JPS6315840B2 - - Google Patents
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- JPS6315840B2 JPS6315840B2 JP15459780A JP15459780A JPS6315840B2 JP S6315840 B2 JPS6315840 B2 JP S6315840B2 JP 15459780 A JP15459780 A JP 15459780A JP 15459780 A JP15459780 A JP 15459780A JP S6315840 B2 JPS6315840 B2 JP S6315840B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors rotating step by step
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Stepping Motors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はスイツチング素子をオン・オフ制御し
て励磁電流を指令波形と同形にするパルスモータ
のコントローラに関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a pulse motor controller that controls switching elements on and off to make an excitation current have the same shape as a command waveform.
従来のパルスモータのコントローラは各相の励
磁巻線に直列接続した電流検出抵抗により励磁電
流をそれぞれ検出し、この検出出力をそれぞれの
コンパレータにフイードバツクして駆動スイツチ
ング素子をオン・オフ制御するもので、各相ごと
に電流検出抵抗、コンパレータを必要とする欠点
があつた。 Conventional pulse motor controllers detect the excitation current using current detection resistors connected in series with the excitation windings of each phase, and feed back the detection output to each comparator to control on/off of the drive switching elements. However, it had the disadvantage of requiring a current detection resistor and a comparator for each phase.
本発明は前記欠点を除去するため、パルスモー
タの励磁電流と指令波形とをコンパレータで比較
し、比較出力に基づいて励磁巻線に接続されたス
イツチング素子をオン・オフ制御し、前記励磁電
流を指令波形とほぼ同形にするパルスモータのコ
ントローラにおいて、同一の組においては2つ以
上の励磁巻線に同時に励磁電流が流れないように
励磁巻線を2つの組に分けると共に、総励磁電流
を検出してその電流に応じた電圧を発生する電流
検出手段を一方の組だけに設け、さらに、この電
流検出手段の出力を前記コンパレータに入力し、
前記コンパレータの比較出力を一方の組のスイツ
チング素子に入力し、前記コンパレータの比較出
力の反転出力を他方の組のスイツチング素子に入
力したもので、以下図面にしたがい詳細に説明す
る。 In order to eliminate the above drawbacks, the present invention compares the excitation current of the pulse motor with a command waveform using a comparator, controls on/off the switching element connected to the excitation winding based on the comparison output, and controls the excitation current. In a pulse motor controller whose waveform is almost the same as the command waveform, the excitation windings are divided into two groups so that excitation current does not flow simultaneously to two or more excitation windings in the same group, and the total excitation current is detected. A current detecting means for generating a voltage according to the current is provided in only one set, and further, the output of this current detecting means is inputted to the comparator,
The comparison output of the comparator is input to one set of switching elements, and the inverted output of the comparison output of the comparator is input to the other set of switching elements, and will be described in detail below with reference to the drawings.
第1図は本発明の一実施例を示す回路図で1は
三角波発生回路、2はレベルホールド回路、3は
積分回路、4はコンパレータ、5は駆動スイツチ
ング素子、6a,6b,6cおよび6dは相選択
スイツチング素子、7a,7b,7cおよび7d
はパルスモータの各相の励磁巻線、8a,8b,
8cおよび8dはドライバ、9はダイオードDお
よび抵抗Rからなるワイヤードアンド回路、10
は巻線電流検出抵抗である。 FIG. 1 is a circuit diagram showing one embodiment of the present invention, in which 1 is a triangular wave generating circuit, 2 is a level hold circuit, 3 is an integrating circuit, 4 is a comparator, 5 is a driving switching element, 6a, 6b, 6c and 6d are Phase selection switching elements, 7a, 7b, 7c and 7d
are the excitation windings of each phase of the pulse motor, 8a, 8b,
8c and 8d are drivers, 9 is a wired AND circuit consisting of a diode D and a resistor R, 10
is the winding current detection resistor.
ここでコンパレータ4の動作を説明する。コン
パレータ4の一方の入力は積分発生回路3の出力
であり、他方の入力は巻線電流検出抵抗10の出
力とコンパレータ4の出力である。従つて、コン
パレータ4において、前記ロの指令波形は、巻線
電流検出抵抗10の出力とコンパレータ4の出力
とによつて決る比較信号と比較される。この比較
信号は、コンパレータ4の出力がハイレベルから
ロウレベルになるとき立上り(コンパレータ4の
出力がロウレベルになると、駆動スイツチング素
子5がオンになり、電流検出抵抗10の電圧がス
テツプ状に立上るため)、コンパレータ4の出力
がロウレベルからハイレベルになるとき立下る
(コンパレータ4の出力がハイレベルになると、
駆動スイツチング素子5がオフになり、電流検出
抵抗10の電圧がステツプ状に立下るため)。よ
つて、指令波形が立上るときは、コンパレータ4
の出力がハイレベルからロウレベルになつて再び
ハイレベルになるまでの時間(ロウレベルにある
時間)の方が、コンパレータ4の出力がロウレベ
ルからハイレベルになつて再びロウレベルになる
までの時間(ハイレベルにある時間)よりも長
く、一方指令波形が立上るときは、ハイレベルに
ある時間の方がロウレベルにある時間よりも長く
なる(第4図ハに示すパルス列参照)。なお、巻
線電流検出抵抗10に流れる電流の大小によつて
電流検出抵抗10の電圧の立上り方も変り、それ
により前記ロウレベルにある時間が変つて励磁巻
線に流れる励磁電流が制御される。 Here, the operation of the comparator 4 will be explained. One input of the comparator 4 is the output of the integral generating circuit 3, and the other input is the output of the winding current detection resistor 10 and the output of the comparator 4. Therefore, in the comparator 4, the command waveform (b) is compared with a comparison signal determined by the output of the winding current detection resistor 10 and the output of the comparator 4. This comparison signal rises when the output of the comparator 4 goes from a high level to a low level (because when the output of the comparator 4 goes to a low level, the drive switching element 5 is turned on and the voltage of the current detection resistor 10 rises in a stepwise manner). ), falls when the output of comparator 4 goes from low level to high level (when the output of comparator 4 goes to high level,
(This is because the drive switching element 5 is turned off and the voltage across the current detection resistor 10 falls in a stepwise manner.) Therefore, when the command waveform rises, comparator 4
The time it takes for the output of comparator 4 to go from high level to low level and then go back to high level (time at low level) is longer than the time it takes for the output of comparator 4 to go from low level to high level to go back to low level (high level). On the other hand, when the command waveform rises, the time it is at high level is longer than the time it is at low level (see the pulse train shown in FIG. 4C). Note that the rise of the voltage of the current detection resistor 10 changes depending on the magnitude of the current flowing through the winding current detection resistor 10, thereby changing the time at the low level and controlling the excitation current flowing to the excitation winding.
前記構成の実施例を第4図イ〜ルに示すタイム
チヤートを用いて説明する。まず2相励磁の場合
は切替信号によりレベルホールド回路2を不動作
にする。この状態では三角波発生回路1がイの三
角波を発生し、この積分回路を介してロの波形と
なる。コンパレータ4は前記ロの指令波形と前記
比較信号とを比較し第4図ハに示すパルス列を出
力する。この出力パルスがロウレベルのとき駆動
スイツチング素子5がオンとなり、またワイヤー
ドアンド回路9により相選択スイツチング素子6
cおよび6dがオフとなる。逆に出力パルスがハ
イレベルのとき駆動スイツチング素子5がオフと
なり、相選択スイツチング素子6cおよび6dは
ドライバ8cおよび8dの出力によりオンまたは
オフとなる。一方ドライバー8a,8b,8cお
よび8dには第4図ニ,ヘ,ホおよびトに示す信
号が入力されており、この結果、励磁巻線7a,
7b,7cおよび7dに流れる励磁電流は第4図
チ,ヌ,リおよびルに示すように略三角形とな
り、かつ選択された1相の立下りと他の1相の立
上りとが相補的となる。 An embodiment of the above configuration will be explained using the time chart shown in FIG. First, in the case of two-phase excitation, the level hold circuit 2 is disabled by a switching signal. In this state, the triangular wave generating circuit 1 generates the triangular wave A, which becomes the waveform B via the integrating circuit. The comparator 4 compares the command waveform (b) with the comparison signal and outputs the pulse train shown in FIG. 4 (c). When this output pulse is at a low level, the drive switching element 5 is turned on, and the wired AND circuit 9 turns on the phase selection switching element 6.
c and 6d are turned off. Conversely, when the output pulse is at a high level, drive switching element 5 is turned off, and phase selection switching elements 6c and 6d are turned on or off by the outputs of drivers 8c and 8d. On the other hand, the signals shown in FIG.
The excitation currents flowing through 7b, 7c, and 7d form a substantially triangular shape as shown in Figure 4, and the falling edge of one selected phase is complementary to the rising edge of the other phase. .
第5図は上記第3図の回路のうち、特に三角波
発生回路1と、レベルホールド回路2、積分回路
3を詳細に示すもので、Xより方形波指令パルス
が入力されると、論理「0」から「1」に切替る
時、三角波発生回路1の出力は抵抗R1とコンデ
ンサC1により決まる値で直線的に上昇する。又
X入力が論理「1」から「0」に切替る時三角波
発生回路1の出力は抵抗R1とコンデンサC1で
決まる時定数によつて直線的に下降する。 FIG. 5 shows in detail the triangular wave generation circuit 1, level hold circuit 2, and integration circuit 3 among the circuits shown in FIG. 3. When a square wave command pulse is input from ” to “1”, the output of the triangular wave generating circuit 1 increases linearly at a value determined by the resistor R1 and the capacitor C1. Further, when the X input is switched from logic "1" to "0", the output of the triangular wave generating circuit 1 falls linearly according to a time constant determined by the resistor R1 and the capacitor C1.
これらは第4図イに示す三角波形となる。S
1,S2はアナログスイツチで積分回路3のC2
と組合せでレベルホールド回路2を形成してい
る。このレベルホールド回路2は2相励磁の時に
常時ON、1−2相励磁の時にON/OFFのコン
トロールを行う。 These become triangular waveforms shown in FIG. 4A. S
1. S2 is an analog switch and C2 of the integrating circuit 3.
In combination, a level hold circuit 2 is formed. This level hold circuit 2 is always ON during 2-phase excitation, and performs ON/OFF control during 1-2 phase excitation.
3は抵抗R3とコンデンサC2によつて決まる
時定数τをもつ積分回路である。 3 is an integrating circuit having a time constant τ determined by a resistor R3 and a capacitor C2.
前述のような方法と指令波形にて、パルスモー
タの励磁電流をコントロールする時パルスモータ
が発生するトルクPは、下記(1)式で示すことがで
きる。 The torque P generated by the pulse motor when controlling the excitation current of the pulse motor using the method and command waveform described above can be expressed by the following equation (1).
P=Pp sinθ・Ip・t/T+Pp cosθ・Ip
・(1−t/T)(1)
但しPpは静止トルク、θはパルスモータの回転
角。 P=P p sinθ・I p・t/T+P p cosθ・I p
・(1-t/T)(1) where P p is the static torque and θ is the rotation angle of the pulse motor.
tは経過時間。 t is elapsed time.
Tは第4図で示す指令パルスの周期。 T is the period of the command pulse shown in FIG.
Ipは励磁電流のピーク値。 I p is the peak value of excitation current.
したがつて最大トルクはPpであり、トルクリツ
プルは29%となる。またパルスモータの総励磁電
流はIpに過ぎず、かつ第4図ヲに示すように一定
となる。 Therefore, the maximum torque is P p and the torque ripple is 29%. Further, the total excitation current of the pulse motor is only I p and is constant as shown in FIG.
次に1−2相励磁の場合、切替信号により、レ
ベルホールド回路2を動作する。この状態では抵
抗R4により、積分回路3の時定数が変わり、第
6図イに示す台形波を出力する。このため励磁巻
線7a,7b,7cおよび7dには第6図ロ,
ニ,ハおよびホの励磁電流が流れ、2相励磁と同
様にトルクリツプルが小さくなるし、また最大ト
ルクPpを得るのに必要な励磁電流はIpとなり、か
つ第6図ヘに示すように一定する。 Next, in the case of 1-2 phase excitation, the level hold circuit 2 is operated by the switching signal. In this state, the time constant of the integrating circuit 3 is changed by the resistor R4, and the trapezoidal wave shown in FIG. 6A is output. Therefore, the excitation windings 7a, 7b, 7c and 7d are
The excitation currents D, C, and E flow, and the torque ripple becomes small as in two-phase excitation. Also, the excitation current required to obtain the maximum torque P p becomes I p , and as shown in Fig. 6, Be constant.
なお、本発明は前記実施例に限らず、例えば駆
動スイツチング素子5を除去し、ドライバ8a、
および8bの代わりにアンド回路又はナンド回路
を挿入し、コンパレータ4の出力をこのアンド回
路又はナンド回路に入力するようにしてもよい。
またワイヤードアンド回路9を除去し、ドライバ
8cおよび8dの代わりにアンド回路又はナンド
回路を挿入し、コンパレータ4の反転出力をこの
アンド回路又はナンド回路に入力するようにして
もよい。また4相のパルスモータに限らず、例え
ば2相のパルスモータに対しても同様に効果があ
る。 Note that the present invention is not limited to the above-mentioned embodiment, and for example, the drive switching element 5 is removed and the driver 8a,
And 8b may be replaced with an AND circuit or a NAND circuit, and the output of the comparator 4 may be input to this AND circuit or NAND circuit.
Alternatively, the wired AND circuit 9 may be removed, an AND circuit or a NAND circuit may be inserted in place of the drivers 8c and 8d, and the inverted output of the comparator 4 may be input to this AND circuit or NAND circuit. Further, the present invention is not limited to a four-phase pulse motor, but is similarly effective for, for example, a two-phase pulse motor.
以上詳細に説明したように本発明によれば、巻
線電流検出抵抗とコンパレータを1個ずつにして
も多相のパルスモータを駆動できる効果がある。 As described above in detail, according to the present invention, a multiphase pulse motor can be driven even if one winding current detection resistor and one comparator are provided.
第1図、第2図は従来のドライブ法とトルクリ
ツプを示す図、第3図は本発明の一実施例を示す
図、第4図イ〜ヲは第3図に示す実施例のタイム
チヤート、第5図は第3図に示す実施例の一部を
示す図、第6図イ〜ヘは1−2相励磁における各
相の電流波形を示す図である。
1……三角波発生回路、2……レベルホールド
回路、3……積分回路、4……コンパレータ、5
……駆動スイツチング素子、6a,6b,6cお
よび6d……相選択スイツチング素子、7a,7
b,7cおよび7d……励磁巻線、8a,8b,
8cおよび8d……ドライバ、9……ワイヤード
アンド回路、10……巻線電流検出抵抗。
1 and 2 are diagrams showing the conventional drive method and torque clip, FIG. 3 is a diagram showing an embodiment of the present invention, and FIGS. 4A to 4 are time charts of the embodiment shown in FIG. FIG. 5 is a diagram showing a part of the embodiment shown in FIG. 3, and FIGS. 6A to 6F are diagrams showing current waveforms of each phase in 1-2 phase excitation. 1...triangle wave generation circuit, 2...level hold circuit, 3...integrator circuit, 4...comparator, 5
... Drive switching elements, 6a, 6b, 6c and 6d... Phase selection switching elements, 7a, 7
b, 7c and 7d... excitation winding, 8a, 8b,
8c and 8d...driver, 9...wired circuit, 10...winding current detection resistor.
Claims (1)
パレータで比較し、比較出力に基づいて励磁巻線
に接続されたスイツチング素子をオン・オフ制御
し、前記励磁電流を指令波形とほぼ同形にするパ
ルスモータのコントローラにおいて、 同一の組においては2つ以上の励磁巻線に同時
に励磁電流が流れないように励磁巻線を2つの組
に分け、 総励磁電流を検出してその電流に応じた電圧を
発生する電流検出手段を一方の組だけに設け、 この電流検出手段の出力を前記コンパレータに
入力し、 前記コンパレータの比較出力を一方の組のスイ
ツチング素子に入力し、 前記コンパレータの比較出力の反転出力を他方
の組のスイツチング素子に入力した ことを特徴とするパルスモータのコントローラ。[Claims] 1. The excitation current of the pulse motor and the command waveform are compared by a comparator, and the switching element connected to the excitation winding is controlled on/off based on the comparison output, so that the excitation current is matched with the command waveform. In the controller of the pulse motor, which has almost the same shape, the excitation windings are divided into two sets so that excitation current does not flow simultaneously to two or more excitation windings in the same set, and the total excitation current is detected and the current is calculated. A current detection means for generating a voltage according to the voltage is provided in only one set, the output of the current detection means is inputted to the comparator, the comparative output of the comparator is inputted to the switching element of one set, and the output of the current detection means is inputted to the switching element of the one set, A controller for a pulse motor, characterized in that an inverted output of a comparison output is input to the other set of switching elements.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP15459780A JPS5780293A (en) | 1980-11-05 | 1980-11-05 | Driving method for pulse motor |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP15459780A JPS5780293A (en) | 1980-11-05 | 1980-11-05 | Driving method for pulse motor |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5780293A JPS5780293A (en) | 1982-05-19 |
JPS6315840B2 true JPS6315840B2 (en) | 1988-04-06 |
Family
ID=15587657
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP15459780A Granted JPS5780293A (en) | 1980-11-05 | 1980-11-05 | Driving method for pulse motor |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS5780293A (en) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4507591A (en) * | 1983-07-26 | 1985-03-26 | Rca Corporation | Linear pulse width to current converter for brushless DC motors |
-
1980
- 1980-11-05 JP JP15459780A patent/JPS5780293A/en active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5780293A (en) | 1982-05-19 |
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