JPS6331221A - Phase locked loop circuit - Google Patents
Phase locked loop circuitInfo
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- JPS6331221A JPS6331221A JP61175032A JP17503286A JPS6331221A JP S6331221 A JPS6331221 A JP S6331221A JP 61175032 A JP61175032 A JP 61175032A JP 17503286 A JP17503286 A JP 17503286A JP S6331221 A JPS6331221 A JP S6331221A
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Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、位相同期回路に関し、特に広い周波数引き込
み範囲を有する位相同期回路に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a phase-locked circuit, and particularly to a phase-locked circuit having a wide frequency pull-in range.
従来の位相同期回路の第1の例として、周波数差に対し
て感度を有する検出器としてディジタル形位相周波数検
出器などが有り、シンセサイザなとに広く用いられてお
り、比較的高いS/Nにて動作する。従来の位相同期回
路の第2の例として、比較的低いS/Nにて動作する、
ディスクリミネータとP L I−を組み合わせたもの
などがある。As a first example of a conventional phase-locked circuit, there is a digital phase-frequency detector as a detector sensitive to frequency differences, which is widely used in synthesizers and other devices, and has a relatively high S/N ratio. It works. A second example of a conventional phase-locked circuit operates at a relatively low S/N.
There is a combination of a discriminator and a PLI-.
前記第1の例は、フェイズ ロック テクニクス セカ
ンドエディジョン(FM Gardner: “P
h a s e l o c k T e c h
n i q IJes”2nd Edition
John WiIey & 5ons)の12
1〜124ページに詳述されている。前記第2の例は、
フェイズロック テクニクス セカンドエディジョン(
FMGardner: “Phase 1ockTe
chniques”2nd EditionJ o
h n W i I e y & S o n
s )の84〜85ページと、インプルービング フリ
ケンシーアクイジション オブ ア コスタス ループ
(Charles R,Cahn:’Nmpr。The first example is Phase Lock Techniques Second Edition (FM Gardner: “P
h a s e l o c k T e c h
ni q IJes”2nd Edition
John Wiey & 5ons) 12
Details are given on pages 1-124. The second example is
Phase Lock Technics 2nd Edition (
FM Gardner: “Phase 1ockTe
chniques”2nd EditionJ o
h n W i I e y & S o n
s), pages 84-85, and Improving Frequency Acquisition of the Acostus Loop (Charles R, Cahn: 'Nmpr.
ving Frequency Acquisit
ion of a Co5tas Loop”
TEF、E Transaction on c
。ving Frequency Acquisit
ion of a Co5tas Loop”
TEF, E Transaction on c
.
mmunicatjons VOI−、C0M−2
5No、] 2.December 1977)
に詳述されている。mmunicatjons VOI-, C0M-2
5No,] 2. December 1977)
detailed in.
前記第2の例を第3図に示す。図において直交信号復調
回路1の出力は、遅延回路322乗算回路33.遅延回
路341乗算回路35.および加算回路40により構成
される遅延検波形層波数検出回路に送られ、電圧制御発
振回路4と入力との周波数差が検出される。比例制御回
路36.積分制御回路37は2次ループを構成し、その
出方は電圧制御発振器4の入力端子に入力され、通常の
2次位相同期ループを構成している。周波数差検出出力
は加算器38によりループに加えられ、位相同期回路の
引き込み範囲を拡大している。The second example is shown in FIG. In the figure, the output of the orthogonal signal demodulation circuit 1 is a delay circuit 322, a multiplication circuit 33. Delay circuit 341 Multiplication circuit 35. The signal is then sent to a delayed detection type layer wave number detection circuit constituted by an adder circuit 40, and the frequency difference between the voltage controlled oscillation circuit 4 and the input is detected. Proportional control circuit 36. The integral control circuit 37 forms a secondary loop, the output of which is input to the input terminal of the voltage controlled oscillator 4, forming a normal secondary phase-locked loop. The frequency difference detection output is added to the loop by an adder 38 to expand the pull-in range of the phase locked circuit.
[発明が解決しようとする問題点〕
iif記第1の従来例としての位相周波数差検出器は、
その入力に、リミッタを通した論理レベル信号を用いて
おり、入力S/Nが低下(1−Od B以下)すると雑
音レベルが入力信号レベルを越し、誤まったゼロクロス
信号を生じることが有る。この場合、従来のディジタル
形位相周波数差検出回路は周波数差が有ると判断し、位
相が同期しているにもかかわらず、大きな位相誤差出力
を生じる。[Problems to be solved by the invention] IIF The phase frequency difference detector as the first conventional example is as follows:
A logic level signal passed through a limiter is used as the input, and when the input S/N decreases (below 1-Od B), the noise level may exceed the input signal level, resulting in an erroneous zero-crossing signal. In this case, the conventional digital phase frequency difference detection circuit determines that there is a frequency difference and produces a large phase error output even though the phases are synchronized.
このため位相同期回路はスレショルド効果を生じ、急激
にジッタが増加する。Therefore, a threshold effect occurs in the phase locked circuit, and jitter increases rapidly.
一方、前記第2の従来例としてのディスクリミネータを
組み合わせたものは、ディスクリミネータの特性を周波
数差がOの時、復調出力が0となる様に合わせ込むのが
困難である。On the other hand, in the combination of discriminators as the second conventional example, it is difficult to adjust the characteristics of the discriminators so that when the frequency difference is O, the demodulated output is zero.
又、ディスクリミネータは周波数を復調範囲及び低C/
Nにおけるスレショルド効果を押さえるのが比較的困難
であり、特に低C/N時において直流復調出力が変動し
、位相同期系が引き込みが困難となることが有る。The discriminator also determines the frequency within the demodulation range and low C/
It is relatively difficult to suppress the threshold effect at N, and especially when the C/N is low, the DC demodulated output may fluctuate, making it difficult for the phase synchronization system to pull in.
r問題点を解決するための手段〕
本発明の位相同期回路は、直交復調を行なう機能と、そ
の出力により象限判定を行なう機能と、その出力の状態
変化により周波数オフセットの方向を検出する機能と、
その検出結果を積分制御項に積算する機能を具備する。Means for Solving Problems] The phase-locked circuit of the present invention has a function of performing orthogonal demodulation, a function of performing quadrant determination based on the output thereof, and a function of detecting the direction of frequency offset based on a change in the state of the output. ,
It has a function to integrate the detection result into an integral control term.
[実施例〕
第1図は本発明の一実施例である。直交信号復調回路1
では入力信号とローカル信号から同相直交の二つの復調
出力を得ている。この復調出力はリミッタ2により符号
判定が行なわれ、象限判定回路3に入力される。この象
限判定回路3は想定される最大のスリップ周波数に対し
1サイクル・4サンプル以」二のサンプル・レートにて
ザンプリングを行なっている。同図の符号4.5A、5
B。[Example] FIG. 1 shows an example of the present invention. Orthogonal signal demodulation circuit 1
In this case, two in-phase orthogonal demodulated outputs are obtained from the input signal and the local signal. This demodulated output is subjected to sign determination by a limiter 2 and is input to a quadrant determination circuit 3. This quadrant determination circuit 3 performs sampling at a sample rate of 1 cycle/4 samples or more with respect to the assumed maximum slip frequency. Numbers 4.5A and 5 in the same figure
B.
6.7.11で示ず位相同期系は最終的には、直交成分
がO1同同相分が正の値となる、■と■象限の境界にお
いて安定するものとする。As shown in 6.7.11, it is assumed that the phase-locked system is ultimately stable at the boundary between the ■ and ■ quadrants, where the orthogonal component and the in-phase component of O1 have a positive value.
この場合、位相同期系として同期したときに雑音が無い
と仮定すると象限■、■間、象限T、H間、象限I11
.IV間の象限変化は発生しない。このため−例として
象限■、11間の変化のみに着目し、この変化が生じた
時の象限■から■への、または象限■から■への方向に
対応して同相成分の値に正/負の適当な係数を係数器5
A、5Bによって乗じた値を積分器6に加算器11を介
して加算し−5=
ている。In this case, assuming that there is no noise when synchronized as a phase synchronized system, between quadrants ■ and ■, between quadrants T and H, and quadrant I11.
.. No inter-IV quadrant changes occur. For this reason, as an example, we will focus only on the change between quadrants ■ and 11, and when this change occurs, the value of the in-phase component will be positive/corresponding to the direction from quadrant ■ to ■ or from quadrant ■ to ■. Apply a suitable negative coefficient to the coefficient unit 5
The value multiplied by A and 5B is added to the integrator 6 via the adder 11 as -5=.
一方、符号4〜7で示すものは通常の位相同期回路を構
成しており、4は可変周波数発振器、5は適当なスケー
リングを行なうための係数器、6は積分器、7は加算器
である。On the other hand, those indicated by symbols 4 to 7 constitute a normal phase-locked circuit, in which 4 is a variable frequency oscillator, 5 is a coefficient unit for appropriate scaling, 6 is an integrator, and 7 is an adder. .
位相同期が行なわれていない状B(スリップしている)
においてローパス・フィルタ8の出力はほぼ0であり、
しきい値判定回路9はスイッチ10をONとする。この
状態において象限判定回路3は1サイクルのスリップご
とに積分器6に積算を行ない、その結果として可変周波
数発振器4の制御電圧が入力とローカルの周波数差を少
なくする方向に制御される。Condition B where phase synchronization is not performed (slip)
The output of the low-pass filter 8 is almost 0 at
The threshold value determination circuit 9 turns on the switch 10. In this state, the quadrant determination circuit 3 performs integration in the integrator 6 for each cycle of slip, and as a result, the control voltage of the variable frequency oscillator 4 is controlled in a direction that reduces the frequency difference between the input and local frequencies.
なおこの状態において、係数器5Bを通して積分器6に
積算される結果は1サイクルのスリップ中はぼOであり
、位相同期ループとしての引き込み動作は極めて弱い。In this state, the result integrated by the integrator 6 through the coefficient multiplier 5B is approximately O during one cycle of slip, and the pull-in operation as a phase-locked loop is extremely weak.
積分器6の制御効果により、入力とローカル信号との周
波数差が少なくなると、位相同期ループは同期し、入力
とローカル信号の位相関係は象限IとMの境界付近とな
る。この状態においてローパスフィルタ8の出力は一定
の直流電圧を生じ、しきい値判定177回路9の出力は
スイッチ10を017Fとする。このためS/Nが低下
した場合において、同期しているにもかかわらず、■又
はInの状態が出力され、積分器6に制御が加わり、通
常のP L I−動作に比ベジッタが増加するのを防ぐ
ことか出来る。When the frequency difference between the input and the local signal decreases due to the control effect of the integrator 6, the phase-locked loop becomes synchronized, and the phase relationship between the input and the local signal becomes near the boundary between quadrants I and M. In this state, the output of the low-pass filter 8 produces a constant DC voltage, and the output of the threshold determination circuit 9 sets the switch 10 to 017F. For this reason, when the S/N decreases, the state of ■ or In is output despite being synchronized, control is applied to the integrator 6, and the ratio vejitter increases compared to normal P L I- operation. It is possible to prevent this.
[発明の効果]
以−に説明したように本発明は象限判定結果を位相同期
回路に取り込むことにより、比較的低いS/Nにおいて
動作し、しかも広い周波数引き込み範囲を実現すること
が出来る。[Effects of the Invention] As explained above, the present invention can operate at a relatively low S/N and realize a wide frequency pull-in range by incorporating the quadrant determination results into the phase locked circuit.
又、周波数弁別機能を有しているため、A、 M又はP
M変調された信号を追尾する場合、サイド・バンド擬似
同期する危険性を除くことが出来る。In addition, since it has a frequency discrimination function, A, M or P
When tracking M-modulated signals, the risk of side band pseudo-synchronization can be eliminated.
本発明はディジタル化に適し、信号処理プロセッサなど
を用いて容易に実現可能である。The present invention is suitable for digitalization and can be easily implemented using a signal processing processor or the like.
第1図は本発明の一実施例のブロック図、第2図は第1
図の動作を示す説明図である。第3図は従来例のブロッ
ク図である。
1・・・直交信号復調回路、2・・・リミッタ、3・・
・象限判定回路、4・・・可変周波数発振器(VCO)
、5・・・係数器、6・・・積分器、7・・・加算器、
8・・・ローパスフィルタ、9・・・しきい値判定回路
、10・・・9の出力によりON10 F Fされるス
イッチ、11・・・加算器。
楚t 図
1・・遼吏償予浚綱l誇 2・すs”=/9 3
・・像鷹籾定百路4−河変可、蕨さ 5・床せ券 6
・・・積テ邑7−yro$慴(8−ローノ?スフプ+L
り9−−しき・・信り起選シ lθ ・χ イ・ノヶ
11 ・・・カτL膏[尽P2 図
車3田FIG. 1 is a block diagram of one embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a block diagram of an embodiment of the present invention.
It is an explanatory diagram showing operation of a figure. FIG. 3 is a block diagram of a conventional example. 1... Orthogonal signal demodulation circuit, 2... Limiter, 3...
・Quadrant determination circuit, 4...Variable frequency oscillator (VCO)
, 5... Coefficient unit, 6... Integrator, 7... Adder,
8...Low pass filter, 9...Threshold value judgment circuit, 10...Switch turned ON10FF by the output of 9, 11...Adder. Chut Figure 1... Liao Qi's Redemption Code 2. Sus''=/9 3
・・Statue takamimo hyakuro 4-kawa changeable, warabisa 5・floor ticket 6
...Seokte-eup 7-yro$hye (8-rono? Suhup+L
9--shiki... believe selection shi lθ ・χ i・noga 11...ka τL [endP2 zuguruma 3den
Claims (1)
なう機能と、その出力の状態変化により周波数オフセッ
トの方向を検出する機能と、その検出結果を積分制御項
に積算する機能を具備する位相同期回路。A phase-locked circuit that has a function to perform orthogonal demodulation, a function to perform quadrant judgment based on its output, a function to detect the direction of frequency offset based on a change in the state of the output, and a function to integrate the detection result into an integral control term. .
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61175032A JPS6331221A (en) | 1986-07-24 | 1986-07-24 | Phase locked loop circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP61175032A JPS6331221A (en) | 1986-07-24 | 1986-07-24 | Phase locked loop circuit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6331221A true JPS6331221A (en) | 1988-02-09 |
Family
ID=15989025
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP61175032A Pending JPS6331221A (en) | 1986-07-24 | 1986-07-24 | Phase locked loop circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6331221A (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH07264062A (en) * | 1991-10-30 | 1995-10-13 | Internatl Business Mach Corp <Ibm> | Phase lock loop circuit |
-
1986
- 1986-07-24 JP JP61175032A patent/JPS6331221A/en active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH07264062A (en) * | 1991-10-30 | 1995-10-13 | Internatl Business Mach Corp <Ibm> | Phase lock loop circuit |
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