JPS63314172A - インバ−タのパルス制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はＰＷＭ制御方式のインバータに係り。

特に交流出力波形の正弦波化に好適なインバータの制御
装置に関する。

〔従来の技術〕

インバータ装置は、誘導電動機制御用などに広く用いら
れているが、このとき、その交流出力の波形は極力、正
弦波形に近いことが望ましい。このため、特に、ＰＷＭ
制御方式のインバータ装置では、そのＰＷＭ制御パルス
の最少パルス幅が充分に狭く得られるようにする必要が
ある。

ところで、このインバータ装置は、例えば、第２図に示
すように、直流リアクトル４を介して６個の半導体素子
（逆阻止機能を有するＧＴ○や、ダイオードとＧＴＯ或
いはトランジスタの直列接続素子）５１〜５６からなる
主スイッチング回路５を直流電源１に接続したもので、
これらの半導体素子５１〜５６にＰＷＭ制御パルスを供
給してスイッチング動作させることにより、例えば、誘
導電動機７などからなる負荷に三相交流電力を供給する
ようにしたものである。なお、この第２図は電流形イン
バータ装置の例を示したもので、図中の６は過電圧抑制
用のコンデンサである。

しかして、このようなインバータ装置のＰＷＭ制御装置
としては、例えば、昭和６０年電気学会全国大会発表の
論文５０１　１ｆａ流形インバータの出力波形解析」上
田茂太他３名−などによって提案さているように、三角
波状の搬送波信号と、所要の波高値の正弦波形からなる
変調波信号とを比較し、その大小関係によってＰＷＭ制
御用のパルスパターンを得る方式が従来から一般的であ
った。

また、他方、このようなアナログ的な方式に代えて、マ
イクロコンピュータなどを用いてデジタル的に制御する
方式も提案されている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかしながら、上記従来方式のうち、前者のアナログ的
な方式のものでは、その構成に搬送波発生回路、変調波
発生回路、比較回路などが必要で回路構成が複雑になる
ばかりか、このようなパルス制御装置をアナログ回路で
構成したのでは、周囲温度の変化や経年変化などによる
特性変化が著しく、安定した動作を得るのが困難である
という問題点がある。

他方、後者のマイクロコンピュータによるデジタル的な
方式のものでも、従来例の様に、その動作に上記したア
ナログ的な方式の場合と同様に搬送波信号と変調波信号
を利用する学力を採用したのでは、これらの信号の比較
のためにコンピュータの処理が常時拘束されてしまい、
他の処理がほとんど出来なくなってしまうという問題点
がある。

また、この場合には、交流出力の波形を広い周波数範囲
にわたって正弦波形化することは、その変調波発生回路
の構成上、はとんど不可能に近く。

そして、この結果、この従来技術では、インバータの交
流出力波形の正弦波化を充分に得るのが困是で、例えば
、インバータの負荷として、第２図のように誘導電動機
が接続された場合には、高調波による騒音やトルクリッ
プルの発生が避けられないという問題点もあった。

本発明の目的は、上記従来例の問題点に対処し、マイク
ロコンピュータを用いながら充分に交流出力の正弦波化
が得られるようにしたインバータの制御装置を提供する
にある。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的は、インバータから得ようとしている多相の出
力波形の波高値に応じてＰＷＭ制御パルスのパルス幅を
算出し、はぼ一定の周期の間に複数のＰＷＭ制御パルス
を発生させ、かつインバータ出力の相回転方向を制御要
素として点弧順を設定することにより達成される。

尚、本出願人は、特願昭６１−２８７６号にて、インバ
ータの出力に発生させるべき多相交流の少なくとも二相
の電圧の波高値に応じてＰＷＭ制御パルスのパルス幅を
算出する手段を設けて、はぼ一定の周期の間に複数のＰ
ＷＭ制御パルスを発生させることを提案したが、本発明
は更にインバータ出力の相回転方向を考慮して点弧順を
設定するようにしたことを特徴とする。

〔作用〕

ＰＷＭ制御パルスはパルス幅を出力波形の波高値から求
め、かつインバータ出力相回転方向に応じて点弧順が設
定される。それによってＰＷＭ制御パルスはインバータ
出力相回転方向が変化しても、点弧順が同一規則に基づ
いた円滑なものになるので、良好なインバータ出力特性
を実現することができる。

〔実施例〕

以下１本発明によるインバータの制御装置について、図
示の実施例により詳細に説明する。

第１図は本発明の一実施例で、図において、１は直流電
源、２は周波数指令ωｌ＊の入力端子、３は位相指令θ
傘の入力端子、４は直流リアクトル、５は主スイッチン
グ回路、５１〜５６はスイッチング用の半導体素子とな
るトランジスタ、６は過電圧抑制用のコンデンサ、７は
インバータの負荷となる誘導電動機、８はＰＷＭ制御パ
ルスの信号線、１０は制御用のワンチップマイクロコン
ピュータ（以下、単にマイコンという）である。

また、マイコン１ｏは、制御用の各種指令を取り込むた
めの入力ポート１０１．内部バス１ｏ２゜プログラムや
パルス幅データテーブル等を格納するＲＯＭ１０３、一
時記憶やレジスタとして用いられるＲＡＭ１０４　、演
算等を実行するＡＬＵ１０５．出力ポート１０６に所定
のパルスパターン（事象）を出力するために必要な事象
の設定を行う事象設定レジスタ１０７．この事象をいつ
イネーブルにするかの時刻設定を行う時刻設定レジスタ
１０８、これら両設定レジスタ１０７，１０８の内容を
連結し保持する保持レジスタ１０９、この保持レジスタ
１０９に設定されたいく組かの設定データが順次、サイ
クリックに格納される連想メモリ１１０、実際の時刻を
出力するタイマ１１１．このタイマ１、１１による時刻
と連想メモリ１１０内の設定時刻内容とを比較し、これ
らが一致したときに出力を発生する比較部１１２、この
比較部１１２からめトリガを受は設定された事象を出力
ポート１０６に出力制御する実行コントローラ１１３な
どで構成される。

次にこの実施例の動作について説明する。

第３図は出力ポート１０６に発生させる事象、つまりパ
ルスパターンを求める事象算出処理プログラムＦ１００
Ｏの概略フローチャートである。

まずＦＩｌｏｏで周波数指令ωＩ１．位相指令ｏ１１を
入力ポート１０１から読み取る。勿論このω□・とθ拳
もワンチップマイコン１ｏの内部で計算する場合には、
このＦＩｌｏｏでのポート読み取りは不要となる。次に
この周波数指令ω１ｍを一部時間Δｔ１ごとに積分し、
位相指令θ拳と加算して総合位相０丁を処理Ｆ１２００
で求める。次に電気角３６０’を６０＠ごとに分けた６
つのモードのうち、今回求めた総合位相０丁ではどのモ
ードでのパルスパターンを出力すればよいか、つまり総
合位相ＢＴに応じて出力事象をＦ１３００の処理で求め
る。なお、総合位相θＴと６つのモードとの関係は後に
詳述する。さらに最後に割込みインターバル４１１間に
パルスパターンを変化させるまでの時間ｊＥｎを総合位
相θＴによるデータテーブルの参照によって求めておく
処理をＦ　１４００で行う。

従って、この処理によって２つのレジスタ１０７と１０
８に設定する事象内容と事象、変化時刻の２項目が求ま
ったことになる。

次に、このようにして求めておいた２つの項目を出力ポ
ート制御用の連想メモリ１１０に設定する処理Ｆ２００
０を第４図に示す。

まずＦ　２　ｒ−６ｏで６個の殿うンリスタに必要な事
象設定と時間設定が完了したかどうかを判断し、Ｎｏで
あればＦ２２００で該当する事象設定を行い、Ｆ２３０
０で事象変化の時間設定を行い処理を終る。

次にこれら２つの処理Ｆ１００ｏとＦ２０００がどのよ
うな時間経過で起動されるかを第５図に示す。

事象設定処理Ｆ２０００はΔｔ１ごとに生じるタイマ割
込み２０００に同期して起動される。一方事象算出処理
Ｆ１００Ｏはタイマ割込み２０００に先立って生じる第
２のタイマ割込み１０００によって起動され、Ｆ２００
０起動前に事象算出処理を完了させる。事象算出処理Ｆ
１００Ｏを事象設定処理Ｆ２０００の直前で完了させる
ようにしたのは最新データをＦ２０００で使えるように
したためである。勿論タイマ割込み間隔分のむだ時間要
素が入ってもよい場合には、Ｆ２０００に引き続いてＦ
ｌｏｏｏを行えばよい。その場合には割込み判定に要す
る時間が短くなるので割込み間隔Δｔｌを短く設定でき
、変換装置の高周波化が可能となる。

従って、この実施例によれば、所定事象と時刻の設定が
終れば、マイコンｌｏ内の連想メモリ１１０が出力ポー
ト制御を引き受けるので、主プロセツサ部は出力処理か
ら解放される。

次に第６図を用いて処理Ｆ１３００のパルスパターンの
決定について説明する。

この実施例におけるインバータ制御の場合には、電気角
６０°ごとにパルスパターンを変化させ、３６０°で一
巡する６組のモードをくり返すようにしている。そこで
６０″を区間とする６組のモードＭ１〜Ｍ６を総合位相
θＴで選択するようにした。そのフローチャートが第６
図である。なお、位相０丁が０°〜３６ｏ０以外の領域
に出た場合には３６ｏ°を加減算して領域内にθＴを引
きもどす領域チェックをＦ１３００の先頭で行っておく
。

第７図に総合位相がＯ＠〜６０″の範囲に入っている場
合（つまり第６図のフローチャートのモード１に相当す
る。）を例にとって具体的にパルス幅、およびトランジ
スタの点弧順を示す。スイッチング周波数の逆数である
所定区間Δｔ１を波高値Ａ、Ｂ、Ｃの比に按分し、　５
ｉｎ（ωｔ　＋　−π）に相当するスイッチ素子５３に
ＯＮの点弧信号Ｓ５３を与え、次にｓｉｎωｔ　に相当
するスイッチ素子５１にＯＮ信号Ｓ５１、スイッチ素子
５３にＯＦＦ信号を与える。そして最後に短絡相である
ｓｉｎ　（ωを十−π）に相当するスイッチ５２にＯＮ
信号を与え、スイッチ５１にＯＦＦ信号を与える。

また負側のスイッチ素子５５にはΔｔ１の期間常時ＯＮ
信号を与えておく。この点弧順は総合位相０丁が０°〜
６０″の区間に存在し、かつ位相が増える方向に変化す
る場合には変化なくくり返す。

またインバータ出力の相回転方向が逆の場合には第７図
で示した点弧順を以下のように設定する。

すなわち第６図に示したモード選択は第８図に示したも
のを用いる。第９図に具体的な点弧順を示す。ここでも
第７図と同様総合位相θＴがＯ°〜６０°に存在し、総
合位相が減少する方法（第７図の場合と逆である。）の
場合を示す。パルス幅自体の算出は同じであるが、（ｂ
）に示すようにスイッチ素子の点弧順が異なる。第７図
の場合にはスイッチ５３がＯＮした後にスイッチ５１が
ＯＮしていたが、第９図の場合にはスイッチ５１がＯＮ
Ｌ、た後にスイッチ５３をＯＮしている。

このように点弧順をインバータ出力の相回転方向に応じ
て決定すれば、インバータ出力の相回転方向のいかんに
かかわらず、同一の規則にのっとったものとすることが
できる。

次に第１０図にモードＭ１〜Ｍ６のそれぞれの場合で１
期間Δｔ１の間、常時点弧させておくトランジスタ、事
象発生までの間点弧させ、その後、消弧させるトランジ
スタ、事象発生までの間、ＷＵ弧させておき、その後、
点弧させるトランジスタの各組み合わせを示す。従って
位相０丁がわかればモードがわかり、消点弧させるべき
トランジスタが特定できることになり、この時点（Ｆ１
３００の処理が終った時点）でまだわからないのは、い
つ消点弧を行うかということだけになる。

ここで点弧についてはたとえば事象設定の際にレジスタ
にｒｔ　１　ｕを、消弧については“０”を設定すると
いう具合にそれぞれのトランジスタに出力指定を行うこ
とを意味する。

同様にインバータ出力の相回転が逆の場合のトランジス
タ点弧順表を第１１図に示す。

つまり、インバータが正転する場合には第１０図の点弧
順が用いられ、逆転する場合には第１１図の点弧順が用
いられるのである。

第１２図では事象を変化させる時間を求める処理（第３
図のＦ１４００）について説明する。結論的にいえば正
弦波出力に近い波形が得られればよいのであるからこの
実施例では位相ＯＴに応じて５ｉｎＯ丁と１２０’位相
ずれのあるｓｉｎ　（０丁−１２０°）、　５ｉｎ（ｏ
ｒ−２４０’）の波高値の比に割込み間隔Δｔ１を分配
する方式を用いた。つまり第１および第２の事象発生（
パルスパターンを変化させること）まだの時間ｔ　Ｅｌ
ｎｙ　ｔＥ２ｎを位相θＴの関数として下式で求めてテ
ーブル化しておき５位相θ丁で検索するのである。

ｔｌｌｌ：ｉｎ＝Δｔ　ｔｓｉｎ（θＴ−２４０°）。

ｔ　［Ｅ２ｎ　＝　ｔ　Ｅｉｎ＋Δｔ　１　′ｓｉｎθ
Ｔなお、この実施例では、電流形インバータの例を示し
ており、従って、インバータは単に波形を正弦波にする
ためのスイッチとして動作するだけでよいのでデータテ
ーブルの加工は不要というメリットがある。電圧形イン
バータに適用する場合にはテーブル検索後、振幅等を考
慮したデータ加工を行う必要がある。

第１３図に動作モードとトランジスタ５１〜５６に与え
られるボート出力信号３５１〜Ｓ５６の一例を示す。た
だし、ここではインバータが正転（第６，１０図がパル
スの出力のために用いらる場合）の場合を仮定して説明
する。

モードに電気角上のばらつきがあるのは、周波数指令ω
１傘に対してタイマ割込み間隔Δｔ１が非同期であるた
めに生じたものであり、これをなくすにはω１噂に応じ
てΔｔ１を可変となるような制御をかければよい。

次に、それではこの図のモード１のはじめの部分を例に
とって具体化した事象設定処理のフローチャートを第１
４図に示す。なお、前述のように、第４図では概略説明
のためループ構成で説明したが、実際には第１４図に示
すように直列的に流れる処理としている。

この第１４図のフローチャートは第１３図の時点ｔｏ＋
Δｔ１までの１つのタイマ割込み期間用の事象設定処理
を示したもので、まず、時点ｔｏで割込みが生じると、
Ｆ２４１０でこのモード１では常時点弧するトランジス
タ５５（第１０図参照）と第１の事象発生までの間点弧
するトランジスタ５３にすぐに点弧信号が発生するよう
に事象セットと時刻セットをそれぞれのトランジスタに
ついて２組のセットを行う。すなわち、トランジスタ５
５と５３に対応するポート３と５に′ｌ　Ｉ　ＩＩを発
生するよう事象セットを行い、次に時刻セットとして今
の時刻ｔｏに所定時間ｔｄを加えて所定レジスタにセッ
トする。このとき、すぐに点弧するのであるから、この
時間ｔｄとしては可能な限り小さな値を選ぶ必要がある
。これによって事象と時刻が連想メモリ１１０にセット
され、以後、スケジュール的にｔｄ経過後、トランジス
タ５５と５３にＩＩ　Ｉ　ＩＩ倍信号出力されることに
なる。

なお、ここで所定時間ｔｄを付加しているのは。

次の理由による。すなわち、事象を連想メモリ１１０に
セットし、それから読み出されるまでにはいくらかの時
間が必然的に経過してしまう。従って、この時間ｔｄを
付加しないで今の時刻ｔ。

をセットしたのでは、もはや比較器１１２での一致は得
られず、この事象を出力ポート１０６に与えることは不
可能になってしまうからである。

Ｆ２４２０では位相指令θ＊の急変等で動作モードが前
回と変わったことを想定して、このモードでは消弧状態
にあるべきトランジスタの消弧確認処理を行う。処理は
Ｆ２４１０と同様連想メモリ１１０を用いるが、ここで
は事象が消弧であるのでポート１，２，４．６に“０″
を発生するよう事象セットを行う。

次に時点ｔｏ＋ｔＥｎでトランジスタ５３が消弧するよ
うなスケジュール処理をＦ２４３０で行う。

事象はポート３に“０”出力であり、時刻はｔ。

＋ｔｃｔｎ　をセットする。仮にｔｄがある程度大きな
値であれば、この時点で同一タイマ割込み内で１つの出
力ポートについて複数の事象が時刻をへだててスケジュ
ールされたことになる。

さらにＦ２４４０ではトランジスタ５３の消弧に代わっ
てトランジスタ５１の点弧スケジュール設定が行われる
。

なおここではトランジスタ５３の消弧とトランジスタ５
１の点弧を同一時刻としたが、過電圧防止として電流形
インバータでは“１″期間をラップさせ、電圧形では非
ラツプ期間を作るためしＩＥｎの時間をＦ２４３０とＦ
２４４０で変える考慮も可能である。

次に、第２の事象発生点ｔ　ｏ　＋　ｔ　Ｅ２ｎでトラ
ンジスタ５１を消弧するスケジュール（Ｆ２４５０）。

トランジスタ５２を点弧するスケジュール（Ｆ２４６０
）を引きつづいて行う。

このように、以上の実施例では、位相θＴの算出、θＴ
に基づいて消点弧すべきトランジスタを決定し、さらに
０丁によって消点弧する時間を決定し、最後にインバー
タ出力の相回転方向を調べ。

その方向に応じて消点弧すべきトランジスタとその時刻
を対にしてスケジュールを組むという処理を所定時間Δ
ｔ１ごとに行うようにしており、従って、この一連の処
理により従来の搬送波と変調波との比較による方式とく
らベマイクロプロセッサ（ＡＬＵ）が常時比較に拘束さ
れるというような不具合がなくなるばかりか、出力波形
の正弦波化という制御上の効果をも発生させることがで
きた。

その具体的な効果を次に示す。ここではインバータの出
力に誘導電動機を接続し、かつ減速機を用いたエレベー
タ−システムを駆動した場合の減速機騒音を測定した。

詳細な測定結果は省略するが、電動機回転方向とは無関
係にトランジスタ点弧順を第１０図だけを参照した場合
と、回転方向に応じて第１０図と第１１図を使い分けた
場合では全負荷時に４〜５ｄＢの騒音の差が生じた。

このように正弦波波高値分配アルゴリズムとインバータ
出力の相回転方向に応じたトランジスタ点弧順次定法に
よって特に静粛さとトルクリプルが要求されるエレベー
タ−制御などにも適用することができるＰＷＭパルス作
成技術を確立できた。

なお以上の説明では電動機のベクトル制御を考慮して周
波数指令ωＩＩと位相指令θ拳を用いて総器位相指令θ
丁を算出した実施例について示したが、単にインバータ
周波数指令ω１申のみを与えるだけでよいような場合に
はθ傘を省略し０丁はθ丁＝Σω戸Δ　ｔ より算出したものを用いても本発明の本質は損われない
。

また、この実施例では第１２図に示したテーブルを少な
くするために６０’区間のみとしたが、これを３６０°
に拡大すればテーブルの量は増えるが、ＯＴを６０°区
間に換算して消点弧時間を求める手間がなくなるという
効果がある。

また、事象設定処理Ｆ２０００内のスケジュール処理に
第１図ではワンチップマイコン内のプログラマブル１７
０機能を利用したが、ポートが不足する場合、あるいは
ポート出力信号のチェック等でワンチップマイコン内の
プログラマブルエ１０が用いられない場合には、同等の
機能を有する外付は周辺Ｉ１０を用いても同等の効果が
得られのは言うまでもない。

なお、ここではタイマ割込み間隔へｔ１の変化について
は詳細に述べなかったが、素子の温度上昇などの外部要
因によってスイッチング周波数を変化させる必要がある
用途に対しては、それらの変化に比例してｊ　Ｅｌｎ　
Ｈｊ　Ｅ２ｎを変化させるようなルーチンを追加するだ
けでΔｔｌの可変に対しても応じることができる。

さらに、ここでは３相出力のそれぞれの正弦波の波高値
の比に按分する例で本発明を説明したが。

たとえば波形は台形波でもよいからトランジスタのスイ
ッチング回数を下げたいというような場合には、２相分
の正弦波の波高値の比にΔｔ１を按分するようにしても
よい。このようにすれば出力波形は電気角６０°ごとに
正弦波からはズして台形波状となるものの、短絡パルス
によるスイッチング回数が減るためにトランジスタの温
度上昇を抑制できるという効果がある。

さらに同一システム内でたとえば正弦波化が強く要求さ
れる領域では３相分の正弦波を用いた按分処理を行い、
それ以外の領域ではトランジスタの温度上昇抑制を目的
に２相分の正弦波を用いて按分処理をするように構成す
れば、システムとして効果的なパルス制御を実現できる
。

〔発明の効果〕

本発明によれば、マイコン制御によるディジタル制御方
式のＰＷＭインバータの出力波形を容易に正弦波化する
ことができ、インバータ出力相回転方向も考慮すること
により、負荷として誘導電動機が接続された場合にも電
磁騒音、トルクリップルなど相回転方向を考慮しない場
合に比べて低減できる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す全体構成図、第２図は
電流形インバータ装置の一例を示す回路図、第３図は事
象算出処理を示すフローチャート、°　第４図は事象設
定処理を示すフローチャート、第５図は割込みタイミン
グの説明図、第６図、第８図はモード選択処理を示すフ
ローチャート、第７図、第９図はスイッチ素子の点弧順
を説明するための図、第１０図、第１１図はモードの説
明図、第１２図は時間設定の説明図、第１３図はＰＷＭ
制御パルスの一例を示すタイムチャート、第１４図は事
象設定処理を示すフローチャートである。 ４・・・直流リアクトル、５・・・主スイッチング回路
、５１〜５６・・・トランジスタ、１０・・・マイコン
、１０１・・・入力ポート、１ｏ２・・・内部バス、１
０３＝・ＲＯＭ、１１０４−ＲＡ、１０５−Ａ　Ｌ　Ｕ
、１０６・・・出力ポート、１０７・・・事象設定レジ
スタ、１０８・・・時刻設定レジスタ、１０９・・・保
持レジスタ、１１０・・・連想メモリ、１１１・・・タ
イマ、１１２・・・比較部、１１３・・・実行コントロ
ーラ。 第１　図 ＃２　図 茶７広 （υ ５、ａｔｌ □吟間 第９　口 （’ｃ〕 ４−４−Δ＝ａｔｔ Ｓ５乙　□　碕廁 ＃１０図 ギ１１区 答１２図 （巳−）−／し１６÷Ｍｔ　＋−／−１ｚ　−＋ｔ４３
＋　Ｍ４−一う、）−、ハづ′５−慟（−、〜ｆ６−ラ
ト“）゛ｑ１ボ１４−図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、制御指令を所定のほぼ一定の周期ごとに取り込んで
   、直流電力を多相交流電力に変換するインバータの主ス
   イッチング素子に対するＰＷＭ制御パルスを発生するよ
   うにしたインバータの制御装置において、上記インバー
   タの出力に発生させるべき多相交流の少なくとも二相の
   正弦波波高値に応じて上記ＰＷＭ制御パルスのパルス幅
   を算出する手段を設け、上記多相交流の相回転方向に応
   じて、上記所定のぼぼ一定の周期の間に発生させる複数
   のＰＷＭ制御パルスの点弧順を設定するように構成した
   ことを特徴とするインバータのパルス制御装置。