JPS62150299A - 音声信号区間検出器 - Google Patents
音声信号区間検出器Info
- Publication number
- JPS62150299A JPS62150299A JP60290498A JP29049885A JPS62150299A JP S62150299 A JPS62150299 A JP S62150299A JP 60290498 A JP60290498 A JP 60290498A JP 29049885 A JP29049885 A JP 29049885A JP S62150299 A JPS62150299 A JP S62150299A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- noise
- audio signal
- signal
- circuit
- inverse filter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
- Alarm Systems (AREA)
- Burglar Alarm Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、音声信号に雑音の相加した信号の音声信号区
間を検出する音声信号区間検出器に関す ・るもの
である。
間を検出する音声信号区間検出器に関す ・るもの
である。
（従来の技術）
従来、この種の検出器として電子通信学会・回路とシス
テム研究会誌、（：ＡＳ８４−２３８ 、Ｐ、７１−７
８に開示された適応閾値型音声検出器がある。このシス
テム構成を第３図のブロック図に示す。
テム研究会誌、（：ＡＳ８４−２３８ 、Ｐ、７１−７
８に開示された適応閾値型音声検出器がある。このシス
テム構成を第３図のブロック図に示す。
非線形ＰＣＭ符号化された入力信号は、符号変換回路１
１によって振幅の大きさのみを表わす絶対値信号に符号
変換され、一方は閾値計算回路１６に導かれ人力信号に
含まれる雑音レベルの計算に用いられる。もう一方は比
較回路（１） ＋２に導かれ音声信号有無の判定に用い
られる。
１によって振幅の大きさのみを表わす絶対値信号に符号
変換され、一方は閾値計算回路１６に導かれ人力信号に
含まれる雑音レベルの計算に用いられる。もう一方は比
較回路（１） ＋２に導かれ音声信号有無の判定に用い
られる。
閾値計算回路１６では、絶対値信号となった人力信号か
ら雑音レベルを算出し、その雑音レベルに応じて垢幅閾
値（ＴＨＩ、ＴＨ２）を、また音声の存無に対し判定閾
値（ＴＨ３）を発生する。
ら雑音レベルを算出し、その雑音レベルに応じて垢幅閾
値（ＴＨＩ、ＴＨ２）を、また音声の存無に対し判定閾
値（ＴＨ３）を発生する。
但し、閾値計算回路１６の雑音電力算出回路１６ａは無
音声時のみ閾値レベルの計算を行なうように比較回路（
２）１４の出力とハングオーバー回路１５の出力で制御
する。
音声時のみ閾値レベルの計算を行なうように比較回路（
２）１４の出力とハングオーバー回路１５の出力で制御
する。
また、比較回路（１）１２では、絶対値信号となった人
力信号と閾値計算回路１６から出力される振幅閾値（Ｔ
ＨＩ、ＴＨ２）とを比較し、入力信号がＴＨ２よりも大
きい場合には＋Ｃを、ＴＨ２より小さくＴＨＩよりも大
きい場合には＋ｂを、また、ＴＨＩよりも小さい場合に
は−ａをそれぞれ出力し、累積回路１３でその出力を累
積している。
力信号と閾値計算回路１６から出力される振幅閾値（Ｔ
ＨＩ、ＴＨ２）とを比較し、入力信号がＴＨ２よりも大
きい場合には＋Ｃを、ＴＨ２より小さくＴＨＩよりも大
きい場合には＋ｂを、また、ＴＨＩよりも小さい場合に
は−ａをそれぞれ出力し、累積回路１３でその出力を累
積している。
累積回路１３の累積値は比較回路（２）１４によって、
閾値計算回路１６から出力される判定閾値（ＴＨ３）と
比較される。この判定閾値（ＴＨ３）はヒステリシスを
持ち（ビステリシス回路＋６ｂ）、ハングオーバー回路
１５の出力が無音を示している時は高い閾値を、有音を
示している時は低い閾値をとる様にしている。
閾値計算回路１６から出力される判定閾値（ＴＨ３）と
比較される。この判定閾値（ＴＨ３）はヒステリシスを
持ち（ビステリシス回路＋６ｂ）、ハングオーバー回路
１５の出力が無音を示している時は高い閾値を、有音を
示している時は低い閾値をとる様にしている。
比較回路（２）１４の出力はハングオーバー回路１５に
よって、累積値がＴＨ３より小さくなってもある一定時
間音声検出器出力を°′１″のまま保持させる。
よって、累積値がＴＨ３より小さくなってもある一定時
間音声検出器出力を°′１″のまま保持させる。
（発明が解決しようとする問題点）
しかしながら、前記構成の検出器では、音声信号区間の
開始部分と終了部分では信号パワーが雑音パワーより小
さいため、音声信号の開始部分と終了部分が欠落してし
まうという問題点があった。
開始部分と終了部分では信号パワーが雑音パワーより小
さいため、音声信号の開始部分と終了部分が欠落してし
まうという問題点があった。
本発明は以上述べた問題点を解決し、音声信号区間を正
確に検出することができる音声区間検出器を提供するも
のである。
確に検出することができる音声区間検出器を提供するも
のである。
（問題点を解決するための手段）
本発明は前記問題点を解決するために、音声信号Ａ／Ｄ
変換器で変換したディジタル信号に基づいて音声信号区
間を検出する音声信号区間検出器において、（ａ）音声
信号入力の開始前のディジタル信号を雑音のみとして雑
音の自己相関係数を演算する第１の演算手段と、（ｂ）
雑音の生成過程を全極形モデルとし、該モデルのパラメ
ータを前記自己相関係数から線形予測分析法を用いて演
算する第２の演算手段と、（ｃ）第２の演算手段で得ら
れたパラメータが設定され前記全極形モデルの逆特性を
持ち、音声信号入力時のディジタル信号の雑音を除去す
る逆フィルタと、（ｄ）前記逆フィルタの出力のパワー
と所定の閾値とを比較して音声信号区間を判定する判定
手段とを設けたものである。
変換器で変換したディジタル信号に基づいて音声信号区
間を検出する音声信号区間検出器において、（ａ）音声
信号入力の開始前のディジタル信号を雑音のみとして雑
音の自己相関係数を演算する第１の演算手段と、（ｂ）
雑音の生成過程を全極形モデルとし、該モデルのパラメ
ータを前記自己相関係数から線形予測分析法を用いて演
算する第２の演算手段と、（ｃ）第２の演算手段で得ら
れたパラメータが設定され前記全極形モデルの逆特性を
持ち、音声信号入力時のディジタル信号の雑音を除去す
る逆フィルタと、（ｄ）前記逆フィルタの出力のパワー
と所定の閾値とを比較して音声信号区間を判定する判定
手段とを設けたものである。
（作用）
本発明によれば、以上のように音声信号区間検出器を構
成したので、技術的手段は次のように作用する。ます、
音声信号入力の開始前（無音声区間）のディジタル信号
を雑音のみとして、第１の演算手段は雑音の自己相関係
数を演算するように働き、第２の演算手段は自己相関係
数から雑音の生成過程の全極形モデルのパラメータを演
算して逆フィルタに設定するように働く。パラメータが
設定された逆フィルタは音声信号入力時のディジタル信
号の雑音を除去して判定手段へ出力するように働く。判
定手段は雑音が除去されたディジタル信号のパワーと所
定の閾値とを比較して音声信号区間を判定するように働
く。このように、逆フィルタには音声信号入力の直前の
無音声区間の雑音で予測したパラメータが設定される。
成したので、技術的手段は次のように作用する。ます、
音声信号入力の開始前（無音声区間）のディジタル信号
を雑音のみとして、第１の演算手段は雑音の自己相関係
数を演算するように働き、第２の演算手段は自己相関係
数から雑音の生成過程の全極形モデルのパラメータを演
算して逆フィルタに設定するように働く。パラメータが
設定された逆フィルタは音声信号入力時のディジタル信
号の雑音を除去して判定手段へ出力するように働く。判
定手段は雑音が除去されたディジタル信号のパワーと所
定の閾値とを比較して音声信号区間を判定するように働
く。このように、逆フィルタには音声信号入力の直前の
無音声区間の雑音で予測したパラメータが設定される。
従って、逆フィルタは音声信号区間の雑音の特性に近似
させることができ、その逆特性で雑音を忠実に除去する
ことができる。この結果、後段の音声信号区間の判定を
容易、かつ正確にできる。従って、前記従来技術の問題
点を解決できるのである。
させることができ、その逆特性で雑音を忠実に除去する
ことができる。この結果、後段の音声信号区間の判定を
容易、かつ正確にできる。従って、前記従来技術の問題
点を解決できるのである。
（実施例）
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。同
図において、１は入力信号をディジタル信号に変換する
Ａ／Ｄ変換器、１ａはＡ／Ｄ変換器１からのディジタル
信号の人刃先を切換えるスイッチ、２はディジタル信号
の雑音の自己相関係数を演算する自己相関関数演算回路
、３は自己相関関数演算回路２で得られた自己相関係数
により、雑音の生成過程を全極形と仮定した雑音生成モ
デルのパラメータを演算するパラメータ演算回路、４は
雑音生成モデルの逆特性を持ち、ディジタル信号の加算
的雑音を除去する雑音除去用逆フィルタである。一般に
、加算的雑音は減算により制限され、畳み込み的雑音は
フィルタリングにより制限されるが、ここでは加算的雑
音を畳み込み的雑音であると仮定している。５は雑音除
去用逆フィルタの出力のパワーと所定の閾値とを比較し
て音声信号を判定する音声信号判定回路である。
図において、１は入力信号をディジタル信号に変換する
Ａ／Ｄ変換器、１ａはＡ／Ｄ変換器１からのディジタル
信号の人刃先を切換えるスイッチ、２はディジタル信号
の雑音の自己相関係数を演算する自己相関関数演算回路
、３は自己相関関数演算回路２で得られた自己相関係数
により、雑音の生成過程を全極形と仮定した雑音生成モ
デルのパラメータを演算するパラメータ演算回路、４は
雑音生成モデルの逆特性を持ち、ディジタル信号の加算
的雑音を除去する雑音除去用逆フィルタである。一般に
、加算的雑音は減算により制限され、畳み込み的雑音は
フィルタリングにより制限されるが、ここでは加算的雑
音を畳み込み的雑音であると仮定している。５は雑音除
去用逆フィルタの出力のパワーと所定の閾値とを比較し
て音声信号を判定する音声信号判定回路である。
次に動作を説明する。
まず、アナログ入力信号はＡ／Ｄ変換器１に入力され、
所定のサンプリング周波数（例えば８ＫＨｚ ）でサン
プリングされてディジタル信号に変換される。ここで、
スイッチ１ａをｂ側に切換える。Ａ／Ｄ変換器１の出力
の音声信号に雑音の相加したディジタル信号の最初の４
８０サンプル、即ち発声直前のディジタルデータは、雑
音のみであると仮定し、Ａ／Ｄ変換器１の出力信号の最
初の４８０サンプルをスイッチ１ａを介して雑音の自己
相関関数演算回路２に人力して０次〜８次の雑音の自己
相関係数を演算する。雑音の自己相関関数演算回路２の
出力である０次〜８次の雑音の自己相関係数は、雑音生
成モデルのパラメータ演算回路３に入力される。パラメ
ータ演算回路３では、全棒形の雑音生成モデル 只 但し、Ｇは利得、ａ、は線形予測係数、のパラメータａ
１〜ａａ、Ｇを決定する。このパラメータの演算には、
音声信号分析の代表的方法である線形予測分析法を用い
る。
所定のサンプリング周波数（例えば８ＫＨｚ ）でサン
プリングされてディジタル信号に変換される。ここで、
スイッチ１ａをｂ側に切換える。Ａ／Ｄ変換器１の出力
の音声信号に雑音の相加したディジタル信号の最初の４
８０サンプル、即ち発声直前のディジタルデータは、雑
音のみであると仮定し、Ａ／Ｄ変換器１の出力信号の最
初の４８０サンプルをスイッチ１ａを介して雑音の自己
相関関数演算回路２に人力して０次〜８次の雑音の自己
相関係数を演算する。雑音の自己相関関数演算回路２の
出力である０次〜８次の雑音の自己相関係数は、雑音生
成モデルのパラメータ演算回路３に入力される。パラメ
ータ演算回路３では、全棒形の雑音生成モデル 只 但し、Ｇは利得、ａ、は線形予測係数、のパラメータａ
１〜ａａ、Ｇを決定する。このパラメータの演算には、
音声信号分析の代表的方法である線形予測分析法を用い
る。
本実施例では線形予測法として、８次の自己相関法を用
いる。８次の自己相関法は、雑音生成モ〜ａａ、Ｇを次
の関係式より求めるものである。
いる。８次の自己相関法は、雑音生成モ〜ａａ、Ｇを次
の関係式より求めるものである。
但し、ここでＲ８−Ｒ８は０次〜８次の雑音の自己相関
係数である。
係数である。
雑音生成モデルのパラメータ演算回路３で得られたパラ
メータａ１〜ａａ、Ｇは、雑音生成モデルの逆特性、即
ち を示すように構成された雑音除去用逆フィルタ４に入力
され設定される。
メータａ１〜ａａ、Ｇは、雑音生成モデルの逆特性、即
ち を示すように構成された雑音除去用逆フィルタ４に入力
され設定される。
次に、スイッチ１ａはＣ側に切換えられ、Ａ／Ｄ変換器
１より音声信号に雑音の相加したディジチル信号が雑音
除去用逆フィルタ４に入力される。この逆フィルタ４に
よって雑音が除去された信号は音声信号判定回路５に人
力される。音声信号判定回路５では人力された信号の１
１９サンプルのパワーを演算し、このパワーと所定の閾
値とを比較することにより、音声信号が入力されている
か否かを判定する。音声信号が人力されていると判定さ
れた区間を゛音声信号区間として決定し、その音声信号
区間を示す信号を出力する。
１より音声信号に雑音の相加したディジチル信号が雑音
除去用逆フィルタ４に入力される。この逆フィルタ４に
よって雑音が除去された信号は音声信号判定回路５に人
力される。音声信号判定回路５では人力された信号の１
１９サンプルのパワーを演算し、このパワーと所定の閾
値とを比較することにより、音声信号が入力されている
か否かを判定する。音声信号が人力されていると判定さ
れた区間を゛音声信号区間として決定し、その音声信号
区間を示す信号を出力する。
第２図は雑音除去用逆フィルタ４の効果を示すグラフで
あって、横軸は時刻、縦軸は１１９サンプルのパワーを
示す。同図において、点線は音声信号に雑音の相加した
信号、実線は雑音除去用逆フィルタ３の出力信号であり
、音声信号は“Ｓｉ”である。音声信号判定回路５の閾
値は“５”である。同図に示すように、点線で示した音
声信号に雑音の相加した信号では、子音部／Ｓ／と雑音
のパワーが同程度であり、閾値の決定が困難であるが、
実線で示した本発明の雑音除去用逆フィルタ４の出力信
号では、あらかじめ定めた閾値５に対する音声信号判定
を容易に行なえることがわかる。
あって、横軸は時刻、縦軸は１１９サンプルのパワーを
示す。同図において、点線は音声信号に雑音の相加した
信号、実線は雑音除去用逆フィルタ３の出力信号であり
、音声信号は“Ｓｉ”である。音声信号判定回路５の閾
値は“５”である。同図に示すように、点線で示した音
声信号に雑音の相加した信号では、子音部／Ｓ／と雑音
のパワーが同程度であり、閾値の決定が困難であるが、
実線で示した本発明の雑音除去用逆フィルタ４の出力信
号では、あらかじめ定めた閾値５に対する音声信号判定
を容易に行なえることがわかる。
以上の説明では、雑音生成モデルの利得Ｇも雑音生成モ
デルのパラメータとして扱ったが、Ｇを定数として扱っ
ても同様の効果が期待できる。
デルのパラメータとして扱ったが、Ｇを定数として扱っ
ても同様の効果が期待できる。
（発明の効果）
以上、詳細に説明したように本発明によれば、Ａ／、Ｄ
変換器を前段に設置し、ディジタル信号処理によって音
声信号区間を検出する回路構成の音声信号区間検出器と
したので、全ディジタル信号処理化された小型な音声認
識装置の開発が可能といった効果か期待できる。また、
雑音生成モデルを考えた音声信号区間検出器であるので
、あらゆる周波数スペクトル構造をもフた雑音に対して
も、雑音生成モデルの次数を変更するだけで雑音の特性
を近似することが可能であるから、音声信号にさまざま
な種類の雑音の相加した信号の音声信号区間を正確に検
出することかできる音声信号区間検出器として適用可能
である。
変換器を前段に設置し、ディジタル信号処理によって音
声信号区間を検出する回路構成の音声信号区間検出器と
したので、全ディジタル信号処理化された小型な音声認
識装置の開発が可能といった効果か期待できる。また、
雑音生成モデルを考えた音声信号区間検出器であるので
、あらゆる周波数スペクトル構造をもフた雑音に対して
も、雑音生成モデルの次数を変更するだけで雑音の特性
を近似することが可能であるから、音声信号にさまざま
な種類の雑音の相加した信号の音声信号区間を正確に検
出することかできる音声信号区間検出器として適用可能
である。
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
第１図の実施例の雑音除去用逆フィルタの効果の説明図
、第３図は従来の適応閾値型音声検出器のブロック図で
ある。 １・−Ａ ／ Ｄ’変換器、 １ａ・・・スイッチ、
２・・・雑音の自己相関関数演算回路、３・・・雑音生
成モデルのパラメータ演算回路、４・・・雑音除去用逆
フィルタ、 ５・・・音声信号判定回路。 千η噴丁泉？、１ｉｔフィルゲ９カγトの市尾明明第２
図
第１図の実施例の雑音除去用逆フィルタの効果の説明図
、第３図は従来の適応閾値型音声検出器のブロック図で
ある。 １・−Ａ ／ Ｄ’変換器、 １ａ・・・スイッチ、
２・・・雑音の自己相関関数演算回路、３・・・雑音生
成モデルのパラメータ演算回路、４・・・雑音除去用逆
フィルタ、 ５・・・音声信号判定回路。 千η噴丁泉？、１ｉｔフィルゲ９カγトの市尾明明第２
図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 音声信号をＡ／Ｄ変換器で変換したディジタル信号に基
づいて音声信号区間を検出する音声信号区間検出器にお
いて、 （ａ）音声信号入力の開始前のディジタル信号を雑音の
みとして雑音の自己相関係数を演算する第１の演算手段
と、 （ｂ）雑音の生成過程を全極形モデルとし、該モデルの
パラメータを前記自己相関係数から線形予測分析法を用
いて演算する第２の演算手段と、（ｃ）第２の演算手段
で得られたパラメータが設定され前記全極形モデルの逆
特性を持ち、音声信号入力時のディジタル信号の雑音を
除去する逆フィルタと、 （ｄ）前記逆フィルタの出力のパワーと所定の閾値とを
比較して音声信号区間を判定する判定手段とを設けたこ
とを特徴とする音声信号区間検出器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60290498A JPS62150299A (ja) | 1985-12-25 | 1985-12-25 | 音声信号区間検出器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60290498A JPS62150299A (ja) | 1985-12-25 | 1985-12-25 | 音声信号区間検出器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62150299A true JPS62150299A (ja) | 1987-07-04 |
Family
ID=17756799
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60290498A Pending JPS62150299A (ja) | 1985-12-25 | 1985-12-25 | 音声信号区間検出器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62150299A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2018532155A (ja) * | 2016-04-22 | 2018-11-01 | テンセント・テクノロジー・（シェンジェン）・カンパニー・リミテッド | 音声検出方法、装置及び記憶媒体 |
-
1985
- 1985-12-25 JP JP60290498A patent/JPS62150299A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2018532155A (ja) * | 2016-04-22 | 2018-11-01 | テンセント・テクノロジー・（シェンジェン）・カンパニー・リミテッド | 音声検出方法、装置及び記憶媒体 |
| US10872620B2 (en) | 2016-04-22 | 2020-12-22 | Tencent Technology (Shenzhen) Company Limited | Voice detection method and apparatus, and storage medium |
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