JPS63292711A - Distribution type amplifier - Google Patents
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Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/60—Amplifiers in which coupling networks have distributed constants, e.g. with waveguide resonators
- H03F3/605—Distributed amplifiers
- H03F3/607—Distributed amplifiers using FET's
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔概要〕
複数個のトランジスタからなる分布型増幅器に於いて、
帰還回路を設けて高域特性を改善し、周波数特性の広帯
域化を図るものである。[Detailed Description of the Invention] [Summary] In a distributed amplifier consisting of a plurality of transistors,
A feedback circuit is provided to improve high-frequency characteristics and widen the frequency characteristics.
本発明は、広帯域増幅特性を有する分布型増幅器に関す
るものである。The present invention relates to a distributed amplifier having broadband amplification characteristics.
複数個のトランジスタを入力端子と出力端子との間に接
続した分布型増幅器は、広帯域化が容易であるから、マ
イクロ波信号の増幅器として使用されている。このよう
な分布型増幅器の高域特性を更に改善することが要望さ
れている。A distributed amplifier in which a plurality of transistors are connected between an input terminal and an output terminal is used as an amplifier for microwave signals because it can easily achieve a wide band. It is desired to further improve the high frequency characteristics of such distributed amplifiers.
従来の分布型増幅器は、例えば、マイクロ波用の４個の
電界効果トランジスタを用いた場合、第９図に示す構成
を有するものであり、ＩＮは入力端子、ＯＵＴは出力端
子、４１．４２はマイクロストリップライン、４３−１
〜４３−４は電界効果トランジスタ、４５．４６は終端
抵抗、４７はマイクロストリップライン４１．４２のイ
ンダクタンス成分、４８はコンデンサである。電界効果
トランジスタ４３−１〜４３−４のゲートは、入力端子
ＩＮ側のマイクロストリップライン４１に接続され、ソ
ースは接地され、ドレインは出力端子ＯＵＴ側のマイク
ロストリップライン４２に接続されている。For example, when a conventional distributed amplifier uses four microwave field effect transistors, it has the configuration shown in FIG. 9, where IN is an input terminal, OUT is an output terminal, and 41.42 is an output terminal. Microstrip line, 43-1
43-4 is a field effect transistor, 45.46 is a terminating resistor, 47 is an inductance component of the microstrip line 41.42, and 48 is a capacitor. The gates of the field effect transistors 43-1 to 43-4 are connected to the microstrip line 41 on the input terminal IN side, the sources are grounded, and the drains are connected to the microstrip line 42 on the output terminal OUT side.
従って、マイクロストリップライン４１．４２のインダ
クタンス成分４７と、電界効果トランジスタ４３−１〜
４３−４のゲート・ソース間容量Ｃｇｓ及びドレイン・
ソース間容量ｃｄｓをキャパシタンスとするローパスフ
ィルタを基本回路とした構成となり、入力端子ＩＮに加
えられたマイクロ波信号が、マイクロストリップライン
４１を伝搬する過程に於いて、各電界効果トランジスタ
４３−１〜４３−４により増幅され、マイクロストリッ
プライン４２を伝搬して出力端子ＯＵＴに導出される。Therefore, the inductance component 47 of the microstrip line 41, 42 and the field effect transistor 43-1 to
43-4 gate-source capacitance Cgs and drain
The basic circuit is a low-pass filter whose capacitance is the source-to-source capacitance cds, and in the process of propagating the microwave signal applied to the input terminal IN through the microstrip line 41, each field-effect transistor 43-1 to 43-4, propagates through the microstrip line 42, and is led out to the output terminal OUT.
第１０図は第９図の回路の要部のパターンの説明図であ
り、入力端子ＩＮに接続されたマイクロストリップライ
ン４１に、各電界効果トランジスタ４３−１〜４３−４
のゲート電極Ｇが所定間隔で接続され、出力端子ＯＵＴ
に接続されたマイクロストリップライン４２に、各電界
効果トランジスタ４３−１〜４３−４のドレイン電極り
が所定間隔で接続され、ソース電極Ｓは隣接する電界効
果トランジスタに対して共通となっていると共に、ピア
ホール等を介して接地されている。尚、終端に関する構
成は省略しである。FIG. 10 is an explanatory diagram of the pattern of the main part of the circuit of FIG. 9, in which each field effect transistor 43-1 to 43-4 is
gate electrodes G are connected at predetermined intervals, and the output terminal OUT
The drain electrodes of each field effect transistor 43-1 to 43-4 are connected at predetermined intervals to a microstrip line 42 connected to , is grounded via a pier hole, etc. Note that the configuration regarding the termination is omitted.
第９図及び第１０図は４個の電界効果トランジスタから
なる場合であるが、更に多数の電界効果トランジスタを
設けた多段構成とすることもできるものである。Although FIGS. 9 and 10 show the case of four field effect transistors, a multi-stage structure including a larger number of field effect transistors is also possible.
前述のように、分布型増幅器は、ローパスフィルタを基
本回路として構成されているものであるから、高域では
、ローパスフィルタのカットオフ周波数の制限を受けて
、インピーダンス特性が劣化し、且つアイソレーション
の劣化も生じて、利得が低下することになる。従って、
所望の広帯域特性を得ることができない欠点があった。As mentioned above, distributed amplifiers are configured using a low-pass filter as a basic circuit, so in the high frequency range, the impedance characteristics deteriorate due to the limitation of the cutoff frequency of the low-pass filter, and the isolation Deterioration also occurs, resulting in a decrease in gain. Therefore,
There was a drawback that desired broadband characteristics could not be obtained.
本発明は、簡単な構成により広帯域特性が得られるよう
にすることを目的とするものである。An object of the present invention is to enable broadband characteristics to be obtained with a simple configuration.
本発明の分布型増幅器は、帰還回路を設けたものであり
、第１図を参照して説明する。The distributed amplifier of the present invention is provided with a feedback circuit, and will be explained with reference to FIG.
入力端子ＩＮに接続されたマイクロストリップライン１
と、出力端子ＯＵＴに接続されたマイクロストリップラ
イン２とに複数個のトランジスタ３−１〜３−ｎを接続
して分布型増幅器を構成すると共に、所定段に帰還回路
４を設けたものであり、電界効果トランジスタ３−１〜
３−４を用いた場合は、ゲートを入力端子側のマイクロ
ストリップライン１に所定間隔で接続し、ドレインを出
力端子側のマイクロストリップライン２に所定間隔で接
続し、ソースを接地する。そして、帰還回路４として、
マイクロストリップライン１．２による結合回路を電界
効果トランジスタ３−２． ３−３間に形成する。なお
、マイクロストリップライン１，２は終端抵抗５．６に
より終端され、インダクタンス成分７を有するものであ
る。又８はコンデンサである。Microstrip line 1 connected to input terminal IN
A plurality of transistors 3-1 to 3-n are connected to the microstrip line 2 connected to the output terminal OUT to form a distributed amplifier, and a feedback circuit 4 is provided at a predetermined stage. , field effect transistor 3-1~
3-4, the gate is connected to the microstrip line 1 on the input terminal side at a predetermined interval, the drain is connected to the microstrip line 2 on the output terminal side at a predetermined interval, and the source is grounded. And as the feedback circuit 4,
The coupling circuit by the microstrip line 1.2 is connected to the field effect transistor 3-2. Form between 3 and 3. Note that the microstrip lines 1 and 2 are terminated by a terminating resistor 5.6 and have an inductance component 7. Further, 8 is a capacitor.
帰還回路４により出力信号の一部が入力側へ帰還され、
その帰還回路４０周波数特性及び帰還量を選定すること
により、高域特性を改善することができる。又所望の周
波数特性を得ることも可能となる。A part of the output signal is fed back to the input side by the feedback circuit 4,
By selecting the frequency characteristics and amount of feedback of the feedback circuit 40, the high frequency characteristics can be improved. It also becomes possible to obtain desired frequency characteristics.
以下図面を参照して本発明の実施例について詳細に説明
する。Embodiments of the present invention will be described in detail below with reference to the drawings.
第１図は本発明の第１実施例の回路図であり、前述のよ
うに、４個の電界効果トランジスタ３−１〜３−４を設
けた場合を示し、入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴとにそ
れぞれインダクタンス成分７を有するマイクロストリッ
プライン１．２を接続して、終端抵抗５，６で終端し、
各電界効果トランジスタ３−１〜３−４のゲートを、入
力端子ＩＮ側のマイクロストリップライン１に所定間隔
で接続し、ドレインを出力端子ＯＵＴ側のマイクロスト
リップライン２に所定間隔で接続し、ソースを接地する
。FIG. 1 is a circuit diagram of the first embodiment of the present invention, and shows the case where four field effect transistors 3-1 to 3-4 are provided as described above, and the input terminal IN and output terminal OUT are connected to each other. A microstrip line 1.2 having an inductance component 7 is connected to each of the microstrip lines 1.2 and terminated with terminating resistors 5 and 6,
The gates of each field effect transistor 3-1 to 3-4 are connected to the microstrip line 1 on the input terminal IN side at predetermined intervals, the drains are connected to the microstrip line 2 on the output terminal OUT side at predetermined intervals, and the sources Ground.
又電界効果トランジスタ３−２．３−３間のマイクロス
トリップライン１，２を、所定間隔で所定長近接させて
、電界結合を行う結合回路を形成し、その結合回路によ
り出力信号の一部を入力側へ帰還する帰還回路４を構成
する。又各電界効果トランジスタ３−１〜３−４のドレ
インにコンデンサ８を接続する。In addition, the microstrip lines 1 and 2 between the field effect transistors 3-2 and 3-3 are placed close to each other for a predetermined length at a predetermined interval to form a coupling circuit that performs electric field coupling. This constitutes a feedback circuit 4 that feeds back to the input side. Further, a capacitor 8 is connected to the drain of each field effect transistor 3-1 to 3-4.
従って、入力端子ＩＮに加えられた高周波信号は、マイ
クロストリップライン１を伝搬して順次電界効果トラン
ジスタ３−１〜３−４のゲートに加えられ、終端抵抗５
により無反射終端される。Therefore, the high frequency signal applied to the input terminal IN propagates through the microstrip line 1 and is sequentially applied to the gates of the field effect transistors 3-1 to 3-4.
is terminated without reflection.
又電界効果トランジスタ３−１〜３−４のゲートに加え
られた高周波信号は増幅されてドレインから出力され、
マイクロストリップライン２を伝搬して合成され、合成
された増幅出力信号は出力端子ＯＵＴから出力される。Furthermore, the high frequency signals applied to the gates of the field effect transistors 3-1 to 3-4 are amplified and output from the drains.
The signals are propagated through the microstrip line 2 and combined, and the combined amplified output signal is output from the output terminal OUT.
又帰還回路４により出力信号の一部が入力側へ帰還され
る。Also, a part of the output signal is fed back to the input side by the feedback circuit 4.
増幅率Ａの増幅器に帰還率βの帰還をかけると、その増
幅器の増幅率Ａ′は、Ａ’＝Ａ／（１−β・Ａ）となる
から、増幅率Ａを一定とみた時、全体の増幅率Ａ°の周
波数特性は、帰還回路４の周波数特性に依存することに
なる。前述の結合回路は、バイパスフィルタとしての特
性を有するものであるから、この結合回路を帰還回路４
とすることにより、高域に於ける帰還作用が生じて、高
域特性が改善される。When applying feedback with a feedback factor β to an amplifier with an amplification factor A, the amplification factor A' of the amplifier becomes A'=A/(1-β・A), so when the amplification factor A is considered constant, the overall The frequency characteristics of the amplification factor A° depend on the frequency characteristics of the feedback circuit 4. Since the aforementioned coupling circuit has characteristics as a bypass filter, this coupling circuit is used as a feedback circuit 4.
By doing so, a feedback effect occurs in the high frequency range, and the high frequency characteristics are improved.
第２図は第１図の回路図の要部のパターン説明図であり
、第１図と同一符号は同一部分を示し、Ｇはゲート電極
、Ｓはソース電極、Ｄはドレイン電極である。電界効果
トランジスタ３−２．３−３のソース電極Ｓは相互に分
離されており、それらのソース電極Ｓ間に、マイクロス
トリップライン１，２による結合回路が形成されている
。この年ρ合回路により出力信号が入力側へ帰還される
帰還回路４が形成されるものである。その場合、分離さ
れたソース電極Ｓ（結合回路側のソース電極Ｓ）を省略
して、帰還回路４を形成する為のスペースを広くするこ
ともできる。又結合回路の結合長や結合間隔は、帰還量
を考慮して選定されるものであり、結合長は、例えば、
２〜２０ＧＨｚ帯で数１００μｍ程度に選定されている
。尚、終端に関する構成は省略しである。FIG. 2 is a pattern explanatory diagram of a main part of the circuit diagram of FIG. 1, where the same reference numerals as in FIG. 1 indicate the same parts, G is a gate electrode, S is a source electrode, and D is a drain electrode. The source electrodes S of the field effect transistors 3-2, 3-3 are separated from each other, and a coupling circuit is formed between the source electrodes S by the microstrip lines 1 and 2. This year ρ summation circuit forms a feedback circuit 4 in which the output signal is fed back to the input side. In that case, the separated source electrode S (source electrode S on the coupling circuit side) can be omitted to increase the space for forming the feedback circuit 4. In addition, the coupling length and coupling spacing of the coupling circuit are selected in consideration of the amount of feedback, and the coupling length is, for example,
The thickness is selected to be approximately several 100 μm in the 2 to 20 GHz band. Note that the configuration regarding the termination is omitted.
第３図は前述の実施例の周波数特性曲線図であり、曲線
ａは第１図に示す本発明の第１実施例の周波数特性を示
し、曲線すは第９図に示す従来例の周波数特性を示す。FIG. 3 is a frequency characteristic curve diagram of the above-mentioned embodiment, where curve a shows the frequency characteristic of the first embodiment of the present invention shown in FIG. 1, and curve 2 shows the frequency characteristic of the conventional example shown in FIG. shows.
即ち、従来例に於いては、１７ＧＨｚ近傍から利得が低
下しているが、本発明の実施例によれば、２０ＧＨｚ近
傍までほぼ平坦な特性となり、従来例に比較して広帯域
化できることが判る。That is, in the conventional example, the gain decreases from around 17 GHz, but according to the embodiment of the present invention, the characteristic is almost flat up to around 20 GHz, and it can be seen that a wider band can be achieved compared to the conventional example.
第４図は本発明の第２実施例の回路図であり、８個の電
界効果トランジスタ１３−１−１３−８を用いた８段構
成の分布型増幅器の場合を示す。FIG. 4 is a circuit diagram of a second embodiment of the present invention, showing the case of an eight-stage distributed amplifier using eight field effect transistors 13-1-13-8.
同図に於いて、ＩＮは入力端子、１１．１２はマイクロ
ストリップライン、１４−１〜１４−３は結合回路、１
５．１６は終端抵抗、１７はインダクタンス成分、１８
はコンデンサ、ＯＵＴは出力端子である。この実施例は
、２〜５段目の電界効果トランジスタ１３−２．１３−
３．１３−４゜１３−５間に、それぞれマイクロストリ
ップライン１１．１２による結合回路１４−１．１４−
２．１４−３を形成して、帰還回路としたものである。In the figure, IN is an input terminal, 11.12 is a microstrip line, 14-1 to 14-3 are coupling circuits, 1
5.16 is the terminating resistor, 17 is the inductance component, 18
is a capacitor, and OUT is an output terminal. In this embodiment, the second to fifth stage field effect transistors 13-2.13-
Between 3.13-4 and 13-5, a coupling circuit 14-1.14- is provided using a microstrip line 11.12, respectively.
2.14-3 is formed to serve as a feedback circuit.
複数の結合回路１４−１〜１４−３により、出力信号が
入力側へ帰還されるもので、各結合回路１４−１〜１４
−３の結合量を小さくしても、所望の帰還量を得ること
ができる。The output signal is fed back to the input side by a plurality of coupling circuits 14-1 to 14-3, and each coupling circuit 14-1 to 14
Even if the coupling amount of −3 is reduced, the desired amount of feedback can be obtained.
この実施例に於ける電極パターンも、第２図に示す場合
と同様に、ソース電極を分離したスペースに、マイクロ
ストリップライン１１．１２による結合回路を形成する
ことになる。Similarly to the case shown in FIG. 2, the electrode pattern in this embodiment forms a coupling circuit using microstrip lines 11 and 12 in a space separating the source electrodes.
第５図は周波数特性曲線図であり、従来例の周波数特性
と比較して示すものである。即ち、曲線Ｃは第４図に示
す本発明の第２実施例の周波数特性曲線、曲線ｄは結合
回路１４−１〜１４−３を有しない従来例の８段構成の
分布型増幅器の周波数特性曲線を示す。従来例に於いて
は１１ＧＨｚ付近から利得が低下し、２０ＧＨｚ近傍で
は０となるが、帰還回路を設けた本発明の第２実施例に
よれば、約２０ＧＨｚ近傍まで平坦な特性とすることが
できた。なお、第３図に示す周波数特性は４段構成の分
布型増幅器についてのものであるから、約４ｄＢの利得
であるが、第５図に示す周波数特性は、２倍の８段構成
の分布型増幅器についてのものであるから、利得も約２
倍の８ｄＢ程度となっている。FIG. 5 is a frequency characteristic curve diagram, and is shown in comparison with the frequency characteristic of a conventional example. That is, the curve C is the frequency characteristic curve of the second embodiment of the present invention shown in FIG. 4, and the curve d is the frequency characteristic of the conventional 8-stage distributed amplifier without the coupling circuits 14-1 to 14-3. Show a curve. In the conventional example, the gain decreases from around 11 GHz and becomes 0 around 20 GHz, but according to the second embodiment of the present invention, which includes a feedback circuit, it is possible to achieve flat characteristics up to around 20 GHz. Ta. Note that the frequency characteristics shown in Figure 3 are for a distributed amplifier with a four-stage configuration, so the gain is approximately 4 dB, but the frequency characteristics shown in Figure 5 are for a distributed amplifier with twice the 8-stage configuration. Since it is about an amplifier, the gain is also about 2.
This is about 8 dB, which is twice as high.
第６図は本発明の第３実施例の回路図であり、２段目と
３段目、４段目と５段目とのそれぞれの電界効果トラン
ジスタ２３−２．２３−３間及び２３−４．２３−５間
に、マイクロストリップライン２１．２２による結合回
路２４−１．２４−２を形成した場合を示す。又ＩＮは
入力端子、ＯＵＴは出力端子、２３−１〜２３−８は電
界効果トランジスタ、２５．２６は終端抵抗、２７はイ
ンダクタンス成分、２８はコンデンサである。FIG. 6 is a circuit diagram of a third embodiment of the present invention, in which field effect transistors 23-2, 23-3 and 23- A case is shown in which a coupling circuit 24-1.24-2 is formed between microstrip lines 21.22 between 4.23-5. Further, IN is an input terminal, OUT is an output terminal, 23-1 to 23-8 are field effect transistors, 25.26 is a terminal resistor, 27 is an inductance component, and 28 is a capacitor.
前述の第２実施例と比較すると、３段目と４段目との電
界効果トランジスタ間の結合回路を省略した構成に相当
し、同一の結合回路を用いた場合には、帰還量が小さく
なる。その周波数特性は、第７図に示すように、１６Ｇ
Ｈｚ程度まで平坦となり、それ以上の周波数に於ける利
得は急激に低下する特性となるから、所要帯域以上を減
衰させるフィルタと増幅器とを組合せた特性とすること
ができる。Compared to the second embodiment described above, this corresponds to a configuration in which the coupling circuit between the third and fourth stage field effect transistors is omitted, and when the same coupling circuit is used, the amount of feedback becomes smaller. . Its frequency characteristics are 16G, as shown in Figure 7.
Since the gain is flat up to approximately Hz, and the gain sharply decreases at frequencies above that, the characteristic can be a combination of a filter and an amplifier that attenuates frequencies above the required band.
第８図は本発明の第４実施例の回路図であり、第９図に
示す従来例の分布型増幅器と同様に、入力端子ＩＮに接
続されたマイクロストリップライン３１に電界効果トラ
ンジスタ３３−１〜３３−４のゲートを接続し、出力端
子ＯＵＴに接続されたマイクロストリップライン３２に
電界効果トランジスタ３３−１〜３３−４のドレインを
接続し、ソースを接地した４段構成の分布型増幅器であ
って、電界効果トランジスタ３３−３からその前段の電
界効果トランジスタ３３−２へ、インダクタンス３９と
コンデンサ４０とを介して帰還するものである。なお、
３５．３６は終端抵抗、３７はマイクロストリップライ
ン３１．３２のインダクタンス成分、３８はコンデンサ
である。FIG. 8 is a circuit diagram of a fourth embodiment of the present invention. Similar to the conventional distributed amplifier shown in FIG. 9, a field effect transistor 33-1 is connected to a microstrip line 31 connected to an input terminal IN. ~33-4 is connected to the gate, the drains of field effect transistors 33-1 to 33-4 are connected to the microstrip line 32 connected to the output terminal OUT, and the source is grounded. The signal is fed back from the field effect transistor 33-3 to the field effect transistor 33-2 at the preceding stage via an inductance 39 and a capacitor 40. In addition,
35 and 36 are terminating resistors, 37 are inductance components of the microstrip lines 31 and 32, and 38 are capacitors.
このように、マイクロストリップラインによる結合回路
によって帰還回路を構成する代わりに、インダクタンス
３９やコンデンサ４０等からなる帰還回路を設けること
ができるもので、前述のように、８段構成等の多段構成
の分布型増幅器に於いては、複数個所に帰還回路を設け
ることもできる。又電界効果トランジスタのみでなく、
マイクロ波用のバイポーラ・トランジスタを用いて構成
することも可能である。In this way, instead of configuring the feedback circuit with a coupling circuit using a microstrip line, a feedback circuit consisting of an inductance 39, a capacitor 40, etc. can be provided, and as described above, a multi-stage configuration such as an 8-stage configuration can be used. In a distributed amplifier, feedback circuits can be provided at multiple locations. In addition to field effect transistors,
It is also possible to configure it using bipolar transistors for microwaves.
以上説明したように、本発明は、複数個のトランジスタ
３−１〜３−ｎからなる分布型増幅器に於いて、所望の
段に帰還回路４を設けたことにより、高域特性を改善す
ることができるから、広帯域特性を容易に得ることがで
きる。又帰還回路４の選定により、フィル゛りと組合せ
たような周波数特性とすることも可能となる。As explained above, the present invention improves the high frequency characteristics by providing the feedback circuit 4 at a desired stage in a distributed amplifier consisting of a plurality of transistors 3-1 to 3-n. Therefore, broadband characteristics can be easily obtained. Further, by selecting the feedback circuit 4, it is possible to obtain a frequency characteristic that is combined with a filter.
第１図は本発明の第１実施例の回路図、第２図は本発明
の第１実施例のパターン説明図、第３図は本発明の第１
実施例の周波数特性曲線図、第４図は本発明の第２実施
例の回路図、第５図は本発明の第２実施例の周波数特性
曲線図、第６図は本発明の第３実施例の回路図、第７図
は本発明の第３実施例の周波数特性曲線図、第８図は本
発明の第４実施例の回路図、第９図は従来例の回路図、
第１０図は従来例のパターン説明図である。
１．２はマイクロストリップライン、３−１〜３−４は
電界効果トランジスタ、４は帰還回路、５．６は終端抵
抗、７はインダクタンス成分、８はコンデンサ、ＩＮは
入力端子、ＯＵＴは出力端子である。FIG. 1 is a circuit diagram of the first embodiment of the present invention, FIG. 2 is a pattern explanatory diagram of the first embodiment of the present invention, and FIG. 3 is a circuit diagram of the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a circuit diagram of the second embodiment of the present invention, FIG. 5 is a frequency characteristic curve diagram of the second embodiment of the present invention, and FIG. 6 is a diagram of the third embodiment of the present invention. Example circuit diagram, FIG. 7 is a frequency characteristic curve diagram of the third embodiment of the present invention, FIG. 8 is a circuit diagram of the fourth embodiment of the present invention, FIG. 9 is a circuit diagram of the conventional example,
FIG. 10 is a pattern explanatory diagram of a conventional example. 1.2 is a microstrip line, 3-1 to 3-4 are field effect transistors, 4 is a feedback circuit, 5.6 is a termination resistor, 7 is an inductance component, 8 is a capacitor, IN is an input terminal, OUT is an output terminal It is.
Claims (2)
出力側のマイクロストリップライン（２）との間に、複
数個のトランジスタ（３−１〜３−ｎ）が接続された分
布型増幅器に於いて、帰還回路（４）を所定段に設けた
ことを特徴とする分布型増幅器。(1), microstrip line (1) on the input side,
A feedback circuit (4) is provided at a predetermined stage in a distributed amplifier in which a plurality of transistors (3-1 to 3-n) are connected between the microstrip line (2) on the output side. A distributed amplifier featuring:
トリップライン（１、２）による結合回路によって形成
されていることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
の分布型増幅器。(2) The distributed amplifier according to claim 1, wherein the feedback circuit (4) is formed by a coupling circuit using the microstrip lines (1, 2) between stages.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62125764A JPS63292711A (en) | 1987-05-25 | 1987-05-25 | Distribution type amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62125764A JPS63292711A (en) | 1987-05-25 | 1987-05-25 | Distribution type amplifier |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63292711A true JPS63292711A (en) | 1988-11-30 |
Family
ID=14918245
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62125764A Pending JPS63292711A (en) | 1987-05-25 | 1987-05-25 | Distribution type amplifier |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63292711A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1505684A1 (en) * | 2003-08-07 | 2005-02-09 | Agilent Technologies Inc | System and method for providing a lossless and dispersion-free transmission line |
| JP2015171107A (en) * | 2014-03-10 | 2015-09-28 | 富士通株式会社 | Distribution type amplifier |
-
1987
- 1987-05-25 JP JP62125764A patent/JPS63292711A/en active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1505684A1 (en) * | 2003-08-07 | 2005-02-09 | Agilent Technologies Inc | System and method for providing a lossless and dispersion-free transmission line |
| US7138870B2 (en) | 2003-08-07 | 2006-11-21 | Agilent Technologies | System and method for providing a lossless and dispersion-free transmission line |
| JP2015171107A (en) * | 2014-03-10 | 2015-09-28 | 富士通株式会社 | Distribution type amplifier |
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