 U JP14785882 U JP 14785882U JP 14785882 U JP14785882 U JP 14785882U JP S633210 Y2 JPS633210 Y2 JP S633210Y2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- lpf
- distributed constant
- line
- inductor
- frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 239000004020 conductor Substances 0.000 description 5
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 4
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
この考案はローパスフイルタに関し、特に分布
定数線路を用いたローパスフイルタに関する。[Detailed Description of the Invention] This invention relates to a low-pass filter, and particularly to a low-pass filter using a distributed constant line.
UHF帯域以上の極超短波帯の通信機における
送信段には、第1図に示す如きLPF(ローパスフ
イルタ)が用いられている。図においては、マイ
クロストリツプライン等による分布定数線路1〜
3と、これら分布定数線路1〜3の各端子と基準
電位点(接地点)との間に夫々設けられた容量素
子4〜7とからなる7次のLPFである。この
LPFは、分布定数線路及びその両端と接地との
間に設けられた1対の容量素子からなる3次π型
フイルタを3組縦続接続した構成とみることがで
きる。この場合、容量素子5及び6は各π型フイ
ルタの容量素子の並列等価容量として示されるこ
とになる。 An LPF (low pass filter) as shown in FIG. 1 is used in the transmitting stage of a communication device for ultra-high frequency bands above the UHF band. In the figure, distributed constant lines 1 to 1 using microstrip lines etc.
3 and capacitive elements 4 to 7 provided between each terminal of these distributed constant lines 1 to 3 and a reference potential point (ground point), respectively. this
The LPF can be viewed as a configuration in which three third-order π-type filters each consisting of a distributed constant line and a pair of capacitive elements provided between both ends of the line and ground are connected in cascade. In this case, capacitive elements 5 and 6 will be shown as parallel equivalent capacitances of the capacitive elements of each π-type filter.
この回路における分布定数線路1〜3は、一般
に用いられるマイクロストリツプラインであると
し、その特性インピーダンスをZo、伝搬定数を
β、伝送線路波長をλg、ライン長をlとする。
このライン1〜3は、カツトオフ周波数c前後に
おいてはインダクタンスLとして動作し、以下の
関係式が成立する。 Distributed constant lines 1 to 3 in this circuit are generally used microstrip lines, whose characteristic impedance is Zo, propagation constant is β, transmission line wavelength is λg, and line length is l.
These lines 1 to 3 operate as an inductance L around the cutoff frequency c, and the following relational expression holds true.
2πcL=Zotanβl …(1)
いま、入出力インピーダンスがRo(Ω)の7次
のバーターワース(Butterworth)特性を設計す
る場合、各素子4,1,5,2,6,3,7のイ
ンピーダンス比は1:2:2:2:2:2:1で
あるから、各定数は夫々次のようになる。 2πcL=Zotanβl …(1) Now, when designing the seventh-order Butterworth characteristic with input and output impedance of Ro (Ω), the impedance ratio of each element 4, 1, 5, 2, 6, 3, 7 Since is 1:2:2:2:2:2:1, each constant is as follows.
C4=C7=1/ωcR0 …(2)
C5=C6=2/ωcR0 …(3)
l=λg/2πtan-1(2R0/Zo) …(4)
こゝに、C4,C5,C6及びC7は各容量素子4,
5,6及び7の容量値を示し、ωc=2πcを示す。 C 4 = C 7 = 1/ωcR 0 …(2) C 5 = C 6 = 2/ωcR 0 …(3) l=λg/2πtan -1 (2R 0 /Zo) …(4) Here, C 4 , C 5 , C 6 and C 7 are each capacitive element 4,
The capacitance values of 5, 6 and 7 are shown, and ωc=2πc.
かゝるLPFの周波数対減衰特性が第2図に示
されており、カツトオフ周波数cの前後では理想
的なLPFとして動作するが、より高い1,2,…
なる周波数においては容量として動作し、周波数
の関数としての減衰特性に零点が夫々生じて、各
周波数1,2…では通過域となることが知られて
いる。 The frequency vs. attenuation characteristics of such an LPF are shown in Figure 2, which shows that it operates as an ideal LPF around the cutoff frequency c, but at higher frequencies 1 , 2 ,...
It is known that at frequencies 1, 2, . . . , it operates as a capacitor, and zero points occur in the attenuation characteristics as a function of frequency, resulting in a pass band at frequencies 1 , 2 , and so on.
従来のLPFは上述した特性を有しているので、
送信機の高調波が1,2,…等の周波数に一致す
れば、LPFの役割を果さなくなる。そこで、送
信機単体の周波数特性は周波数が高くなるにつれ
て減少する事実に鑑み、周波数1をより高い領域
へ移行させるようにする方法が考えられる。この
周波数1を大とする方法としては、一般に特性イ
ンピーダンスZoと入出力インピーダンスR0との
比Zo/R0を大とするか、フイルタの次数を上げ
ることで対処可能である。 Since the conventional LPF has the above-mentioned characteristics,
If the harmonics of the transmitter match frequencies such as 1 , 2 , etc., it will no longer function as an LPF. Therefore, in view of the fact that the frequency characteristics of a single transmitter decrease as the frequency increases, a method may be considered in which frequency 1 is shifted to a higher region. Generally, this frequency 1 can be increased by increasing the ratio Zo/R 0 between the characteristic impedance Zo and the input/output impedance R 0 or by increasing the order of the filter.
しかし、近年通信機の小形化、モジユール化が
進むにつれて、基板の大きさ等が制限され次数や
Zo/R0を大とすることが困難となつている。マ
イクロストリツプラインの特性インピーダンスZ0
は、誘電体の誘電率εr、誘電体基板の厚さh、導
体巾W等により決定されるが、小型化、モジユー
ル化する場合は一般にεr=10前後の基板が選ばれ
るので、例えばZo=50Ωとなる基板巾Wは略基
板厚さhと等しい値となる。hは一般に1mm前後
でありまたWの最小値は2〜3mmであるから、
Zoの最大値が制限され、R0=50Ωの場合のZo/
R0は1.5〜2程度となり、最悪の場合には1前後
となる。このように、モジユール化、小型化をと
ると従来方法では1を大とすることが困難となる
欠点がある。 However, as communication equipment has become smaller and more modular in recent years, the size of the circuit board has become limited, and the order and
It is becoming difficult to increase Zo/R 0 . Characteristic impedance of microstrip line Z 0
is determined by the dielectric constant εr of the dielectric, the thickness h of the dielectric substrate, the conductor width W, etc., but when miniaturizing and modularizing, a substrate with εr = around 10 is generally selected, so for example Zo = The substrate width W, which is 50Ω, has a value approximately equal to the substrate thickness h. Since h is generally around 1 mm and the minimum value of W is 2 to 3 mm,
When the maximum value of Zo is limited and R 0 = 50Ω, Zo/
R 0 will be about 1.5 to 2, and in the worst case it will be around 1. As described above, when modularization and miniaturization are adopted, there is a drawback that it is difficult to increase 1 using conventional methods.
本考案は上記の如き従来の欠点を除去するため
になされたものであり、その目的とするところは
極めて簡単な構成でフイルタの通過阻止域に現出
する通過域を可能な限りなくすように補償して特
性改善を図るようにしたLPFを提供することに
ある。 The present invention was developed to eliminate the above-mentioned drawbacks of the conventional technology, and its purpose is to compensate for the pass band that appears in the pass blocking area of the filter by eliminating it as much as possible using an extremely simple configuration. An object of the present invention is to provide an LPF whose characteristics are improved by using the same method.
本考案によるLPFは、分布定数線路と、この
分布定数線路の両端と基準電位点との間に夫々設
けられた容量素子とからなるπ型構成のフイルタ
を複数個縦続接続してなるLPFにおいて、分布
定数線路の少くとも1部を集中定数インダクタと
してフイルタの通過阻止域の特性を改善するよう
にしたことを特徴としている。 The LPF according to the present invention is an LPF in which a plurality of filters having a π-type configuration each consisting of a distributed constant line and a capacitive element provided between both ends of the distributed constant line and a reference potential point are connected in series. The present invention is characterized in that at least a portion of the distributed constant line is a lumped constant inductor to improve the characteristics of the pass blocking region of the filter.
以下に、本考案を図面を用いて説明する。 The present invention will be explained below using the drawings.
第3図は本考案の実施例の回路図であり、第1
図と同等部分は同一符号により示されている。7
次LPFにおける分布定数線路であるマイクロス
トリツプライン3の1部を集中定数インダクタ8
に置換してなるものであり、他の構成は第1図の
それと同一である。この構成において、7次のバ
ターワース特性のLPFを設計するとすれば、各
定数は(2)〜(4)式と同じとなるが、インダクタ8の
インダクタンスL8は、
L8=2R0/Wo−Zotan(2πl3/λg) …(5)
として与えられる。こゝに、l3はマイクロストリ
ツプ線路3の部分の長さを示す。 FIG. 3 is a circuit diagram of an embodiment of the present invention.
Parts equivalent to those in the figures are designated by the same reference numerals. 7
A part of the microstrip line 3, which is a distributed constant line in the next LPF, is connected to a lumped constant inductor 8.
The other configuration is the same as that of FIG. 1. In this configuration, if an LPF with seventh-order Butterworth characteristics is designed, each constant will be the same as equations (2) to (4), but the inductance L 8 of the inductor 8 will be L 8 = 2R 0 /Wo- Zotan (2πl 3 /λg) …(5) is given as: Here, l 3 indicates the length of the microstrip line 3 portion.
この回路の周波数対減衰量特性が第6図に示さ
れており、集中定数8の存在のために周波数1,
2,…等における減衰量が第1図の従来例に比し
増大し特性の改善が図れることになる。 The frequency vs. attenuation characteristics of this circuit are shown in Figure 6, and due to the presence of the lumped constant 8, the frequency 1 ,
2 , . . . etc. are increased compared to the conventional example shown in FIG. 1, and the characteristics can be improved.
マイクロストリツプラインは各周波数1,2,
…等に於て容量性を示すために、第1図の回路で
は、第2図の如くこれら周波数において零点とな
るが、マイクロストリツプラインの少くとも1部
を集中定数インダクタとすることによりこの零点
を補償するようにすることができるものである。
(5)式におけるl3が小なるほど1,2,…等におけ
る減衰量は大となるから、マイクロストリツプラ
イン3の長さl3は小とするのが良い。 Microstrip line has each frequency 1 , 2 ,
In order to show capacitance in ..., etc., the circuit of Fig. 1 has a zero point at these frequencies as shown in Fig. 2, but by making at least a part of the microstrip line a lumped constant inductor, this can be achieved. It is possible to compensate for the zero point.
The smaller l 3 in equation ( 5 ), the greater the attenuation at 1 , 2 , .
第5図及び第6図はマイクロストリツプライン
3と集中定数インダクタ8との具体的構成を示す
図であり、第5図において、20は誘電体、21
は下部導体、22は上部導体であり、誘電体20
の1部を切り落してその間を導体8にて接続し、
これを集中定数インダクタとして動作させるよう
にしたものである。第6図においては、誘電体2
0上の導体の1部をループ状に形成して、このル
ープ部分を集中定数インダクタ8として動作させ
たものであり、23はバイパスコンデンサであ
る。 5 and 6 are diagrams showing specific configurations of the microstrip line 3 and the lumped constant inductor 8. In FIG. 5, 20 is a dielectric, 21
is the lower conductor, 22 is the upper conductor, and the dielectric 20
Cut off a part of it and connect it with a conductor 8,
This is made to operate as a lumped constant inductor. In FIG. 6, dielectric 2
A portion of the conductor above 0 is formed into a loop, and this loop portion is operated as a lumped constant inductor 8, and 23 is a bypass capacitor.
上記実施例では、集中定数インダクタ8を3段
目のマイクロストリツプライン3の1部に挿入し
ているが、他のマイクロストリツプライン1や2
に挿入しても良く、また複数のマイクロストリツ
プラインに挿入しても同様な効果を奏する。ま
た、7次LPFに限定されることもない。 In the above embodiment, the lumped constant inductor 8 is inserted into a part of the third stage microstripline 3, but other microstriplines 1 and 2 are inserted.
It may be inserted into a plurality of microstrip lines, or the same effect will be obtained even if it is inserted into a plurality of microstrip lines. Moreover, it is not limited to the 7th order LPF.
叙上の如く、本考案によれば分布定数線路の一
部に直列に集中定数インダクタを挿入したもので
あるから、極めて簡単な構成とすることができ、
これによつて容易にLPFの通過阻止域の特性を
改善することが可能となる。特性インピーダンス
Zoと入出力インピーダンスR0との比が小であつ
ても、帯域外の通過域の減衰量を多くすることが
できるので、小形化、モジユール化が図れる。 As mentioned above, according to the present invention, a lumped constant inductor is inserted in series in a part of the distributed constant line, so it can have an extremely simple configuration.
This makes it possible to easily improve the characteristics of the LPF's pass blocking region. Characteristic impedance
Even if the ratio between Zo and the input/output impedance R 0 is small, the amount of attenuation in the passband outside the band can be increased, allowing for miniaturization and modularization.
第1図は従来のLPFの回路図、第2図は第1
図の回路の特性図、第3図は本考案の実施例の回
路図、第4図は第3図の回路の特性図、第5図及
び第6図は集中定数インダクタの構成例を夫々示
す図である。
主要部分の符号の説明、1〜3……マイクロス
トリツプ線路、4〜7……容量素子、8……集中
定数インダクタ。
Figure 1 is a circuit diagram of a conventional LPF, and Figure 2 is a circuit diagram of a conventional LPF.
3 is a circuit diagram of an embodiment of the present invention, FIG. 4 is a characteristic diagram of the circuit in FIG. 3, and FIGS. 5 and 6 are examples of the configuration of a lumped constant inductor. It is a diagram. Explanation of the symbols of the main parts: 1-3...microstrip line, 4-7...capacitive element, 8... lumped constant inductor.
Claims (1)
基準電位点との間に夫々設けられた容量素子と
からなるπ型構成のフイルタを複数個縦続接続
してなるローパスフイルタであつて、前記分布
定数線路の少くとも1部をインダクタとするこ
とによりフイルタの通過阻止域の特性を改善す
るようにしたことを特徴とするローパスフイル
タ。 (2) 前記分布定数線路はマイクロストリツプ線路
であることを特徴とする実用新案登録請求の範
囲第1項記載のローパスフイルタ。[Claims for Utility Model Registration] (1) Multiple π-type filters connected in cascade, each consisting of a distributed constant line and a capacitive element provided between both ends of the distributed constant line and a reference potential point. 1. A low-pass filter comprising: a low-pass filter, characterized in that at least a portion of the distributed constant line is an inductor to improve characteristics of a pass-blocking region of the filter. (2) The low-pass filter according to claim 1, wherein the distributed constant line is a microstrip line.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP14785882U JPS5952705U (en) | 1982-09-29 | 1982-09-29 | low pass filter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP14785882U JPS5952705U (en) | 1982-09-29 | 1982-09-29 | low pass filter |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5952705U JPS5952705U (en) | 1984-04-06 |
JPS633210Y2 true JPS633210Y2 (en) | 1988-01-27 |
Family
ID=30328684
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP14785882U Granted JPS5952705U (en) | 1982-09-29 | 1982-09-29 | low pass filter |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5952705U (en) |
-
1982
- 1982-09-29 JP JP14785882U patent/JPS5952705U/en active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5952705U (en) | 1984-04-06 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US5357227A (en) | Laminated high-frequency low-pass filter | |
Sagawa et al. | Miniaturized hairpin resonator filters and their application to receiver front-end MICs | |
US4423396A (en) | Bandpass filter for UHF band | |
EP0367061B1 (en) | Ceramic filter having integral phase shifting network | |
Bahl | Capacitively compensated high performance parallel coupled microstrip filters | |
CA1160700A (en) | Strip-line resonator and a band pass filter having the same | |
US5066933A (en) | Band-pass filter | |
EP0537798B1 (en) | Microwave filter | |
US20010030588A1 (en) | Radio filter of combline structure with capacitor compensation circuit | |
US5144268A (en) | Bandpass filter utilizing capacitively coupled stepped impedance resonators | |
KR0141975B1 (en) | Multistage monolithic ceramic bad stop filter with an isolated filter | |
CN107634293B (en) | There are two the Mini Microstrip low-pass filters of transmission zero for a kind of tool | |
US6091312A (en) | Semi-lumped bandstop filter | |
KR102259102B1 (en) | Low pass filter with transmission zero | |
US6064281A (en) | Semi-lumped bandpass filter | |
JPS633210Y2 (en) | ||
CN212434808U (en) | Filter structure and filter | |
CN209913004U (en) | Wide stop band microwave filter based on coplanar waveguide | |
CN110994094A (en) | Differential three-passband filter for loading UIR based on T-branch node | |
JPS633212Y2 (en) | ||
JP3339192B2 (en) | Transversal filter | |
JP3136867B2 (en) | Tunable bandpass filter | |
JPS6216567B2 (en) | ||
JPS6126722B2 (en) | ||
JPS633209Y2 (en) |