JPS6324450Y2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS6324450Y2 JPS6324450Y2 JP1986089954U JP8995486U JPS6324450Y2 JP S6324450 Y2 JPS6324450 Y2 JP S6324450Y2 JP 1986089954 U JP1986089954 U JP 1986089954U JP 8995486 U JP8995486 U JP 8995486U JP S6324450 Y2 JPS6324450 Y2 JP S6324450Y2
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- Japan
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- output
- outputs
- detector
- signal
- filter
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- Expired
Links
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 8
- 239000000284 extract Substances 0.000 claims description 3
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims 2
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 11
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 1
- 230000000007 visual effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
- Radio Relay Systems (AREA)
- Time-Division Multiplex Systems (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本考案は、受信信号における搬送波レベルと雑
音レベルとの比を測定するC/N測定装置に関す
るものである。
音レベルとの比を測定するC/N測定装置に関す
るものである。
C/N比は、受信信号における搬送波電力(C)と
雑音電力(N)の比であつて、受信信号の品位を
評価するために広く用いられている。
雑音電力(N)の比であつて、受信信号の品位を
評価するために広く用いられている。
例えば衛生通信におけるPCM−TDMA信号は
バースト状に到来し、その先頭に受信局における
搬送波再生回路を同期させるための無変調信号を
有する。そこでPCM−TDMA受信信号の品位を
評価するため、この無変調信号部分のC/N比を
測定する装置が用いられている。
バースト状に到来し、その先頭に受信局における
搬送波再生回路を同期させるための無変調信号を
有する。そこでPCM−TDMA受信信号の品位を
評価するため、この無変調信号部分のC/N比を
測定する装置が用いられている。
第1図は従来のC/N測定装置の構成を示して
いる。同図において、1は増幅器であつて受信バ
ースト信号を一定利得で増幅する。2はハイブリ
ツド(H)であつて、増幅器1の出力を2分して出力
する。3は帯域通過フイルタであつて、ハイブリ
ツド2から入力されたバースト信号から搬送波だ
けを抽出する。4は帯域阻止フイルタであつて、
ハイブリツド2から入力されたバースト信号から
搬送波のみを除去する。5,6は検波器であつ
て、それぞれ搬送波フイルタ3、搬送波除去フイ
ルタ4の出力を検波して直流化する。7,8はサ
ンプリングホールド回路(S/H)であつて、無
変調波予測信号に応じて、それぞれ検波器5,6
の検波電圧をサンプリングして保持する。9は割
算器(DIV)であつて、サンプリングホールド回
路7の出力電圧を、サンプリングホールド回路8
の出力電圧で割算して、割算結果の出力を発生す
る。10はデイスプレイであつて、割算器9の割
算結果の出力を適当な可視的表示等によつて表示
する。
いる。同図において、1は増幅器であつて受信バ
ースト信号を一定利得で増幅する。2はハイブリ
ツド(H)であつて、増幅器1の出力を2分して出力
する。3は帯域通過フイルタであつて、ハイブリ
ツド2から入力されたバースト信号から搬送波だ
けを抽出する。4は帯域阻止フイルタであつて、
ハイブリツド2から入力されたバースト信号から
搬送波のみを除去する。5,6は検波器であつ
て、それぞれ搬送波フイルタ3、搬送波除去フイ
ルタ4の出力を検波して直流化する。7,8はサ
ンプリングホールド回路(S/H)であつて、無
変調波予測信号に応じて、それぞれ検波器5,6
の検波電圧をサンプリングして保持する。9は割
算器(DIV)であつて、サンプリングホールド回
路7の出力電圧を、サンプリングホールド回路8
の出力電圧で割算して、割算結果の出力を発生す
る。10はデイスプレイであつて、割算器9の割
算結果の出力を適当な可視的表示等によつて表示
する。
第1図において、無変調部予測信号は、受信信
号における次の無変調部の出現のタイミングを予
測する信号であつて、図示されない同期部におい
て、バースト信号の繰返し周期を抽出することに
よつて発生する。従つて無変調予測信号によつて
サンプリングワールド回路7,8においてそれぞ
れサンプリングを行うことによつて、バースト信
号の先頭の無変調部における搬送波レベルおよび
雑音レベルに対応する検波電圧が保持されるの
で、割算器9によつて、両電圧の比を求めること
によつて、C/N比に対応する信号が得られるの
で、これを適当なデイスプレイによつて表示を行
う。
号における次の無変調部の出現のタイミングを予
測する信号であつて、図示されない同期部におい
て、バースト信号の繰返し周期を抽出することに
よつて発生する。従つて無変調予測信号によつて
サンプリングワールド回路7,8においてそれぞ
れサンプリングを行うことによつて、バースト信
号の先頭の無変調部における搬送波レベルおよび
雑音レベルに対応する検波電圧が保持されるの
で、割算器9によつて、両電圧の比を求めること
によつて、C/N比に対応する信号が得られるの
で、これを適当なデイスプレイによつて表示を行
う。
しかしながら受信装置における着信レベルは、
空間状態の変化等に基づいて大きく変動する。そ
のためC/N比の測定を精度よく行おうとする
と、搬送波および雑音に対する検波器のダイナミ
ツクレンジを非常に広くすることが要求されるこ
とになり、実現上の困難を伴う。また両検波電圧
の比を演算する割算器は、高価なだけでなく温度
変動に伴う誤差が大きい。
空間状態の変化等に基づいて大きく変動する。そ
のためC/N比の測定を精度よく行おうとする
と、搬送波および雑音に対する検波器のダイナミ
ツクレンジを非常に広くすることが要求されるこ
とになり、実現上の困難を伴う。また両検波電圧
の比を演算する割算器は、高価なだけでなく温度
変動に伴う誤差が大きい。
本考案はこのような従来技術の欠点を除去しよ
うとするものであつて、その目的は、搬送波およ
び雑音を検波する検波器のダイナミツクレンジを
狭くすることができ、かつ両検波電圧の比を割算
する割算器を省略することができる装置を提供す
ることである。
うとするものであつて、その目的は、搬送波およ
び雑音を検波する検波器のダイナミツクレンジを
狭くすることができ、かつ両検波電圧の比を割算
する割算器を省略することができる装置を提供す
ることである。
本考案のC/N測定装置は、搬送波の検波出力
電圧を制御信号として受信して受信信号に対する
増幅器にAGCをかけることによつて、検波器に
要求されるダイナミツクレンジを狭くするととも
に、雑音検波電圧によつて直接C/N比を表示さ
せることによつて、割算器を省略したものであ
る。
電圧を制御信号として受信して受信信号に対する
増幅器にAGCをかけることによつて、検波器に
要求されるダイナミツクレンジを狭くするととも
に、雑音検波電圧によつて直接C/N比を表示さ
せることによつて、割算器を省略したものであ
る。
以下、実施例について本考案を詳細に説明す
る。
る。
第2図は、本考案のC/N測定装置の一実施例
の構成をを示している。同図において、第1図に
おけると同じ部分は同じ番号で示されており、そ
れらの動作は第1図の場合と同様である。11は
AGC増幅器であつて、搬送波の検波電圧を無変
調部予測信号によつてサンプリング保持する。サ
ンプリングホールド回路7の出力をAGC制御電
圧として加えられて、AGC動作を行う。
の構成をを示している。同図において、第1図に
おけると同じ部分は同じ番号で示されており、そ
れらの動作は第1図の場合と同様である。11は
AGC増幅器であつて、搬送波の検波電圧を無変
調部予測信号によつてサンプリング保持する。サ
ンプリングホールド回路7の出力をAGC制御電
圧として加えられて、AGC動作を行う。
今、搬送波の検波電圧をec、雑音の検波電圧を
eoとすると、C/N比は次式によつて示される。
eoとすると、C/N比は次式によつて示される。
C/N=(ec/eo)2 …(1)
第2図においてAGCのループゲインが十分大
きいときは、搬送波検波電圧は、受信バースト信
号入力レベルに無関係にほぼ一定となる。このと
き搬送波検波電圧をEcとすれば、C/N比は第2
図の回路において、次式のようになる。
きいときは、搬送波検波電圧は、受信バースト信
号入力レベルに無関係にほぼ一定となる。このと
き搬送波検波電圧をEcとすれば、C/N比は第2
図の回路において、次式のようになる。
C/N=(Ec1/eo)2 …(2)
(2)式から明らかなように、C/N比は雑音検波
電圧の2乗に逆比例し、従つて雑音検波電圧を直
接C/N比の目盛におきかえて表示することがで
きる。
電圧の2乗に逆比例し、従つて雑音検波電圧を直
接C/N比の目盛におきかえて表示することがで
きる。
本考案のC/N測定装置の場合、従来の装置に
比べて検波器のダイナミツクレンジを狭くするこ
とができる。すなわち搬送波に対する検波器は入
力レベルが常にほぼ一定であり、雑音に対する検
波器はそのダイナミツクレンジがC/N測定レン
ジと等しくなり、いずれにしても従来の装置に比
べて検波器のダイナミツクレンジを著しく狭くす
ることが可能となる。
比べて検波器のダイナミツクレンジを狭くするこ
とができる。すなわち搬送波に対する検波器は入
力レベルが常にほぼ一定であり、雑音に対する検
波器はそのダイナミツクレンジがC/N測定レン
ジと等しくなり、いずれにしても従来の装置に比
べて検波器のダイナミツクレンジを著しく狭くす
ることが可能となる。
また本考案のC/N測定装置においては搬送波
検波電圧がほぼ一定となる結果、(2)式に示される
ごとく割算器を使用することなく、雑音検波電圧
によつて直接C/N比を表示させることが可能と
なる。従つ回路構成が簡単になつて、価格を低下
できるだけでなく、温度変動の影響を受けやすい
割算器を使用しないので、測定精度を向上できる
利点がある。
検波電圧がほぼ一定となる結果、(2)式に示される
ごとく割算器を使用することなく、雑音検波電圧
によつて直接C/N比を表示させることが可能と
なる。従つ回路構成が簡単になつて、価格を低下
できるだけでなく、温度変動の影響を受けやすい
割算器を使用しないので、測定精度を向上できる
利点がある。
第1図は従来のC/N測定装置の構成を示すブ
ロツク図、第2図は本考案のC/N測定装置の一
実施例の構成を示すブロツク図である。 1……増幅器、2……ハイブリツド(H)、3……
帯域通過フイルタ、4……帯域阻止フイルタ、
5,6……検波器、7,8……サンプリングホー
ルド回路(S/H)、9……割算器(DIV)、10
……デイスプレイ、11……AGC増幅器。
ロツク図、第2図は本考案のC/N測定装置の一
実施例の構成を示すブロツク図である。 1……増幅器、2……ハイブリツド(H)、3……
帯域通過フイルタ、4……帯域阻止フイルタ、
5,6……検波器、7,8……サンプリングホー
ルド回路(S/H)、9……割算器(DIV)、10
……デイスプレイ、11……AGC増幅器。
Claims (1)
- PCM−TDMAにおける周期的に搬送波同期用
無変調信号を有するバースト状の信号を受信する
受信局において、受信信号を増幅するAGC増幅
器と、同期部にてバースト信号の繰返し周期を抽
出することによつて発生する無変調部予測信号に
より該増幅器の出力から搬送波周波数成分のみを
抽出して出力する第1のフイルタと、前記増幅の
出力から搬送波周波数成分のみを阻止した出力を
発生する第2のフイルタと、前記第1のフイルタ
の出力を検波して出力する第1の検波器と、前記
第2のフイルタの出力を検波して出力する第2の
検波器と、前記無変調信号が存在すると思われる
期間前記第1および第2の検波器の出力をそれぞ
れサンプリングして保持する第1および第2のサ
ンプリングホールド回路とを具え、サンプリング
ホールドされた該第1の検波器出力によつて前記
AGC増幅器におけるAGC制御を行つて該増幅器
出力を一定にするとともに、サンプリングホール
ドされた該第2の検波器の検波出力電圧によつて
受信信号のC/N比を直接表示することを特徴と
するC/N測定装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1986089954U JPS6324450Y2 (ja) | 1986-06-12 | 1986-06-12 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1986089954U JPS6324450Y2 (ja) | 1986-06-12 | 1986-06-12 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS61205084U JPS61205084U (ja) | 1986-12-24 |
JPS6324450Y2 true JPS6324450Y2 (ja) | 1988-07-05 |
Family
ID=30644522
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1986089954U Expired JPS6324450Y2 (ja) | 1986-06-12 | 1986-06-12 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6324450Y2 (ja) |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS48129U (ja) * | 1971-05-24 | 1973-01-05 |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5828218Y2 (ja) * | 1977-10-27 | 1983-06-20 | 日本電気株式会社 | 音声雑音測定装置 |
-
1986
- 1986-06-12 JP JP1986089954U patent/JPS6324450Y2/ja not_active Expired
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS48129U (ja) * | 1971-05-24 | 1973-01-05 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS61205084U (ja) | 1986-12-24 |
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