JPS6293677A - Apparatus for detecting obstruction - Google Patents
Apparatus for detecting obstructionInfo
- Publication number
- JPS6293677A JPS6293677A JP60233274A JP23327485A JPS6293677A JP S6293677 A JPS6293677 A JP S6293677A JP 60233274 A JP60233274 A JP 60233274A JP 23327485 A JP23327485 A JP 23327485A JP S6293677 A JPS6293677 A JP S6293677A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- correlation
- obstacle
- delay
- series signal
- detection device
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は障害物までの距離を測定するレーダーに係り、
特に自動車に使用するに好適な障害物検知装置に関する
。[Detailed Description of the Invention] [Field of Application of the Invention] The present invention relates to a radar that measures the distance to an obstacle;
The present invention particularly relates to an obstacle detection device suitable for use in automobiles.
従来、R波を利用して、障害物までの距離を測定する障
害物検知装置としては、第2図に示す構成のものが知ら
れている(特開昭49−11092号公報、特開昭52
−49790号公報)。Conventionally, as an obstacle detection device that measures the distance to an obstacle using R-waves, the configuration shown in FIG. 52
-49790).
これは、高周波発振部1で発生している高周波を、パル
ス発生部23で発生させた単発パルスで駆動されている
パルス変調部22に供給し、送信アンテナ4がら空間に
、パルス変調された電波として放射する。This supplies the high frequency generated by the high frequency oscillation unit 1 to the pulse modulation unit 22 which is driven by a single pulse generated by the pulse generation unit 23, and sends pulse-modulated radio waves into space from the transmitting antenna 4. radiate as.
この放射波は、障害物50が有ると、そこで反射し、そ
の反射波は、受信アンテナ5で受信され。If there is an obstacle 50, this radiation wave will be reflected there, and the reflected wave will be received by the receiving antenna 5.
増幅2周波数変換され、コンパレータ25で復調され、
もとのパルス波形に整形される。ここで、パルス発生部
23で発生させたパルスをスタート信号、コンパレータ
25で整形したパルスをストップ信号とし、時間計測部
26でクロック24を使用して、送受信間の電波の伝搬
時間を計数し。Amplified and converted into two frequencies, demodulated by a comparator 25,
It is shaped into the original pulse waveform. Here, the pulse generated by the pulse generator 23 is used as a start signal, the pulse shaped by the comparator 25 is used as a stop signal, and the time measurement unit 26 uses the clock 24 to count the propagation time of radio waves between transmission and reception.
これから距離を算出する方式が一般的である。A common method is to calculate the distance from this.
しかし、この方式では、第3図に示すように。However, in this method, as shown in FIG.
送信パルスに対する受信パルスの伝搬遅れTが。The propagation delay T of the received pulse with respect to the transmitted pulse is.
そのまま障害物までの距離に比例するため、送信パルス
の立上り時間t、が大きいと、受信側では、障害物の電
波反射率や距離で図のように、受信パルスの波高値Vr
が大きく変化し、ある設定電圧Vthでパルスの生起
を判定する場合、同一距離の障害物でも受信パルスの波
高値はv目1Vr2と異なり、その結果1時間計測誤差
ΔTが生じてしまう、このため、送信パルスの立上り時
間trは、障害物検知装置として一般的に要求される距
離分解能1mを考えると、電波が2m(障害物までの電
波の伝搬路は、障害物までの距離の2倍になる)進む時
間、即ち、約6nS以下である必要があり。Since it is directly proportional to the distance to the obstacle, if the rise time t of the transmitted pulse is large, on the receiving side, the wave height value Vr of the received pulse will increase depending on the radio wave reflectance and distance of the obstacle, as shown in the figure.
changes greatly and when determining the occurrence of a pulse at a certain set voltage Vth, the peak value of the received pulse will be different from Vth 1Vr2 even if there is an obstacle at the same distance, resulting in a one-hour measurement error ΔT. , the rise time tr of the transmitted pulse is 2 m (the propagation path of the radio wave to the obstacle is twice the distance to the obstacle), considering the distance resolution of 1 m generally required for an obstacle detection device. ), that is, it needs to be approximately 6 nS or less.
このため、電波の占有帯域が広く必要になる。例えば、
上記の条件でも約200MHzの周波数帯域が必要にな
る。Therefore, a wide occupied radio wave band is required. for example,
Even under the above conditions, a frequency band of approximately 200 MHz is required.
しかし、実用上からは、このように広い帯域の占有は許
され難く、また、耐電波ノイズ性が弱くなるので信頼性
が下がり、実用的でなくなる。特に、この耐電波ノイズ
性の弱化に伴う信頼性の低下の問題は大きく1例えば第
4図に示すように、自車100が障害物50からの電波
を受信しているときに対向車101があり、このときに
帯域幅が広いと、これからの電波が直接、自軍100に
受信され、この結果、障害物50からの反射波がマスク
されて距離測定力5不可能になるので、実用化が極めて
困難になってしまう。However, from a practical point of view, it is difficult to allow such a wide band to be occupied, and the radio noise resistance is weakened, resulting in decreased reliability and impractical use. In particular, the problem of reliability deterioration due to the weakening of radio noise resistance is significant (1) For example, as shown in FIG. Yes, if the bandwidth is wide at this time, the radio waves from now on will be directly received by the own troops 100, and as a result, the reflected waves from the obstacles 50 will be masked, making it impossible to measure the distance, making it difficult to put it into practical use. It becomes extremely difficult.
本発明の目的は、上記した従来技術の欠点を除き、使用
電波の占有帯域幅を充分に小さく保ちながら、しかも充
分な精度を保つことができるようにした障害物検知装置
を提供するにある。SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide an obstacle detection device that eliminates the drawbacks of the prior art described above and can maintain sufficient accuracy while keeping the occupied bandwidth of radio waves sufficiently small.
この目的を達成するため、本発明は、パルス波に代えて
時間的に相関をもった信号によって変調した連続波を送
信し、これにより送信から受信までの電波の伝搬時間の
計測が行えるようにした点を特徴とする。To achieve this objective, the present invention transmits a continuous wave modulated by a temporally correlated signal instead of a pulse wave, thereby making it possible to measure the propagation time of radio waves from transmission to reception. It is characterized by the following points.
以下、本発明の一実施例を第1図により説明する。 An embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG.
障害物50を検出するための信号は、高周波発振部1.
雑雑音量発器(PNG)8.分周器10゜クロック回路
14.ミキサ2.増幅部3.アンテナ4とから成る送信
系により発射される。A signal for detecting the obstacle 50 is generated by the high frequency oscillator 1.
Noise volume generator (PNG)8. Frequency divider 10° clock circuit 14. Mixer 2. Amplifying section 3. The signal is emitted by a transmission system consisting of an antenna 4.
一方受信系は、アンテナ5.増幅部62周波数変換部7
.!!延回路9.相関器11.検波器12゜コンパレー
タ13から成り立っている。On the other hand, the receiving system includes antenna 5. Amplification section 62 Frequency conversion section 7
.. ! ! Extension circuit 9. Correlator 11. It consists of a detector 12° and a comparator 13.
発信部1では一定の周波数1例えば10GHz程度の高
周波を発生し、ミキサ2においてPNG8の出力により
2相位相変調を行う。PNG8はいわゆる最大周期符号
列(m系列)などの擬似ランダム雑音符号を発生するも
ので、この符号は鋭い自己相関特性を有するので好適で
ある。なお、m系列の自己相関は、符号のビット幅をT
とすると、±Tの幅を有する。そして、この相関特性が
。The transmitter 1 generates a high frequency of a certain frequency 1, for example, about 10 GHz, and the mixer 2 performs two-phase phase modulation using the output of the PNG 8. PNG8 generates a pseudorandom noise code such as a so-called maximum periodic code sequence (m sequence), and this code is suitable because it has sharp autocorrelation characteristics. Note that for m-series autocorrelation, the bit width of the code is T
Then, it has a width of ±T. And this correlation property.
障害物検知の分解能を左右する。したがって、符号のビ
ットレートは高い程合解能が改善される。Affects the resolution of obstacle detection. Therefore, the higher the bit rate of the code, the better the resolution.
本実施例では、100MHzとしであるので、±10n
Sの相関の幅があり、これは距離に直すと±3mとなる
が、往復の時間に対応していることを考慮すると±1.
5mに相当する。PNG8のクロックはクロック回路1
4の出力を2分周して得ている。もちろん、相関のピー
クを正確に検知できると、距離精度は更に良くなるとい
うことはいうまでもない。In this example, the frequency is 100MHz, so ±10n
There is a range of correlation of S, which is ±3m when converted to distance, but when considering that it corresponds to round trip time, it is ±1.
Equivalent to 5m. PNG8 clock is clock circuit 1
It is obtained by dividing the output of 4 into 2. Of course, it goes without saying that if the peak of correlation can be detected accurately, the distance accuracy will be even better.
ミキサ2において変調された信号は、適当なレベルまで
増幅部3において増幅されて、アンテナ4から電磁波の
形で放射される。The signal modulated by the mixer 2 is amplified to an appropriate level by the amplifier 3 and radiated from the antenna 4 in the form of electromagnetic waves.
障害物50が存在すると、電磁波の一部は反射されて、
アンテナ5により受信され、増幅部6により増幅され1
周波数変換部7により信号処理を行いやすい帯域まで1
周波数変換を行う。When the obstacle 50 exists, part of the electromagnetic waves is reflected,
It is received by the antenna 5 and amplified by the amplification section 6.
Frequency converter 7 allows for easy signal processing up to 1 band.
Perform frequency conversion.
次に受信信号は、遅延回路9により遅延された雑音符号
と相関器11において相関がとられる。Next, the received signal is correlated with the noise code delayed by the delay circuit 9 in the correlator 11 .
従って、相関器11の出力は1反射波がないときは、雑
音だけであり1反射波が存在しても、遅延回路9の遅延
量が適当でないとき、すなわち、障害物50への往復の
電波伝搬時間に遅延量が等しくないと、やはり、雑音の
みである。そして、相互の時間差が、第5図に示したよ
うに±T以内に入って来ると、ここで始めて雑音以上の
振幅の信号が相関器出力に現われるようになり、それが
完全に一致すると、ピーク値を取る6なお相関器11の
出力は、交流の形式である場合が普通であり、その場合
、ダイオード等により検波した後。Therefore, when there is no one reflected wave, the output of the correlator 11 is just noise, and even if there is one reflected wave, when the delay amount of the delay circuit 9 is not appropriate, that is, the output of the radio wave going back and forth to the obstacle 50 is If the delay amount is not equal to the propagation time, it is still only noise. Then, when the mutual time difference comes within ±T as shown in Figure 5, a signal with an amplitude greater than the noise begins to appear in the correlator output for the first time, and when they match perfectly, The output of the correlator 11 that takes the peak value is usually in the form of alternating current, in which case it is detected by a diode or the like.
コンパレータ13により一定値以上のレベルのものを検
出するようにしである。The comparator 13 is designed to detect a level higher than a certain value.
検知範囲(本実施例では1.5m〜150m)をカバー
するために、一定周期で遅延量をスイープするようにし
である。そのため遅延回路9においてPNG8の出力を
可変的に遅延させ、その遅延量は、距離情報として出力
される。遅延回路の具体例については後述する。In order to cover the detection range (1.5 m to 150 m in this embodiment), the delay amount is swept at a constant cycle. Therefore, the output of the PNG 8 is variably delayed in the delay circuit 9, and the amount of delay is output as distance information. A specific example of the delay circuit will be described later.
遅延回路9を連続可変な形で実現するのは困難であるの
で、本実施例では離散的な遅延特性としである0本実施
例では、検知範囲を1,5m〜150mとしたので遅延
回路9の遅延量は10nS〜1μs′となる。ここで遅
延のステップ幅が問題となる。すなわち、ステップ幅は
第5図から明らかなように、少なくとも符号の周期以上
でなけれなならない0例えば、符号の周期としてTを選
んだ場合、第5図に示した相関特性は第6図のように劣
化する。すなわちピークのレベルも低下し、更に、ピー
クの位置がずれるという欠点が顕著になる。そこで、本
実施例では、チップ周期の半分子/2をステップ幅とし
て選んである。もちろん、更に短いステップ幅としても
良い。Since it is difficult to realize the delay circuit 9 in a continuously variable form, this embodiment uses a discrete delay characteristic. The amount of delay is 10 nS to 1 μs'. Here, the step width of the delay becomes an issue. In other words, as is clear from Fig. 5, the step width must be at least equal to or greater than the period of the code.For example, if T is selected as the period of the code, the correlation characteristic shown in Fig. 5 becomes as shown in Fig. 6. deteriorates to. That is, the peak level also decreases, and furthermore, the disadvantage that the peak position shifts becomes more noticeable. Therefore, in this embodiment, half the chip period/2 is selected as the step width. Of course, the step width may be even shorter.
上記の如き、遅延回路9は第7図に示すような回路で実
現できる。入力符号は先ず10段のシフトレジスタ90
0〜908群によりシフトされる。The delay circuit 9 as described above can be realized by a circuit as shown in FIG. The input code is first input to a 10-stage shift register 90.
Shifted by group 0-908.
各々の出力(合計9出力)はスイッチ91において、一
系統選択され1次の9段シフトレジスタ92に入力され
る。シフトレジスタ92の各段の出力は更にスイッチ9
3において一系統選択されて1段のシフトレジスタであ
るフリップ・フロップ94に入力されスイッチ95によ
り一系統選択される。フリップ・フロップ94は入力ク
ロック(2f)によりクロッキングされ、シフトレジス
タ900〜908および92は半分のクロック周波数で
クロッキングされる。したがって、2jのクロックを基
準として0から199ステツプの遅延量シフトが可能と
なる。One system of each output (9 outputs in total) is selected by a switch 91 and input to a primary 9-stage shift register 92 . The output of each stage of the shift register 92 is further connected to a switch 9.
3, one system is selected and inputted to a flip-flop 94, which is a one-stage shift register, and one system is selected by a switch 95. Flip-flop 94 is clocked by the input clock (2f) and shift registers 900-908 and 92 are clocked at half the clock frequency. Therefore, it is possible to shift the delay amount from 0 to 199 steps using the 2j clock as a reference.
第8図に他の遅延回路の一実施例を示しである。FIG. 8 shows an embodiment of another delay circuit.
本回路は、送信側のPH10と全く同じ構成のPN09
Cを設けておき、PNG9Cのクロックパルスを間引く
ことにより遅延出力を得るというものである。This circuit uses PN09, which has exactly the same configuration as PH10 on the transmitting side.
C is provided, and a delayed output is obtained by thinning out the clock pulses of PNG9C.
まず、発振器9Fにより適当な周波数の信号を得、それ
をカウンタ9Dにより分周して定期的に間引きパルスを
発生する。間引パルスを受けてパルス除去回路9Aはク
ロック入力からパルスを除去する。フリップ・フロップ
9Bで分周してやることにより、PNG9Cの出力の位
相は180’遅らされる。このような動作を繰り返し、
199クロツクに相当する遅延が達成されると、デコー
ダ9Eは、カウンタ9Dの出力をデコードすることによ
り、制御パルスを発生し、PH10のデータをPN09
Cに並列的にロードすることにより両PNGの同期化を
図るようにしている。First, a signal of an appropriate frequency is obtained by the oscillator 9F, and the frequency is divided by the counter 9D to periodically generate thinning pulses. In response to the thinning pulse, the pulse removal circuit 9A removes the pulse from the clock input. By dividing the frequency using flip-flop 9B, the phase of the output of PNG 9C is delayed by 180'. Repeat this action,
When a delay corresponding to 199 clocks is achieved, the decoder 9E generates a control pulse by decoding the output of the counter 9D and transfers the data of PH10 to PN09.
By loading the data into C in parallel, both PNGs are synchronized.
具体的に言えばPNG8および9Cは複数段のシフトレ
ジスタから成っており、PNG8のシフトレジスタ内容
をPN09Gに移すことを言う。Specifically, PNG8 and 9C are composed of multi-stage shift registers, and the shift register contents of PNG8 are transferred to PN09G.
第9図には障害物が存在する時の信号の例にっいて示し
である。同図Aに示すような配置関係で障害物が存在す
ると、同図已に示すように遅延量を変化させた場合障害
物までの距離Ll、 およびL2に対応して同図Cの
ごとく、検波出力が得られる。遠くの障害物に対応する
検波出力は、レベルが小さくなり、一定のスレツシヨウ
ルドを設けた場合、遠くのもが検知しにくくなる可能性
が高くなる。この弊害を除くため1本実施例では、遅延
量に比例させて、受信系の増幅器6のゲインを増大させ
ている。このような補正をした結果が第9図りに示すも
のであり、遠近に拘らず、はぼ等しい検波出力が得られ
るようになる。FIG. 9 shows an example of a signal when an obstacle is present. If an obstacle exists in the arrangement shown in A of the same figure, when the delay amount is changed as shown in the figure, the detection will be as shown in C of the same figure, corresponding to the distance Ll and L2 to the obstacle. I get the output. The level of the detection output corresponding to a distant obstacle becomes small, and if a certain threshold is provided, there is a high possibility that distant objects will be difficult to detect. In order to eliminate this problem, in this embodiment, the gain of the amplifier 6 in the receiving system is increased in proportion to the amount of delay. The result of such correction is shown in Figure 9, and almost the same detection output can be obtained regardless of distance.
次に1本実施例における相関器11には種々のものが考
えられるが1表面弾性波(SAW)デバイスや電荷結合
素子(COD)あるいはディジタルマツチドフィルタ
(DMF)などのように、並列的に相関をとる形式を処
理時間の短縮のために用いている。Next, the correlator 11 in this embodiment can be of various types, such as a surface acoustic wave (SAW) device, a charge-coupled device (COD), or a digital matched filter.
A format that takes correlation in parallel, such as (DMF), is used to reduce processing time.
ところで、第7図、第8図に示した遅延回路の例では、
遅延がステップ的になされている。すなわち、検知距離
を址子化して、次々と切替えて行く訳であるが、切替え
後、相1父1出力が、上記の並列処理形では、短時間で
得られるため一周期のスイープを短かくできるという利
点がある。一方。By the way, in the example of the delay circuit shown in FIGS. 7 and 8,
The delay is done in steps. In other words, the detection distance is reduced and switched one after another, but after switching, the parallel processing type described above can obtain one output from each phase in a short time, so one cycle of the sweep can be shortened. It has the advantage of being possible. on the other hand.
ミキサとフィルタを組み合せた相関器の場合には。In the case of a correlator that combines a mixer and a filter.
フィルタの帯域により、相関出力の立上り時間が制限さ
れてしまい一周期のスイープが長くなるという短所があ
るが、それほど速いスイープが要求されない場合には、
実用性は高まる。The disadvantage is that the rise time of the correlation output is limited by the filter band, making one period of sweep longer, but if a very fast sweep is not required,
Practicality increases.
以上説明したように1本発明によれば、連続波となるよ
うに変調を行っているため電力を軽減できる。例えば、
従来は10 n S’のパルス波を1mS’の周期で出
しており、平均パワーを同じにするという条件では、1
0万分の1のピークパワーとなり著しく軽減できる。ま
た、符号の遅延時間をスイープすることにより、一定の
検知範囲の障害物を検知することができる。As explained above, according to one aspect of the present invention, since modulation is performed so as to provide a continuous wave, power can be reduced. for example,
Conventionally, a pulse wave of 10 n S' is emitted with a period of 1 mS', and under the condition that the average power is the same, 1
The peak power is 1/00,000 times lower, which can be significantly reduced. Furthermore, by sweeping the code delay time, it is possible to detect obstacles within a certain detection range.
第1図は本発明の一実施例を示すブロック図、第2図は
従来例を示すブロック図、第3図は従来例の動作原理を
示す説明図、第4図は従来例の問題点を示す説明図、第
5図はm系列符号の相関特性を示す説明図、第6図はサ
ンプルされた相関特性の説明図、第7図は遅延回路の一
実施例を示すブロック図、第8図は遅延回路の他の一実
施例を示すブロック図、第9図は第1図の動作説明図で
ある。
1・・・高周波発振部、2・・・ミキサ、3,6・・・
増幅部、4.5・・・アンテナ、7・・・周波数変換部
、8・・・符号発生器(PNG)、9・・遅延回路、1
0・・・分周器、11・・・相関器、12・・・検波器
、13・・・コンパレータ、14・・・クロック。Fig. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, Fig. 2 is a block diagram showing a conventional example, Fig. 3 is an explanatory diagram showing the operating principle of the conventional example, and Fig. 4 explains the problems of the conventional example. FIG. 5 is an explanatory diagram showing the correlation characteristics of m-sequence codes, FIG. 6 is an explanatory diagram of sampled correlation characteristics, FIG. 7 is a block diagram showing one embodiment of the delay circuit, and FIG. 9 is a block diagram showing another embodiment of the delay circuit, and FIG. 9 is an explanatory diagram of the operation of FIG. 1. 1...High frequency oscillation section, 2...Mixer, 3, 6...
Amplification section, 4.5... Antenna, 7... Frequency conversion section, 8... Code generator (PNG), 9... Delay circuit, 1
0... Frequency divider, 11... Correlator, 12... Detector, 13... Comparator, 14... Clock.
Claims (1)
の反射電波を受信する手段を備え、上記電波の送信から
受信までの伝搬時間により上記検知対象までの距離を検
知する方式の障害物検知装置において、送信すべき電波
を所定の時系列信号で変調し連続波として発射する送信
手段と、受信した反射電波による信号から上記時系列信
号を抽出する受信手段と、上記送信手段に供給されてい
る時系列信号を入力とする可変遅延手段と、上記受信手
段で抽出された時系列信号と上記可変遅延手段の出力に
得られる時系列信号とを入力とする相関手段とを設け、
該相関手段による相関結果が最大になつたときの上記可
変遅延手段による遅延量に基づいて障害物までの距離を
測定するように構成したことを特徴とする障害物検知装
置。 2、特許請求の範囲第1項において、上記相関手段によ
る相関検出処理が、並列処理方式となるように構成した
ことを特徴とする障害物検知装置。 3、特許請求の範囲第1項において、上記受信手段で時
系列信号に与えられる利得が、上記可変遅延手段の遅延
量に応じて比例的に制御されるように構成されているこ
とを特徴とする障害物検知装置。 4、特許請求の範囲第1項において、上記受信手段にお
ける時系列信号の検知スレツシヨウルドが、上記可変遅
延手段の遅延量に応じて反比例的に制御されるように構
成されていることを特徴とする障害物検知装置。[Scope of Claims] 1. Means for transmitting radio waves to a detection target and means for receiving reflected radio waves from the detection target, and distance to the detection target can be determined by the propagation time from transmission to reception of the radio waves. In the obstacle detection device of the detection method, a transmitting means modulates a radio wave to be transmitted with a predetermined time series signal and emits it as a continuous wave, a receiving means extracting the time series signal from a signal of the received reflected radio wave, A variable delay means that receives as input the time series signal supplied to the transmitting means, and a correlation means that receives as input the time series signal extracted by the receiving means and the time series signal obtained as the output of the variable delay means. and
An obstacle detection device characterized in that the distance to the obstacle is measured based on the amount of delay by the variable delay means when the correlation result by the correlation means reaches a maximum. 2. An obstacle detection device according to claim 1, characterized in that the correlation detection processing by the correlation means is configured to be a parallel processing method. 3. Claim 1 is characterized in that the gain given to the time-series signal by the receiving means is configured to be proportionally controlled according to the amount of delay of the variable delay means. Obstacle detection device. 4. Claim 1 is characterized in that the detection threshold of the time-series signal in the receiving means is controlled in inverse proportion to the amount of delay of the variable delay means. Obstacle detection device.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60233274A JPS6293677A (en) | 1985-10-21 | 1985-10-21 | Apparatus for detecting obstruction |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP60233274A JPS6293677A (en) | 1985-10-21 | 1985-10-21 | Apparatus for detecting obstruction |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6293677A true JPS6293677A (en) | 1987-04-30 |
Family
ID=16952517
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP60233274A Pending JPS6293677A (en) | 1985-10-21 | 1985-10-21 | Apparatus for detecting obstruction |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6293677A (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0809118A1 (en) * | 1996-05-20 | 1997-11-26 | Delco Electronics Corporation | Continuous wave wideband precision ranging radar |
-
1985
- 1985-10-21 JP JP60233274A patent/JPS6293677A/en active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0809118A1 (en) * | 1996-05-20 | 1997-11-26 | Delco Electronics Corporation | Continuous wave wideband precision ranging radar |
US5731781A (en) * | 1996-05-20 | 1998-03-24 | Delco Electronics Corp. | Continuous wave wideband precision ranging radar |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP3294726B2 (en) | Radar equipment | |
JP3824655B2 (en) | Field disturbance sensor by pulse synchronization | |
US6657704B2 (en) | Distance measurement apparatus | |
US7280069B2 (en) | Range-finding radar apparatus with high-resolution pulse-width calculation unit | |
US8410976B2 (en) | Frequency-modulated interrupted continuous wave radar using pulses derived from a frequency-modulated signal in which the rate of frequency change increases at the boundary of a pulse repetition interval | |
JP5627456B2 (en) | Determination of sine wave period | |
EP2189809A1 (en) | Object ranging | |
JP2008524562A (en) | Electronic measurement method | |
EP0310172B1 (en) | Fm-cw radar apparatus | |
JP2006226847A (en) | Wireless sensing device and method | |
JPS6161071B2 (en) | ||
JP3633597B2 (en) | Pulse radar equipment | |
JP3242594B2 (en) | Test signal generator for chirp modulation radar | |
JP3516686B2 (en) | Position-selective velocity measuring device using Doppler principle | |
JPS6293677A (en) | Apparatus for detecting obstruction | |
JP2955789B2 (en) | Automotive collision prevention radar system | |
JPS6225276A (en) | Obstacle detecting device | |
JP3453341B2 (en) | Radar equipment | |
KR20140012809A (en) | Distance measuring apparatus based on fmcw | |
JPH04363687A (en) | Range finder method | |
JP2930740B2 (en) | Servo slope type FM-CW radar | |
JP2000171556A (en) | Radar apparatus for vehicle | |
JP2941075B2 (en) | Automotive collision prevention radar system | |
JP2930756B2 (en) | Automotive collision prevention radar system | |
JPH11183613A (en) | Radar apparatus for vehicle |