JPS6226267B2

JPS6226267B2 -

Info

Publication number: JPS6226267B2
Application number: JP15741581A
Authority: JP
Inventors: Yoichi Masuda; Toshihiro Onodera
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1981-10-05
Filing date: 1981-10-05
Publication date: 1987-06-08
Also published as: JPS5858866A

Description

【発明の詳細な説明】（技術分野）この発明は、電圧共振型のスイツチング回路に
関する。（発明の背景及び従来例）半導体素子があらゆる分野に応用されるにつれ
その直流電源として、スイツチング式電源装置が
広く利用されている。従つて、このスイツチング
式電源装置に関する研究も盛んである。その中で
スイツチング式電源装置の高効率化、低ノズル化
高周波化を目的とした共振型スイツチング回路が
注目をされている。この共振型スイツチング回路は、電力伝送用変
成器又はチヨークコイルを有する回路中に、共振
用コンデンサを挿入し、これらの間での共振を利
用したものである。この共振により、スイツチン
グ素子の電圧波形又は電流波形は共振波形となり
スイツチング損失を減少させる。同時に、回路中
の電圧波形及び電流波形も共振波形となるので、
方形波等でスイツチングした時と比較して高調波
成分が減少し、高周波ノイズも低減する。このよ
うな共振型スイツチング回路は、スイツチング素
子での電圧が共振する場合は、電圧共振型、電流
が共振する場合は、電流共振型である。この発明
は、前者に関するものである。従来の電圧共振型スイツチング回路を具備した
スイツチング式電流は、第１図に示すように、入
力電流電源１１、電力伝送用変成器１２、スイツ
チング素子１３、ダンパー・ダイオード１４、共
振用コンデンサ１５、スイツチング素子１３のド
ライブ回路１６出力整流平滑回路１７及び出力端
子１８とから構成される。このような回路の定常状態に於いて、スイツチ
ング素子１３での電圧及び電流は、第２図ａ，ｂ
に示すように、電圧共振型のスイツチング回路の
特性として時間的重複がなく、何の損失もない。しかし、入力直流電源１１をこのような電圧共
振型スイツチング回路を具備したスイツチング式
電源に接続した状態で、ドライブ回路１６により
スイツチング素子１３をオン・オフする場合、こ
のスイツチング素子１３をオフ状態から初めてオ
ン状態にする際に、共振用コンデンサ１５は、第
３図ａに示されるように入力直流電源１１電圧ま
で充電されてしまつている。この時に、スイツチ
ング素子１３をオンすると、第３図ｂに示される
ように、瞬間的に異常電流が発生する。即ち、共
振用コンデンサ１５のエネルギーは、この共振用
コンデンサ１５及びスイツチング素子１３により
消費せざるを得なかつた。この時、これらの素子
は、異常発熱し、破壊する恐れもあつた。最近
は、より高出力用のスイツチング式電源が諸分野
から期待されているにもかかわらず、このような
異常シヨート電流の発生が、このような期待を虚
しいものとしていた。又特殊な用途としてオン・
オフの激しい装置もありこのような欠点が重要な
問題となつていた。（発明の目的）この発明は、以上の欠点を除去し、入力直流電
源を印加したまま、スイツチング素子を動作させ
始める際の損失が極めて少ないスイツチング装置
を提供しようとするものである。（発明の構成）この発明は、主スイツチング部によりスイツチ
ングされる電圧共振型スイツチング装置の共振用
コンデンサに、直列に副スイツチング部を接続し
主スイツチング部が一旦オフ状態となつた後、共
振用コンデンサの電圧が零となつている間に、主
スイツチング部が再びオン状態とならない時には
副スイツチング部をオフ状態とすることを特徴と
する。（発明の効果）この発明は、主スイツチング部が一旦オフ状態
になつた後、共振用コンデンサの電圧が零となつ
ている間に、主スイツチング部がオン状態となら
ない時には、即ち、オフ状態である限りは副スイ
ツチング部をオフ状態とするので、共振用コンデ
ンサの電圧は零に保持され、再び主スイツチング
部がオン状態となるのを持つ。従つて、主スイツ
チング部がオン状態となる時には、共振用コンデ
ンサの電圧は常に零であり、不要シヨート電流が
発生せず、素子が破壊されることもない。実施例１次にこの発明の一実施例を図面に基づいて説明
する。この実施例は、スイツチング式電源にこの
発明を適用したものである。まず概略を述べる。
この場合のスイツチング式電源は、第４図に示す
ように、入力直流電源２１、電力伝送用変成器２
２、電圧共振型スイツチング部２３、副スイツチ
ング部２４、第１及び第２のドライブ回路２５，
２６並びに出力整流平滑回路２０とから構成され
ている。特許請求の範囲での制御部とは、第１及
び第２のドライブ回路２５，２６である。従来の
スイツチング式電源に対して副スイツチング部２
４と第２のドライブ回路２６が付加されている。
この副スイツチング部２４は、電圧共振型スイツ
チング部２３で、主スイツチング動作が開始され
るまでにこの電圧共振型スイツチング部２３で余
分な充電が行われるのを防止するように動作す
る。次にこの実施例をより詳しく説明する。電圧共
振型スイツチング部２３は、主スイツチング用ト
ランジスタ２７、第１のダンパーダイオード２
８、共振用コンデンサ２９とから成る。主スイツ
チング用トランジスタ２７及び第１のダンパーダ
イオード２８とで主スイツチング部を構成する。
副スイツチング部２４は、副スイツチング用トラ
ンジスタ３０、第２のダンパー・ダイオード３１
とから成る。これらの接続は次の通りである。入力直流電源
２１の正電圧端子が電力伝送用変成器２２の１次
巻線の一端と接続される。この一次巻線の他端
は、主スイツチング用トランジスタ２７のコレク
タ、第１のダンパー・ダイオード２８のカソード
及び共振用コンデンサ２９の一端と接続される。
この共振用コンデンサ２９の他端は、第２のダン
パー・ダイオード３１のカソード及び副スイツチ
ング用トランジスタ３０のコレクタと接続され
る。主スイツチング用トランジスタ２７のエミツ
タ、第１のダンパー・ダイオード２８のアノー
ド、第２のダンパー・ダイオード３１のアノード
は、入力直流電源２１の負電圧端子と接続され
る。主スイツチング用トランジスタ２７のベース
は、第１のドライブ回路２５の出力端子と接続さ
れる。副スイツチング用トランジスタ３０のベー
スは、第２のドライブ回路２６の出力端子と接続
される。電力伝送用変成器２２の２次巻線は、出
力整流平滑回路２０と接続される。この出力整流
平滑回路２０の出力は、出力端子３２に供給され
る。次に、このように構成された装置の動作を第５
図に基づいて説明する。但し、以下の説明では、
主スイツチング用及び副スイツチング用トランジ
スタ２７，３０並びに第１の及び第２のダンパ
ー・ダイオード２８，３１は理想的なスイツチン
グ動作をするものとする。まず、初期状態とし
て、主スイツチング用及び副スイツチング用トラ
ンジスタ２７，３０はオフ状態とする。即ち、第
１の及び第２のドライブ回路２５，２６の出力は
第５図ｂ及びａに示されるように零である。この
時、入力直流電源２１にとつて、この回路全体は
遮断されており、回路に対して有効電圧を印加で
きていず、特に共振用コンデンサ２９は充電され
ていない。この状態で、第５図ｂに示されるよう
に、時刻t₁に於いて第１のドライブ回路２５の出
力電圧をV₁（Ｖ）とすると、主スイツチング用
トランジスタ２７がオン状態となる。第１のドラ
イブ回路２５と同期して第２のドライブ回路２６
の出力電圧をV₁（Ｖ）とする。副スイツチング
用トランジスタ３０も同時にオン状態となる。従
つて、共振用コンデンサ２９と主スイツチング用
及び副スイツチング用トランジスタ２７，３０と
が電気的に接続される。しかし、共振用コンデン
サ２９にはこの時刻において全く充電されていな
いので、主スイツチング用トランジスタ２７のコ
レクタ及びエミツタ間電圧は瞬時に零になり、異
常なシヨート電流は流れない。従つて損失は生じ
ない。又、この主スイツチング用トランジスタ２
７には、電力伝送用変成器２２の１次巻線が直列
に接続されているので、このトランジスタ２７の
コレクタに流れる電流は、第５図ｄに示されるよ
うに直線的に増加していく。時刻t₂に於いて、第５図ｂに示されるように第
１のドライブ回路２５の出力を零にすると、主ス
イツチング用トランジスタ２７はオフ状態とな
る。すると、このトランジスタ２７のコレクタ電
流は第５図ｄに示されるように零となる。しか
し、電力伝送用変成器２０の１次巻線には電気的
慣性があるので、励磁電流が発生し、この励磁電
流を交流電源として入力直流電源２１、電力伝送
用変成器２２の１次巻線、共振用コンデンサ２９
及び副スイツチング用トランジスタ３０とで、入
力直流電源電圧を基準として、直列共振回路を形
成する。直列共振回路であるから、入力直流電源
２１と共振用コンデンサ２９との間でエネルギー
の交換を行う。この場合には、まず、共振用コン
デンサ２９が充電され電気的エネルギーがここに
集中していく。この時、この共振用コンデンサ２
９の電圧はサインカーブで変化する。この電圧値
がピークに達する時刻t₃迄、共振用コンデンサ２
９には、第５図ｅに示されるように、１次巻線の
方向から電流が流れる。但しこの方向に流れる電
流を正とする。電圧値がピークに達した時刻t₃に
於いて、この電流値は零である。電圧値がピーク
に達した後は、電流の方向が逆転し、共振用コン
デンサ２９と直列に接続された第２のダンパー・
ダイオード３１を介して電流が流れる。即ち、電
気的エネルギーは、１次巻線を介して入力直流電
源２１に戻る。この時、共振用コンデンサ２９の
電圧は降下しており時刻t₄に於いて零となる。こ
の電圧値は、更に負側に降下しようとするが、共
振用コンデンサ２９と並列に接続されている第１
のダンパー・ダイオード２８が導通状態となるこ
とにより阻止される。従つて主スイツチング用ト
ランジスタ２７の電圧値は、第５図ｃに示される
ように時刻t₄以後零に保持される。又、この時共
振用コンデンサ２９に流れる電流は負の所定値か
ら零に急激に降下する。即ち、エネルギーが、電
源２１側に回生される。この状態でダンパー・ダ
イオード２８に流れる電流値が零になつた時、こ
の瞬間に第１のドライブ回路２５からの出力を
V₁（Ｖ）とし、主スイツチング用トランジスタ
２７をオン状態とする。この状態は、時刻t₁での
状態と等価であり、共振用コンデンサ２９の電圧
は零で、以後時刻t₄までの状態を繰り返す。この
実施例のように、第１のドライブ回路２５の出力
を選択すると、最大のデユーテイ比となる。次に、動作期間から休止期間に移行する場合に
ついて説明する。まず、時刻t₅に於いて第１のド
ライブ回路２５からの出力を零とし、主スイツチ
ング用トランジスタ２７をオフ状態とする。する
と、前述と同様に共振用コンデンサ２９の電圧波
形はサインカーブをなす。この電圧値が零になつ
た時刻に於いて、第２のドライブ回路２６の出力
を零とする。副スイツチング用トランジスタ３０
はオフ状態となり、回路は遮断される。すると、
共振用コンデンサ２９の電圧は零値が保持され
る。そして、第２のダンパー・ダイオード３１の
電流が零になると、主スイツチング用及び副スイ
ツチング用トランジスタ２７，３０のコレクタ及
びエミツタ間電圧は、入力直流電源２１電圧まで
上昇し、次の動作を待つ。ここで重要なのは、共
振用コンデンサ２９の電圧は零で、次の動作を待
つ点であり、次の動作開始時に、主スイツチング
用及び副スイツチング用トランジスタ２７，３０
で消費させられるような異常シヨート電流が発生
せず、トランジスタ２７及び共振用コンデンサ２
９は破壊することもない。以上の実施例に於いて、副スイツチング用トラ
ンジスタ３０をオン状態にするタイミングは、こ
の実施例には何ら拘束されず、主スイツチング用
トランジスタ２７がオン状態になつてからオフ状
態になるまでの間であれば良く、特に限定されな
い。又、この副スイツチング用トランジスタ３０
をオフ状態にするタイミングは、第２のダンパ
ー・ダイオード３１があるので、共振用コンデン
サ２９の電圧がピーク値に達した時点から第１の
ダンパーダイオード２８の電流が零になる時点ま
での間であるなら、いつでも構わない。要する
に、スイツチ電源として回路が動作しない間に
は、この回路が遮断されて、共振用コンデンサ２
９にエネルギーが蓄積されるのを防止すれば良い
のである。従つて副スイツチング用トランジスタ
３０は、動作期間中は、常にオン状態にあるの
で、特に高速の素子である必要はない。この実施例によると、スイツチ式電源に於いて
入力直流電源を印加したまま、回路の動作を開始
しても、共振用コンデンサーに、不要なエネルギ
ーが蓄積されていないので、損失を極めて減少さ
せることができる。又、主及び副スイツチング部
のエミツタが共通なので、グラウンドが取りやす
い。実施例２次に第４図に示される回路を、定電圧源として
使用する場合の動作について説明する。この場合
には最大のパワーを設定し、それに応じた共振周
波数を与えるように回路を設計する。電力伝送用
変成器２２の１次巻線に電磁気的変化が生じる回
数即ち、共振周波数に相当する、が多ければ多い
程出力端子３２から取り出される出力は大きくな
る。この出力を調整するには、主スイツチング用
トランジスタ２７のオン状態及びオフ状態の出現
回数、即ち、第１のドライブ回路２５の出力の周
波数ｆを変化させればよい。この実施例では、定
電圧源の出力が、かなり低く第１のドライブ回路
の出力の周波ｆを前実施例の約1/2とする。前述
の実施例では、第１のダンパー・ダイオード２８
に流れる電流が零になるとすぐ主スイツチング用
トランジスタ２７をオン状態としたが、この実施
例では、第１のダンパー・ダイオード２８に流れ
る電流が零となつても主スイツチング用トランジ
スタ２７はオン状態としない。従つて、休止期間
が生じ、共振用コンデンサ２９に不要なエネルギ
ー蓄積がなされてしまうので、本発明が適用でき
る。第６図ｂに示されるように、第１のドライブ
回路２５の出力の周波数を定電圧源としての所定
の出力に応じた周波数に設定する。この第１のド
ライブ回路２５の出力に応じて、主スイツチング
用トランジスタ２７はオン状態及びオフ状態とな
る。第２のドライブ回路２６の出力は、第６図ａ
に示されるように、第１のドライブ回路２５の出
力のオン状態と同期してオン状態となる。従つ
て、共振用コンデンサ２９の電圧は共振波形を描
く。この電圧が零になつた時点で、第２のドライ
ブ回路２６の出力をオフ状態とする。すると、第
２のダンパー・ダイオード３１の電流が零になつ
た後、主スイツチング用及び副スイツチング用ト
ランジスタ２７，３０のコレクタ及びエミツタ間
電圧は、入力直流電源２１電圧まで上昇する。し
かし、共振用コンデンサ２９の電圧は零であり、
次に主スイツチング用トランジスタ２７がオン状
態になるのを待つ。従つて、このトランジスタ２
７がオン状態となつても、不要シヨート電流は流
れない。以上の動作に於いて、主スイツチング用
トランジスタ２７のコレクタ電流及び共振用コン
デンサ２９の電流は、第６図ｄ及びｅに示される
ように、前述の実施例と同様である。この実施例
では、電力伝送用変成器２２の１次巻線の電流が
零になつてから、主スイツチング用トランジスタ
２７がオン状態になるまでに、共振用コンデンサ
２９の充電にとつて充分な時間がある点に於いて
前記実施例と異なる。この時には、副スイツチン
グ用トランジスタ３０を、コンデンサ２９への充
電が開始される前にオフ状態にする必要がある。実施例３更に、他の実施例を図面に基づいて説明する。
この実施例は、第７図に示されるように、共振用
コンデンサ２９、副スイツチング用トランジスタ
３０及び第２のダンパー・ダイオード３１の接続
位置を、前述の実施例とは変更したものである。
即ち第４図に示されるように、主スイツチング用
トランジスタ２７のコレクタ及びエミツタ間に接
続したのではなく、入力直流電源２１の正電圧側
と共振用コンデンサ２９の一端とを接続したもの
である。他素子の接続については、前述の実施例
と全く同様である。このような回路では、電力伝
送用変成器２２の１次巻線で発生する励磁電流を
交流電源としこの１次巻線、共振用コンデンサ２
９、副スイツチング用コンデンサ３０とで直列共
振回路を形成する。従つて、このような回路構成
でも前述した本発明の効果は得られる。実施例４次に応用例をいくつか説明する。第１の応用例
は、第８図に示されるように、中波送信器の電力
増幅部に用いられているＥ級増幅回路に適用した
例である。入力直流電源７１と、この入力直流電
源７１の正電圧側端子と接続された電力伝送用チ
ヨークコイル７２と、このチヨークコイルの一端
と接続された共振用コンデンサ７３、負荷回路コ
ンデンサ７４及び同じくその一端とそのコレクタ
が接続された主スイツチング用トランジスタ７５
と、共振用コンデンサ７３の一端とそのカソード
が接続されたダンパー・ダイオード７６及び同一
端子にそのコレクタが接続された副スイツチング
用トランジスタ７７と、負荷回路コンデンサ７４
の一端を接続された負荷回路インダクタンス７８
と、主スイツチング用及び副スイツチング用トラ
ンジスタ７５，７７のベースに接続された第１の
及び第２のドライブ回路８０ａ，８０ｂから構成
されている。但し、主スイツチング用及び副スイ
ツチング用トランジスタ７５，７７のエミツタ並
びにダンパー・ダイオード７６のアノードは入力
直流電源７１の負電圧側及び外部出力端子７９ａ
とに接続される。又、この時の出力は、負荷回路
インダクタンス７８の一端と接続された外部出力
端子７６ｂ及び外部出力端子７９ａとから取り出
される。このような回路構成により中波送信器の
電力増幅器に使用されるＥ級増幅器に対して本発
明は適用でき、前述のような効果が得られる。即
ち、Ｅ級増幅器は、スイツチング周波数をキヤリ
アとし、主スイツチング用トランジスタ７５のオ
ン状態及びオフ状態の比率即ち、デユーテイ比に
より振幅変調することにより増幅回路として動作
する。この場合にもスイツチングの際に、共振用
コンデンサ７３に不要なエネルギ蓄積がなされ、
主スイツチング用トランジスタ７５に不要シヨー
ト電流が流れてしまう。従つて、この発明が適用
される対象となる。実施例５第２の応用例として、電磁調理器に適用したも
のを説明する。第９図に示されるように、入力直
流電源８１、この正電側と接続された磁力線発生
用コイル８２と、この一端とそのコレクタが接続
された主スイツチング用トランジスタ８３、同一
端にそのカソードが接続された第１のダンパー・
ダイオード８４、及び同じく同一端に接続された
共振用コンデンサ８５と、この共振用コンデンサ
８５の他端とそのアノードが接続された第２のダ
ンパー・ダイオード８６及び同一端と接続された
副スイツチング用トランジスタ８７と、２つのト
ランジスタ８３，８７のベースと接続された第１
及び第２のドライブ回路８８ａ，８８ｂとから構
成されている。この発明を適用された電磁調理器
具は、損失が極めて少なく、フライパン等の調理
器具に有効に電磁力線を与えることができる。以上、本発明の実施例等について詳述したが、
本発明は、これらの例に何え拘束されるものでは
ない。例えば、トランジスタを用いたスイツチン
グ素子として、双方向に電流を流しうるスイツチ
ング素子を用いれば、ダンパー・ダイオードは用
いる必要はない。又、このスイツチング素子は、
トランジスタに限定されるものではなく、任意に
電流をオン・オフできる素子であればよく、例え
ばサイリスタ、ゲート・ターン・サイリスタ、逆
導通サイリスタ、トライアツク（ゼネラル・エレ
クトリツク社登録商標）、FET、フオト・カプラ
等でも構わない。 DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (Technical Field) The present invention relates to a voltage resonance type switching circuit. (Background of the Invention and Conventional Examples) As semiconductor devices have been applied to various fields, switching power supply devices have been widely used as DC power supplies. Therefore, research regarding this switching type power supply device is also active. Among these, resonant switching circuits are attracting attention for the purpose of increasing the efficiency of switching power supply devices, reducing the number of nozzles, and increasing the frequency. This resonant switching circuit utilizes resonance between a resonant capacitor inserted into a circuit having a power transmission transformer or a chiyoke coil. Due to this resonance, the voltage waveform or current waveform of the switching element becomes a resonant waveform, reducing switching loss. At the same time, the voltage and current waveforms in the circuit also become resonant waveforms, so
Compared to switching with a square wave, etc., harmonic components are reduced and high frequency noise is also reduced. Such a resonant switching circuit is a voltage resonant type when the voltage at the switching element resonates, and a current resonant type when the current resonates. This invention relates to the former. As shown in FIG. 1, a switching type current equipped with a conventional voltage resonant switching circuit includes an input current power supply 11, a power transmission transformer 12, a switching element 13, a damper diode 14, a resonant capacitor 15, and a switching circuit. It is composed of a drive circuit 16 for the element 13, an output rectifying and smoothing circuit 17, and an output terminal 18. In the steady state of such a circuit, the voltage and current at the switching element 13 are as shown in FIG.
As shown in Figure 2, a characteristic of the voltage resonant switching circuit is that there is no time overlap and no loss. However, when the drive circuit 16 turns on and off the switching element 13 while the input DC power supply 11 is connected to a switching type power supply equipped with such a voltage resonant switching circuit, the switching element 13 is turned on and off for the first time from the off state. When turned on, the resonant capacitor 15 has been charged to the voltage of the input DC power supply 11, as shown in FIG. 3a. At this time, when the switching element 13 is turned on, an abnormal current is instantaneously generated as shown in FIG. 3b. That is, the energy of the resonance capacitor 15 had to be consumed by the resonance capacitor 15 and the switching element 13. At this time, there was a risk that these elements would generate abnormal heat and be destroyed. Recently, although there have been expectations from various fields for higher output switching power supplies, the occurrence of such abnormal shoot current has made these expectations futile. It can also be used for special purposes.
This drawback has become a serious problem as there are devices that turn off frequently. (Objective of the Invention) The present invention aims to eliminate the above-mentioned drawbacks and provide a switching device that causes extremely little loss when starting to operate a switching element while input DC power is applied. (Structure of the Invention) The present invention connects a sub-switching section in series to a resonant capacitor of a voltage resonant switching device that is switched by a main switching section. The sub-switching section is characterized in that if the main switching section does not turn on again while the voltage of the sub-switching section is zero, the sub-switching section is turned off. (Effects of the Invention) In the present invention, after the main switching section once turns off, when the main switching section does not turn on while the voltage of the resonant capacitor is zero, that is, the main switching section remains off. As long as the sub-switching section remains off, the voltage of the resonant capacitor is maintained at zero, and the main switching section is turned on again. Therefore, when the main switching section is turned on, the voltage of the resonance capacitor is always zero, no unnecessary short current is generated, and no element is destroyed. Embodiment 1 Next, an embodiment of the present invention will be described based on the drawings. In this embodiment, the present invention is applied to a switching type power supply. First, I will give an overview.
In this case, the switching type power supply includes an input DC power supply 21, a power transmission transformer 2, as shown in FIG.
2, voltage resonance type switching section 23 , sub-switching section 24 , first and second drive circuits 25,
26 and an output rectifying and smoothing circuit 20. The control section in the claims refers to the first and second drive circuits 25 and 26. Sub-switching part 2 for conventional switching type power supply
4 and a second drive circuit 26 are added.
This sub-switching section 24 is a voltage resonance type switching section 23 , and operates to prevent excessive charging in the voltage resonance type switching section 23 before the main switching operation is started. Next, this embodiment will be explained in more detail. The voltage resonance type switching section 23 includes a main switching transistor 27 and a first damper diode 2.
8 and a resonance capacitor 29. The main switching transistor 27 and the first damper diode 28 constitute a main switching section.
The sub-switching section 24 includes a sub-switching transistor 30 and a second damper diode 31.
It consists of These connections are as follows. A positive voltage terminal of input DC power supply 21 is connected to one end of a primary winding of power transmission transformer 22 . The other end of this primary winding is connected to the collector of the main switching transistor 27, the cathode of the first damper diode 28, and one end of the resonant capacitor 29.
The other end of the resonance capacitor 29 is connected to the cathode of the second damper diode 31 and the collector of the sub-switching transistor 30. The emitter of the main switching transistor 27, the anode of the first damper diode 28, and the anode of the second damper diode 31 are connected to the negative voltage terminal of the input DC power supply 21. The base of the main switching transistor 27 is connected to the output terminal of the first drive circuit 25. The base of the sub-switching transistor 30 is connected to the output terminal of the second drive circuit 26. The secondary winding of the power transmission transformer 22 is connected to the output rectifying and smoothing circuit 20 . The output of this output rectifying and smoothing circuit 20 is supplied to an output terminal 32. Next, the operation of the device configured in this way will be explained in the fifth section.
This will be explained based on the diagram. However, in the following explanation,
It is assumed that the main switching transistors 27, 30 and the first and second damper diodes 28, 31 perform ideal switching operations. First, as an initial state, the main switching transistors 27 and 30 are turned off. That is, the outputs of the first and second drive circuits 25, 26 are zero as shown in FIGS. 5b and 5a. At this time, the entire circuit is cut off for the input DC power supply 21, and no effective voltage can be applied to the circuit, and in particular, the resonance capacitor 29 is not charged. In this state, as shown in FIG. 5B, when the output voltage of the first drive circuit 25 is set to V ₁ (V) at time t ₁ , the main switching transistor 27 is turned on. The second drive circuit 26 is synchronized with the first drive circuit 25.
Let the output voltage of V 1 (V) be V ₁ (V). The sub-switching transistor 30 is also turned on at the same time. Therefore, the resonance capacitor 29 and the main switching and sub-switching transistors 27 and 30 are electrically connected. However, since the resonance capacitor 29 is not charged at all at this time, the voltage between the collector and emitter of the main switching transistor 27 instantly becomes zero, and no abnormal short current flows. Therefore, no loss occurs. Also, this main switching transistor 2
7 is connected in series with the primary winding of the power transmission transformer 22 , so the current flowing to the collector of this transistor 27 increases linearly as shown in FIG. 5d. . At time _t2 , as shown in FIG. 5B, when the output of the first drive circuit 25 is made zero, the main switching transistor 27 is turned off. Then, the collector current of this transistor 27 becomes zero as shown in FIG. 5d. However, since the primary winding of the power transmission transformer 20 has electrical inertia, an exciting current is generated, and this exciting current is used as an AC power source to input the DC power supply 21 and the primary winding of the power transmission transformer 22 . line, resonance capacitor 29
and the sub-switching transistor 30 form a series resonant circuit with the input DC power supply voltage as a reference. Since it is a series resonant circuit, energy is exchanged between the input DC power supply 21 and the resonant capacitor 29. In this case, first, the resonance capacitor 29 is charged and electrical energy is concentrated here. At this time, this resonance capacitor 2
The voltage at 9 changes according to a sine curve. Until time t ₃ when this voltage value reaches its peak, the resonance capacitor 2
9, current flows from the direction of the primary winding, as shown in FIG. 5e. However, current flowing in this direction is considered positive. At time _t3 when the voltage value reaches its peak, this current value is zero. After the voltage value reaches its peak, the direction of the current is reversed and the second damper connected in series with the resonant capacitor 29
A current flows through the diode 31. That is, electrical energy returns to the input DC power supply 21 via the primary winding. At this time, the voltage of the resonance capacitor 29 drops and becomes zero at time _t4 . This voltage value tends to fall further to the negative side, but the first voltage value connected in parallel with the resonance capacitor 29
damper diode 28 becomes conductive. Therefore, the voltage value of the main switching transistor 27 is maintained at zero after time _t4 , as shown in FIG. 5c. Also, at this time, the current flowing through the resonance capacitor 29 rapidly drops from a predetermined negative value to zero. That is, energy is regenerated to the power source 21 side. In this state, when the current value flowing through the damper diode 28 becomes zero, at this moment the output from the first drive circuit 25 is
V ₁ (V), and the main switching transistor 27 is turned on. This state is equivalent to the state at time _t1 , the voltage of the resonance capacitor 29 is zero, and the state up to time _t4 is repeated thereafter. As in this embodiment, selecting the output of the first drive circuit 25 provides the maximum duty ratio. Next, a case of transition from the operating period to the rest period will be described. First, at time _t5 , the output from the first drive circuit 25 is made zero, and the main switching transistor 27 is turned off. Then, the voltage waveform of the resonance capacitor 29 forms a sine curve as described above. At the time when this voltage value becomes zero, the output of the second drive circuit 26 is made zero. Sub-switching transistor 30
is turned off and the circuit is cut off. Then,
The voltage of the resonance capacitor 29 is maintained at zero value. When the current of the second damper diode 31 becomes zero, the voltage between the collector and emitter of the main switching transistors 27 and 30 rises to the voltage of the input DC power supply 21, and waits for the next operation. What is important here is that the voltage of the resonant capacitor 29 is zero and it waits for the next operation, and when the next operation starts, the main switching transistors 27 and 30
There is no abnormal short current that would be consumed by the transistor 27 and the resonant capacitor 2.
9 cannot be destroyed. In the embodiment described above, the timing at which the sub-switching transistor 30 is turned on is not limited to this embodiment, and may be set between the time when the main switching transistor 27 is turned on and the time when it is turned off. It may be any value, and is not particularly limited. Moreover, this sub-switching transistor 30
Since there is a second damper diode 31, the timing to turn off the switch is between the time when the voltage of the resonant capacitor 29 reaches its peak value and the time when the current of the first damper diode 28 becomes zero. If there is, it doesn't matter at any time. In short, while the circuit is not operating as a switch power supply, this circuit is cut off and the resonant capacitor 2
All that is needed is to prevent energy from being accumulated in 9. Therefore, since the sub-switching transistor 30 is always in the on state during the operation period, it does not need to be a particularly high-speed element. According to this embodiment, even if the circuit starts operating while input DC power is applied in a switch type power supply, unnecessary energy is not accumulated in the resonance capacitor, so loss can be extremely reduced. I can do it. Also, since the emitters of the main and sub switching parts are common, it is easy to ground. Embodiment 2 Next, the operation when the circuit shown in FIG. 4 is used as a constant voltage source will be described. In this case, the maximum power is set and the circuit is designed to give a corresponding resonant frequency. The greater the number of times that electromagnetic changes occur in the primary winding of the power transmission transformer 22 , which corresponds to the resonant frequency, the greater the output taken out from the output terminal 32. In order to adjust this output, it is sufficient to change the number of times the main switching transistor 27 appears in the on state and off state, that is, the frequency f of the output of the first drive circuit 25. In this embodiment, the output of the constant voltage source is quite low, and the frequency f of the output of the first drive circuit is about half that of the previous embodiment. In the embodiment described above, the first damper diode 28
As soon as the current flowing through the first damper diode 28 becomes zero, the main switching transistor 27 is turned on. However, in this embodiment, even when the current flowing through the first damper diode 28 becomes zero, the main switching transistor 27 is turned on. do not. Therefore, a rest period occurs and unnecessary energy is stored in the resonance capacitor 29, so the present invention can be applied. As shown in FIG. 6b, the frequency of the output of the first drive circuit 25 is set to a frequency corresponding to a predetermined output as a constant voltage source. Depending on the output of the first drive circuit 25, the main switching transistor 27 is turned on and off. The output of the second drive circuit 26 is as shown in FIG.
As shown in FIG. 2, the ON state is synchronized with the ON state of the output of the first drive circuit 25. Therefore, the voltage of the resonant capacitor 29 draws a resonant waveform. When this voltage becomes zero, the output of the second drive circuit 26 is turned off. Then, after the current in the second damper diode 31 becomes zero, the voltage between the collectors and emitters of the main switching transistors 27 and 30 rises to the input DC power supply 21 voltage. However, the voltage of the resonance capacitor 29 is zero,
Next, it waits for the main switching transistor 27 to turn on. Therefore, this transistor 2
7 is turned on, no unnecessary short current flows. In the above operation, the collector current of the main switching transistor 27 and the current of the resonance capacitor 29 are the same as those in the previous embodiment, as shown in FIGS. 6d and 6e. In this embodiment, sufficient time is required to charge the resonant capacitor 29 after the current in the primary winding of the power transmission transformer 22 becomes zero until the main switching transistor 27 turns on. This embodiment differs from the previous embodiment in certain respects. At this time, it is necessary to turn off the sub-switching transistor 30 before charging the capacitor 29 starts. Embodiment 3 Further, another embodiment will be described based on the drawings.
In this embodiment, as shown in FIG. 7, the connection positions of the resonance capacitor 29, the sub-switching transistor 30, and the second damper diode 31 are changed from those of the previous embodiment.
That is, as shown in FIG. 4, the positive voltage side of the input DC power supply 21 and one end of the resonance capacitor 29 are connected, instead of being connected between the collector and emitter of the main switching transistor 27. The connection of other elements is exactly the same as in the previous embodiment. In such a circuit, the exciting current generated in the primary winding of the power transmission transformer 22 is used as an AC power source, and this primary winding and the resonance capacitor 2
9. Form a series resonant circuit with the sub-switching capacitor 30. Therefore, even with such a circuit configuration, the effects of the present invention described above can be obtained. Embodiment 4 Next, some application examples will be explained. The first application example, as shown in FIG. 8, is an example in which the present invention is applied to a class E amplifier circuit used in a power amplification section of a medium wave transmitter. An input DC power supply 71, a power transmission chiyoke coil 72 connected to the positive voltage side terminal of the input DC power supply 71, a resonance capacitor 73 connected to one end of this chiyoke coil, a load circuit capacitor 74, and a Main switching transistor 75 with collector connected
, a damper diode 76 whose cathode is connected to one end of the resonance capacitor 73, a sub-switching transistor 77 whose collector is connected to the same terminal, and a load circuit capacitor 74.
A load circuit inductance 78 connected to one end of
and first and second drive circuits 80a and 80b connected to the bases of main switching and sub-switching transistors 75 and 77, respectively. However, the emitters of the main switching and sub-switching transistors 75 and 77 and the anode of the damper diode 76 are connected to the negative voltage side of the input DC power supply 71 and the external output terminal 79a.
connected to. Further, the output at this time is taken out from an external output terminal 76b and an external output terminal 79a connected to one end of the load circuit inductance 78. With such a circuit configuration, the present invention can be applied to a class E amplifier used in a power amplifier of a medium wave transmitter, and the above-mentioned effects can be obtained. That is, the class E amplifier operates as an amplifier circuit by using the switching frequency as a carrier and performing amplitude modulation according to the ratio of the on state and off state of the main switching transistor 75, that is, the duty ratio. In this case as well, unnecessary energy is accumulated in the resonance capacitor 73 during switching.
Unnecessary short current flows through the main switching transistor 75. Therefore, this invention is applicable to this invention. Example 5 As a second application example, an application to an electromagnetic cooker will be described. As shown in FIG. 9, there is an input DC power supply 81, a magnetic field line generation coil 82 connected to this positive current side, a main switching transistor 83 whose one end and its collector are connected, and whose cathode is connected to the same end. The first damper connected
A diode 84, a resonant capacitor 85 also connected to the same end, a second damper diode 86 whose anode is connected to the other end of the resonant capacitor 85, and a sub-switching transistor connected to the same end. 87 and a first transistor connected to the bases of the two transistors 83 and 87.
and second drive circuits 88a and 88b. The electromagnetic cooking utensil to which this invention is applied has extremely low loss and can effectively provide electromagnetic lines of force to cooking utensils such as frying pans. The embodiments of the present invention have been described in detail above, but
The present invention is not limited to these examples in any way. For example, if a switching element using a transistor is used that allows current to flow in both directions, there is no need to use a damper diode. Moreover, this switching element is
It is not limited to transistors, and any element that can turn on and off current at will may be used, such as thyristors, gate-turn thyristors, reverse conduction thyristors, triaxes (registered trademark of General Electric Co.), FETs, photodiodes, etc.・Coupler etc. are also acceptable.

[Brief explanation of the drawing]

第１図は、従来の電圧共振型スイツチング回路
を具備したスイツチング式電源を示す回路図、第
２図及び第３図は、第１図に示される回路中の信
号波形図で、第２図は安定動作中の図、第３図は
動作開始時の図、第４図は、本発明に係る一実施
例である電圧共振型スイツチング回路を具備した
スイツチング式電源を示す回路図、第５図は、第
４図に示される回路の動作を示す信号波形図、第
６図は、第４図に示される回路を定電圧源として
用いた場合の動作を示す信号波形図、第７図乃至
第９図は、他の実施例を示す回路図であり、種々
の応用を示す。２１，７１，８１……直流電源、２２，７２，
８２……インダクタンス部、２３……主スイツチ
ング部、２９，７３，８５……共振用コンデン
サ、２４……副スイツチング部。 FIG. 1 is a circuit diagram showing a switching power supply equipped with a conventional voltage resonance type switching circuit, FIGS. 2 and 3 are signal waveform diagrams in the circuit shown in FIG. 1, and FIG. FIG. 3 is a diagram during stable operation, FIG. 3 is a diagram at the start of operation, FIG. 4 is a circuit diagram showing a switching type power supply equipped with a voltage resonance type switching circuit which is an embodiment of the present invention, and FIG. , FIG. 6 is a signal waveform diagram showing the operation of the circuit shown in FIG. 4, and FIG. 6 is a signal waveform diagram showing the operation when the circuit shown in FIG. 4 is used as a constant voltage source. The figures are circuit diagrams showing other embodiments, illustrating various applications. 21,71,81...DC power supply, 22,72 ,
82...Inductance part, 23 ...Main switching part, 29, 73, 85...Resonance capacitor, 24 ...Sub switching part.

Claims

[Claims] 1. A DC power supply, an inductance connected to one terminal of the DC power supply, a main switching part connected in series to the inductance, and a main switching part connected to the inductance in series when the main switching part is turned off. The induced excitation current is used as a power source to drive a resonant capacitor that forms a series resonant circuit together with the inductance, a sub-switching section connected in series to the resonant capacitor to form the series resonant circuit, and the main and sub-switching sections. and a control section that causes the main switching section to switch off while the voltage of the resonance capacitor is zero after the main switching section is turned off, as long as the main switching section is in the off state. A switching device characterized in that the sub-switching section is turned off. 2. Claim 1, characterized in that the sub-switching section is composed of a transistor and a diode connected in parallel with the transistor.
The switching device described in Section 1.