JPS62118794A - Controller for driving motor - Google Patents
Controller for driving motorInfo
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- JPS62118794A JPS62118794A JP25670485A JP25670485A JPS62118794A JP S62118794 A JPS62118794 A JP S62118794A JP 25670485 A JP25670485 A JP 25670485A JP 25670485 A JP25670485 A JP 25670485A JP S62118794 A JPS62118794 A JP S62118794A
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Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors rotating step by step
- H02P8/14—Arrangements for controlling speed or speed and torque
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、モータの駆動制御装置、例えば複写機など
のスキャナに用いられるモータの加速運転、減速運転、
低速運転等を良好な状態で行ない得るモータの駆動制御
装置に関するみのである。[Detailed Description of the Invention] [Industrial Application Field] This invention is a motor drive control device, for example, a motor used in a scanner such as a copying machine, for acceleration operation, deceleration operation,
The present invention relates only to a motor drive control device that can perform low-speed operation in good condition.
周知のよにある物体をモータによって移動させる場合に
は、その物体の運動状態に応じて慣性や摩擦力が異なる
ため、モータに要求されるトルクもそれに応じて異なる
ため、モータに要求されるトルクもそれに応じて異なる
0例えば、物体の停止時および低速運動時に比べると加
速時および減速時の方がモータに要求されるトルク(以
下、必要トルクと称す)が大となる。これは、急峻な化
速度を与える際には得に顕著である。(但し、減速時に
は摩擦がブレーキ効果を与えるため、必ずしも必要トル
クが低速時および停止時より大となるとは限らない、)
このように物体の運動状態に応じて要求トルクが変化す
るため、回転速度を同期パルス信号の周波数によって制
御する同期式モータ(例えば、ステッピングモータ)で
は、加速時に遅れやオーバーシュートが発生するとか、
減速時および停止時において振動が発生したり、停止位
置がずれる等の不都合が生じる。これは、モータにかか
る負荷の慣性が大きい程顕著であり、モータの出力トル
クが最大必要トルクに対して十分でない場合いに発生し
易い。As is well known, when an object is moved by a motor, the inertia and frictional force differ depending on the state of motion of the object, so the torque required from the motor also varies accordingly. For example, the torque required of the motor (hereinafter referred to as "required torque") is greater during acceleration and deceleration than when the object is stationary or in low-speed motion. This is particularly noticeable when providing a steep rate of curing. (However, since friction provides a braking effect during deceleration, the required torque is not necessarily greater than at low speeds or when stopped.) In this way, the required torque changes depending on the state of motion of the object, so the rotation speed Synchronous motors (e.g. stepping motors) that are controlled by the frequency of synchronous pulse signals may experience delays or overshoots during acceleration.
Vibrations occur during deceleration and stopping, and problems such as shifting of the stopping position occur. This problem becomes more pronounced as the inertia of the load applied to the motor increases, and is likely to occur when the output torque of the motor is not sufficient for the maximum required torque.
そこで、使用するモータおよび駆動回路としては、上述
のような不都合の発生を防止するため、少なくとも最大
必要トルクを出力し得るものを用い、駆動回路からは常
に一定の駆動電流をモータに供給するようになっていた
。また、トルク制御を行なうために駆動電流を変更する
場合には、電流制御用の可変抵抗器を用い、これをモー
タ駆動前に予め手動で調整することにより行なっていた
。Therefore, in order to prevent the above-mentioned problems from occurring, the motor and drive circuit used should be ones that can output at least the maximum required torque, and the drive circuit should always supply a constant drive current to the motor. It had become. Furthermore, when changing the drive current to perform torque control, a variable resistor for current control is used and this is manually adjusted in advance before driving the motor.
しかしながら、必要トルクが最大となるのは加速時や減
速時であり、その時間は一般的に低速時に比較して短時
間であるため、モータ駆動回路からの駆動電流を最大必
要トルクとなるように設定した場合、この短時間におい
てはモータ駆動電流によるモータのトルクが十分に活用
されるが、その他の時間においては必要以上の駆動電流
がモータに供給されることとなり、効率が悪く、また発
熱量が多いという問題点があった。特に、モータの急峻
な立ち上げ、立ち下げ等を行なう場合には上記問題は顕
著になる。However, the maximum required torque occurs during acceleration and deceleration, and this time is generally shorter than at low speeds, so the drive current from the motor drive circuit is adjusted to the maximum required torque. If set, the motor torque due to the motor drive current will be fully utilized during this short period of time, but at other times, more drive current than necessary will be supplied to the motor, resulting in poor efficiency and increased heat generation. The problem was that there were many. In particular, the above problem becomes noticeable when the motor is suddenly started up or stopped down.
この発明は前記問題点に着目して成されたもので、モー
タに常に適正な駆動電流を供給することができ、効率良
くモータを駆動し得るモータ駆動装置の提供を目的とす
る。The present invention was made in view of the above-mentioned problems, and an object of the present invention is to provide a motor drive device that can always supply an appropriate drive current to the motor and drive the motor efficiently.
この発明のモータ駆動制御装置は、モータに駆動電流を
供給する電流供給手段と、モータの作動態様をプログラ
ム化するとともに、作動態様に応じて前記駆動電流を制
御する制御手段を備えたものである。The motor drive control device of the present invention includes a current supply means for supplying a drive current to the motor, and a control means for programming the operating mode of the motor and controlling the drive current according to the operating mode. .
この発明において、制御手段はモータの作動態様をプロ
クラム化するとともに、その作動態様に応じて駆動電流
を制御するため、例えばモータの急峻な立ち上げ、立ち
下げを行なう場合のように、加減速時と低速時や停止時
等との必要トルク差が大きい場合にも、常に適正な駆動
電流をモータに供給することができ、モータを効率良く
適正に駆動することが可能となると共に、駆動電流によ
る発熱も最小限に抑えられる。In this invention, the control means programs the operating mode of the motor and controls the drive current according to the operating mode. Even when there is a large difference in the required torque between the motor and the motor at low speed or at a standstill, it is possible to always supply the appropriate drive current to the motor, making it possible to drive the motor efficiently and properly. Heat generation is also minimized.
以下、この発明の実施例を第1図ないし第1O図に基づ
き説明する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to FIGS. 1 to 1O.
第1図はこの発明の第1実施例の全体構成を示すブロッ
ク図である0図において、蛋はステッピングモータ、l
は後述の各種回路の動作タイミングを制御するシーケン
スコントローラで、CPU オよびメモリ、I10ポー
ト、タイマ等により構成されている。2はシーケンスコ
ントローラlからの信号cw/ccw、信号$OFF、
信号RESET ニ基づき、クロック信号CLKと同期
してパルスφA〜φEを発生するパルス発生装置、3は
ステッピングモータSNを定電流駆動するための電流チ
ョッパ用パルス信号CHPを発生するPWM装置で、こ
こでは第2図に示すようにオペアンプDPI、OP2.
発信器O8Cと抵抗RtおよびコンデンサCtから成る
三角波発生装置0.トランジスタTR21〜TR23、
抵抗R21〜R25,コンデンサC21,C22等によ
り構成されている。この構成において、基準信号l5E
TはコンデンサC21および抵抗R21を介してオペア
ンプOP1の反転入力端子に、またモニター信号IMO
NはオペアンプOPIの非反転入力端子にそれぞれ入力
され、さらに、前記チョッパ用パルス信号CHPはトラ
ンジスタTR23のコレクタから取り出される。FIG. 1 is a block diagram showing the overall configuration of a first embodiment of the present invention. In FIG.
is a sequence controller that controls the operation timing of various circuits to be described later, and is composed of a CPU, memory, I10 port, timer, etc. 2 is the signal cw/ccw from the sequence controller l, the signal $OFF,
A pulse generator 3 generates pulses φA to φE in synchronization with the clock signal CLK based on the signal RESET 2, and a PWM device 3 generates a current chopper pulse signal CHP for driving the stepping motor SN at a constant current. As shown in FIG. 2, operational amplifiers DPI, OP2.
A triangular wave generator 0. consisting of an oscillator O8C, a resistor Rt and a capacitor Ct. Transistors TR21 to TR23,
It is composed of resistors R21 to R25, capacitors C21 and C22, and the like. In this configuration, the reference signal l5E
T is connected to the inverting input terminal of operational amplifier OP1 via capacitor C21 and resistor R21, and also to the monitor signal IMO.
N are respectively input to the non-inverting input terminals of the operational amplifier OPI, and the chopper pulse signal CHP is taken out from the collector of the transistor TR23.
4はチョッパ用信号CHPのパルス幅を制御する基準信
号l5ETの電圧レベルをシーケンスコントロー51
カらの信号ID0WN 、 D o 、 D 1 、
D 2に基づき決定する電流設定装置で、第3図に示す
ようにトランジスタTR31〜TR34、可変抵抗R3
1−R3[1等により構成されている。この構成におい
て、前記信号DO、DI 、D2はそれぞれトランジス
タTR31、TR32、TR33に、また、前記信号1
00冒NはトランジスタTR34にそれぞれ入力され、
トランジスタTR31〜TR33のコレクタからは基準
信号l5ETが取り出される。なお1以上のシーケンス
コントローラ1、パルス発生装置2.PWM装置3およ
び電流設定装置4により制御手段を構成している。また
、5A〜5Eは信号GHPおよびφA〜φEに基づいて
ステラピンモータSNに駆動電流を供給手段としてのド
ライバ回路であり、ここでは第4図に示すようにトラン
ジスタTR41〜TR47を形成したスタンダード結線
のものを適用している。4 is a sequence controller 51 that controls the voltage level of a reference signal l5ET that controls the pulse width of the chopper signal CHP.
Signals ID0WN, D o , D 1 ,
A current setting device that determines based on D2, transistors TR31 to TR34 and variable resistor R3 as shown in FIG.
1-R3[1, etc.]. In this configuration, the signals DO, DI, and D2 are connected to transistors TR31, TR32, and TR33, respectively;
00 and N are respectively input to the transistor TR34,
A reference signal l5ET is taken out from the collectors of transistors TR31 to TR33. Note that one or more sequence controllers 1, pulse generators 2. The PWM device 3 and the current setting device 4 constitute a control means. Further, 5A to 5E are driver circuits serving as means for supplying drive current to the Stellar pin motor SN based on the signals GHP and φA to φE, and here, as shown in FIG. is applied.
次に、上記各回路の動作を説明する。Next, the operation of each of the above circuits will be explained.
シーケンスコントローラ1は、信号C%1/CCV 、
φOFF 、 RESETを所定のタイミングで出力
することにより、パルス発生装置2から所定のパルスを
発生させ、ドライバ回路5A〜5Eからの駆動電流を制
御し、モータSMの制御を行なう。すなわち、パルス発
生装置2はシーケンスコントローラlから出力される信
号cw/ccwに応じて表1に示すようにモータSMの
回転方向を制御する。The sequence controller 1 receives a signal C%1/CCV,
By outputting φOFF and RESET at a predetermined timing, the pulse generator 2 generates a predetermined pulse, controls the drive current from the driver circuits 5A to 5E, and controls the motor SM. That is, the pulse generator 2 controls the rotational direction of the motor SM as shown in Table 1 according to the signal cw/ccw output from the sequence controller l.
表1 相信号の変化
I:rHJアクティブ
0:rLJノンアクティブ
また、φOFF信号がアクティブ(L:ローレベル)に
なると、パルス発生装置2からの信号は全てノンアクテ
ィブ「L」となり、ドライバ回路5A〜5EのM、 f
Nは流れず、モータSMはフリーの状態となる。また、
信号RESETが出力されると、パルス発生装置2はこ
れを受けて、送信号φA〜φiの状態を表1のステップ
0の状態にする。さらに、クロックCLK信号は、その
信号の立上り、(あるいは立下り)で表1に示すように
ステップを順次回転方向に切り換えてゆく、なお、この
実施例では、パルス発生装置2が4層励磁を行なうもの
について示したが、その他の方式を適用することも可能
である。Table 1 Changes in phase signals I: rHJ active 0: rLJ non-active Also, when the φOFF signal becomes active (L: low level), all the signals from the pulse generator 2 become non-active "L", and the driver circuits 5A- 5E M, f
N does not flow and the motor SM is in a free state. Also,
When the signal RESET is output, the pulse generator 2 receives it and sets the states of the transmission signals φA to φi to the state of step 0 in Table 1. Furthermore, the clock CLK signal sequentially switches the steps in the rotation direction as shown in Table 1 at the rising edge (or falling edge) of the signal. In this embodiment, the pulse generator 2 performs four-layer excitation. Although the method described above has been described, it is also possible to apply other methods.
また、ドライバ回路5A〜5Eはパルス発生装N2から
の相信号φA〜φiおよびPwに装置3からのチョッパ
用信号CHPに応じてモータSMへの駆動電流を供給す
る。以下、その動作を第4図の構成に基づき説明する。Further, the driver circuits 5A to 5E supply a drive current to the motor SM in accordance with the chopper signal CHP from the device 3 to the phase signals φA to φi and Pw from the pulse generator N2. The operation will be explained below based on the configuration shown in FIG.
表1に示すようにステップOでは相信号φAがアクティ
ブ「H」なので、トランジスタTR47,TR48がO
Nとなる。また、トランジスタTR42はトランジスタ
TR41のON、OFFに応じてOFF 、 ONとな
る。ここでトランジスタTR41チョッパ用信号CHP
がアクティブrHJであった場合にはOFFとなり、ノ
ンアクティブ「L」の場合にはONとなる。このとき、
相信号φAはノンアクティブ「L」であるからトランジ
スタTR43,TR44はOFFとなり、トランジスタ
TR45のON、OFFに係りなくトランジスタTR4
8をOFFとする。従って、チョッパ用パルス信号OH
PがアクティブrHJであった場合には、出力端子Aの
電位を「H」状態、出力端子Aの電位を「L」状態とし
、出力端子AからモータSMを介してAの方向に電流が
流れる。また、信号CHPがノンアクティブrLJであ
った場合には、出力端子Aをハイインピーダンス状態に
しくこのときAはL状態)、モータSMへの駆動電流の
供給を遮断する。また、ステップ2に示すように相信号
φAがノンアクティブ「L」、φAがアクティブ「H」
のときは、前述の場合とは逆にチ璽ツバ用パルス信号C
HPがrHJ状態において、モータSMに出力端子λか
らA方向の駆動電流が流れる。(なお、チ璽ツバ用パル
ス信号CHPがrLJ状態の場合は出力端子Aをハイイ
ンピーダンス状態にし、モータSMへの駆動電流の供給
は遮断する。また、ステップ6に示すように相信号φA
のいずれもノンアクティブrlJのときはチョッパ用パ
ルス信号CHPに関わらずトランジスタTR42,TR
43,TR44゜TR4B、TR47,TR48をOF
Fとし、出力端子A、Aをいずれもハイインピーダンス
状態としてモータSMへの駆動電流の供給を遮断する。As shown in Table 1, in step O, the phase signal φA is active "H", so transistors TR47 and TR48 are
It becomes N. Further, the transistor TR42 is turned OFF and ON in accordance with the ON and OFF states of the transistor TR41. Here, transistor TR41 chopper signal CHP
When rHJ is active, it is turned OFF, and when it is non-active "L", it is turned ON. At this time,
Since the phase signal φA is non-active "L", transistors TR43 and TR44 are turned off, and transistor TR4 is turned off regardless of whether transistor TR45 is turned on or off.
8 is set to OFF. Therefore, the chopper pulse signal OH
When P is active rHJ, the potential of output terminal A is set to "H" state, the potential of output terminal A is set to "L" state, and current flows in the direction of A from output terminal A via motor SM. . Furthermore, when the signal CHP is inactive rLJ, the output terminal A is brought into a high impedance state (at this time, A is in the L state), and the supply of drive current to the motor SM is cut off. In addition, as shown in step 2, the phase signal φA is inactive "L", and φA is active "H".
In this case, contrary to the above case, the pulse signal C for chisel collar is
When HP is in the rHJ state, a drive current in the A direction flows through the motor SM from the output terminal λ. (Note that when the pulse signal CHP for chisel collar is in the rLJ state, the output terminal A is set to a high impedance state, and the supply of drive current to the motor SM is cut off. In addition, as shown in step 6, the phase signal φA
When both are inactive rlJ, the transistors TR42 and TR are activated regardless of the chopper pulse signal CHP.
43, TR44゜TR4B, TR47, TR48 OF
F, and output terminals A and A are both placed in a high impedance state to cut off the supply of drive current to motor SM.
なお相信号AとφAとが共にアクティブ「H」になるこ
とはパルス発生装置2により禁止されるようになってい
る。このようにモータSMの各相への駆動電流の供給、
遮断および方向を決定する出力端子A、Aなの電位のr
LJ 、rHJ (ハイインピーダンス)は、相信号
φA、φにと信号CHPとの論理積で表される。ただし
、出力端子A 、ムの「L」。Note that the pulse generator 2 prohibits both phase signals A and φA from becoming active "H". In this way, supply of drive current to each phase of motor SM,
r of the potential of the output terminals A and A that determines the cutoff and direction
LJ and rHJ (high impedance) are expressed by the AND of the phase signals φA and φ and the signal CHP. However, the output terminal A is "L".
「H」のラベルはそれぞれ一定ではない。The labels of "H" are not constant.
以上ドライバ5Aの動作について述べたが、他のドライ
バ5B〜5Eにおいても相信号φB〜φiに応じて同様
の動作を行なう。Although the operation of the driver 5A has been described above, the other drivers 5B to 5E also perform similar operations according to the phase signals φB to φi.
次に、前記信号CHPを発生する2%1M装置3の動作
を説明する。第2図に示すように、オペアンプOPIの
非反転入力端子には信号lN0Nが入力されている。こ
の信号lN0Nは、第1図に示すようにモータSMを流
れてドライバ5A〜5Eからグランドに向って流れる電
流iを検出するための抵抗R[+より高い抵抗値の抵抗
Riを介して供給される。また、オペアンプOP1の反
転入力端子には、抵抗R21を介して信号ISE丁が入
力されている。ここで、信号l5ETの電圧レベルをV
set 、信号lN0Nの電圧レベルヲVMONとする
と、オペアンプOPIの出力電圧vP1は、理想的に、
VP、 = (VMON−VSET) −R22/R2
1・・・・・・・・・(式1)
となり、オペアンプOP2の反転入力端子に入力される
。Next, the operation of the 2% 1M device 3 that generates the signal CHP will be explained. As shown in FIG. 2, a signal lN0N is input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier OPI. This signal lN0N is supplied via a resistor Ri having a higher resistance value than the resistor R[+] for detecting the current i flowing through the motor SM and flowing from the drivers 5A to 5E toward the ground, as shown in FIG. Ru. Furthermore, a signal ISE is input to the inverting input terminal of the operational amplifier OP1 via a resistor R21. Here, the voltage level of signal l5ET is set to V
set, and the voltage level of the signal lN0N is VMON, the output voltage vP1 of the operational amplifier OPI is ideally VP, = (VMON-VSET) -R22/R2
1... (Equation 1) and is input to the inverting input terminal of the operational amplifier OP2.
また、オペアンプOP2の非反転入力端子には、三角波
発生装置0からの三角波電圧vO(第6図(b)参照)
が入力されており、オペアンプOP2ではこの電圧vO
と前記出力電圧VPIとを比較し、vPl〉vOであっ
た場合には、出力電圧vP2はrLJとなる。またVP
I<VOの場合にはvp2は「H」とな、(第6図(G
)参照)ここで、出力電圧vP2がロウレベルであった
場合には、トランジスタTR21、TR22がOFF
、 )ランジスタTR23がONとなると共に、チョ
ッパ用パルス信号CHPは「L」 (ノンアクティブ)
となる、また、逆に出力電圧vP2がハイレベルであっ
た場合には、トランジスタTR21,TR22がON
、 TR23がOFFとなるため、チョッパ用パルス信
号CHPはハイインピーダンス状態となる。In addition, a triangular wave voltage vO from the triangular wave generator 0 (see FIG. 6(b)) is applied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP2.
is input, and in operational amplifier OP2, this voltage vO
and the output voltage VPI, and if vPl>vO, the output voltage vP2 becomes rLJ. Also VP
If I<VO, vp2 becomes "H" (Fig. 6 (G
) Here, if the output voltage vP2 is low level, transistors TR21 and TR22 are turned off.
, ) At the same time as transistor TR23 turns ON, chopper pulse signal CHP becomes “L” (non-active)
On the other hand, when the output voltage vP2 is at a high level, the transistors TR21 and TR22 are turned on.
, TR23 is turned off, so the chopper pulse signal CHP is in a high impedance state.
但し、この信号CHPは第2図に示すように電源電圧v
cc 1にプルアップされるため、実際には「H」 (
アクティブ状態)となる、従って第6図に示すようにV
MON< VSETの間は、チョッパ用パルス信号C)
IPは常にアクティブな状態(以下、この状態を初期ア
クティブ状態と称す)となり、VMON> VSETの
状態、すなわちVSETに達した後は信号)IPは「H
」 (アクティブ)状態と「L」 (ノンアクティブ)
状態とを繰り返す、このチョッパ用パルス信号CHPは
、前述したようにドライバ回路5A〜5Eに入力され、
ドライバー回路5AからモータSMへ供給される電流を
ある値に近づける。ここで、三角波電圧の周波数はクロ
ック信号GLKの周波数より充分大きくする必要がある
。そして、信号l5ET(7)電圧をVSETカらVS
ET’ニ設定すルト(vSET <VSET’とすると
)、オペアンプop2の反転入力端子への入力電圧VP
+は、電圧vp+’に低下し、出力電圧vp2はvp2
’ (第6図(d)参照)のようになる。図示のよう
に、このvp2 ’は初期アクティブ状態が前記vP2
よりも長いためチョッパ用パルス信号CHPも長くなり
、ドライバ5A〜5EからモータSMへ供給される駆動
電流iは増大し、(i = VMON/ RIB)、、
ソf)後は出力電圧vp2 ’のrHJ 、rLJ
の繰返えしで、ある電流値に平均的に安定する。このよ
うに、信号l5ETの電圧VSETをある範囲で制御す
ることにより、モータSMに供給すべき電流値を制御で
きるようになっている。However, as shown in FIG. 2, this signal CHP is
Since it is pulled up to cc 1, it is actually “H” (
active state), so as shown in FIG.
During MON<VSET, chopper pulse signal C)
The IP is always in an active state (hereinafter, this state is referred to as the initial active state), and when VMON > VSET, that is, after reaching VSET, the IP becomes "H".
” (active) state and “L” (non-active)
This chopper pulse signal CHP, which repeats the state and state, is input to the driver circuits 5A to 5E as described above,
The current supplied from the driver circuit 5A to the motor SM is brought close to a certain value. Here, the frequency of the triangular wave voltage needs to be sufficiently larger than the frequency of the clock signal GLK. Then, the signal l5ET(7) voltage is changed from VSET to VS
ET' (assuming vSET <VSET'), the input voltage VP to the inverting input terminal of operational amplifier op2
+ drops to voltage vp+', and output voltage vp2 becomes vp2
' (See Figure 6(d)). As shown in the figure, this vp2' has an initial active state of said vP2'.
, the chopper pulse signal CHP also becomes longer, and the drive current i supplied from the drivers 5A to 5E to the motor SM increases, (i = VMON/RIB),
f) After that, rHJ, rLJ of output voltage vp2'
By repeating this, the current stabilizes on average at a certain value. In this way, by controlling the voltage VSET of the signal l5ET within a certain range, it is possible to control the current value to be supplied to the motor SM.
次に、前記信号l5ETの電圧VSETを制御する電流
設定装置4の動作を説明する。Next, the operation of the current setting device 4 that controls the voltage VSET of the signal 15ET will be explained.
トランジスタTR31,TR32,TR33は、シーケ
ンスコントローラ1から出力される信号Do、DB
。Transistors TR31, TR32, and TR33 output signals Do and DB from the sequence controller 1.
.
D2が「L」 (アクティブ)のときそれぞれONとな
り、また、トランジスタTR34は、信号l11011
JNが「H」 (アクティブ)のときONとなる。When D2 is "L" (active), each turns on, and the transistor TR34 receives the signal l11011.
Turns ON when JN is "H" (active).
ここで信号Do、D+ 、D2および信号l110WN
が全てrH4であり、トランジスタTR31〜TR32
が全てOFFとなっている状態では、信号l5ETの電
圧VSETは
VSET−VCC2−R3B/(R35+R3B)・・
・・・・・・・(式2)
となる、(但し、信号l5ETが入力されるPWM装置
3の入力端子の入力インピーダンスが高い必要がある。Here signals Do, D+, D2 and signal l110WN
are all rH4, and transistors TR31 to TR32
are all OFF, the voltage VSET of signal l5ET is VSET-VCC2-R3B/(R35+R3B)...
(Equation 2) (However, the input impedance of the input terminal of the PWM device 3 to which the signal 15ET is input needs to be high.
)
また、信号Doが「L」 (アクティブ)となり、トラ
ンジスタTR31がONとなった場合の信号l5ETの
電圧VSET’は、
・・・・・・・・・(式3)
となり、電圧VSETに比べ増加する。ここで、I31
はR31に流れる枝電流で、
131= (VCC2−VSET’ −VCE)/R3
1・・・・・・・・・(式4)
となる、但し、VCEはトランジスタTR31の飽和コ
レクタ・エミッタ間電圧である。) Also, when the signal Do becomes "L" (active) and the transistor TR31 is turned on, the voltage VSET' of the signal l5ET is as follows (Formula 3), which is lower than the voltage VSET. To increase. Here, I31
is the branch current flowing through R31, 131= (VCC2-VSET'-VCE)/R3
1... (Equation 4) where VCE is the saturated collector-emitter voltage of the transistor TR31.
なお、信号DI、D2のいづれがONとなっても、信号
DoがONとなった場合と同様、電流工31をI32.
I33に置き変えることで電圧VSET” を表わすこ
とができる。また、複数の信号が同時に「L」 (アク
ティブ)になった場合には、(式3)の第2項が加算さ
れることとなる。Note that regardless of which of the signals DI and D2 is turned ON, the electrician 31 is connected to I32. as in the case where the signal Do is turned ON.
By replacing it with I33, it is possible to represent the voltage VSET. Also, if multiple signals become "L" (active) at the same time, the second term of (Equation 3) will be added. .
一方、信号ID0WNが、「H」 (アクティブ)とな
り、トランジスタTR34がONとなった場合には。On the other hand, when the signal ID0WN becomes "H" (active) and the transistor TR34 is turned on.
信号l5ET17)電圧VSET’は、・・・・・・・
・・(式5)
となり、電圧vsEyに比べ減少する。ここでI34は
、抵抗R34を渣れる枝電流であり、134= (VS
ET” −VCE)/R34・・・・・・・・・(弐6
)
となる。但し、電圧VCEはランジスタTR34の飽和
コレクタ・エミッタ間電圧である。Signal l5ET17) Voltage VSET' is...
...(Equation 5), and decreases compared to the voltage vsEy. Here, I34 is a branch current passing through resistor R34, and 134=(VS
ET"-VCE)/R34......(26
) becomes. However, the voltage VCE is the saturated collector-emitter voltage of the transistor TR34.
以上のように、信号Do−D2の出力状態を変えること
により、信号l5ETの電圧VSETを選択的に変化さ
せることができ、これによってモータSHに供給すべき
駆動電流を選択的に変化させることができる。なお、上
記各電流の調整は、可変抵抗R31−R2Oの抵抗値を
調整することにより行なうことができる。また、信号D
o、Dl 、D2と信号よりOWNとが同時にアクティ
ブになると1選択さ蝮る信号l5ETの電圧が複雑にな
るため、この実施例では第5図に示すような論理回路を
シーケンスコントローラlと電流設定装置4との間に挿
入することで、上記信号Do、Dl 、D2とID0
WNとが共にアクティブになるのを禁止するようになっ
ている。As described above, by changing the output state of the signal Do-D2, the voltage VSET of the signal l5ET can be selectively changed, and thereby the drive current to be supplied to the motor SH can be selectively changed. can. Note that each of the above-mentioned currents can be adjusted by adjusting the resistance values of variable resistors R31 to R2O. Also, signal D
If o, Dl, D2 and the signal OWN become active at the same time, the voltage of the signal l5ET that selects 1 becomes complicated. Therefore, in this embodiment, a logic circuit as shown in Fig. 5 is used to connect the sequence controller l and the current setting. By inserting it between the device 4, the above signals Do, Dl, D2 and ID0
WN is prohibited from becoming active at the same time.
また、信号l5ETの電圧を、上記のように信号Do、
Dl、D2およびID0WN等のデジタル信号に応じて
設定することは一種のD/A変換である。Also, the voltage of the signal l5ET is changed to the signal Do, as described above.
Setting according to digital signals such as Dl, D2 and ID0WN is a kind of D/A conversion.
従って上記電流設定装置に替え、シーケンスコントロー
ラ1にD/A変換器を負荷することでも同様の動作を行
なうことができる。Therefore, the same operation can be performed by loading the sequence controller 1 with a D/A converter instead of the current setting device.
次に、上記ステッピングモータSNが停止状態から加速
、定速、減速状態を経て停止状態に至るような所謂台形
駆動(第7図参照)を行なう場合の一連の制御動作を第
8図に従って説明する。なお、第7図において、(a)
は台形駆動を行なった場合の時間(1)と速度Vとの関
係を、(b)は同じく時間(1)とトルクTとの関係を
、(C)は同じく時間(1)と電流Iとの関係をそれぞ
れ示す、また、第8図に示す制御フローチャートはシー
ケンスコントローラ1内(7)ROMにプロクラム化さ
れて格納されている。Next, a series of control operations will be explained with reference to FIG. 8 when the stepping motor SN performs so-called trapezoidal drive (see FIG. 7) in which the stepping motor SN goes from a stopped state through acceleration, constant speed, deceleration, and then to a stopped state. . In addition, in Fig. 7, (a)
shows the relationship between time (1) and speed V when trapezoidal drive is performed, (b) shows the relationship between time (1) and torque T, and (C) shows the relationship between time (1) and current I. The control flowchart shown in FIG. 8, which shows the relationships between the two, is programmed and stored in the ROM (7) in the sequence controller 1.
まず、5TEP lでは、モータSMを初期状態に設定
する。すなわち、信号RESETを一旦「L」 (アク
ティブ)にした後、再び「H」にして各相信号φA〜φ
EをステップO(表1参照)の状態にし、信号CW/C
CWでモータSMの回転方向を指示し、信号ID0WN
を「H」 (アクティブ)にし、信号φOFFを「H」
(ノンアクティブ)にしてモータSMに停出用電流I
+ (第7図(c)参照)を流す0次に、外部あるい
はシーケンスコントローラ1の内部で発生させた信号に
よりモータSMを駆動する指令が出力されると、信号I
D0WNを「L」にし、加速用電流工4を流すべく信号
Do−02を設定する(STEP2) 、そして、モー
タSHの加速中、クロック信号CLKを発生しく5TE
P3) 、この信号に基づき予め設定されている加速時
間が経過したか否かの判断を行ない(STEP4) 、
加速時間が経過したと判断されると、定速用電波■2を
流すべく信号Do−02を設定すると共に、信号CLK
を発生する(STEP、5.8) 、この後、定速時間
が経過したか否かの判断を行ない(STEP7) 、低
速時間が経過すると、減速電流工3を流すべく信号DO
〜D2を設定しく5TEP8) 、信号CLKを発生す
る(STEP9) 、そして、減速時間が経過した否か
の判断を行ない(STEPIO)、減速時間が経過する
と信号CLKを停止させ(「H」状態とし)、かつ信号
1[10WNをrHJとして停止用電流I)を流すべく
信号Do、Dl。First, in 5TEPl, the motor SM is set to the initial state. That is, once the signal RESET is set to "L" (active), it is set to "H" again and each phase signal φA to φ
E to the state of step O (see Table 1), and the signal CW/C
CW indicates the rotation direction of motor SM, and signal ID0WN
is set to "H" (active), and the signal φOFF is set to "H".
(non-active) to stop current I to motor SM.
+ (see FIG. 7(c)) Next, when a command to drive the motor SM is output by a signal generated externally or inside the sequence controller 1, the signal I
Set D0WN to "L" and set signal Do-02 to flow acceleration current generator 4 (STEP 2). Then, while accelerating motor SH, clock signal CLK is not generated and 5TE is set.
P3) Based on this signal, it is determined whether a preset acceleration time has elapsed (STEP4),
When it is determined that the acceleration time has elapsed, the signal Do-02 is set to transmit the constant speed radio wave ■2, and the signal CLK is set.
is generated (STEP, 5.8). After this, it is determined whether or not the constant speed time has elapsed (STEP 7). When the low speed time has elapsed, the signal DO is activated to cause the deceleration electric current 3 to flow.
~D2 is set (5TEP8), the signal CLK is generated (STEP9), and it is determined whether the deceleration time has elapsed (STEPIO), and when the deceleration time has elapsed, the signal CLK is stopped (set to "H" state). ), and the signals Do, Dl to flow the signal 1 (stopping current I) with 10WN as rHJ.
D2を設定し、この状態を保持する。Set D2 and maintain this state.
なお、この実施例では5TEP4,7.10の判断を信
号CLKの立下りあるいは立上りのエツジをカウントす
ることにより行なうものとしたが、シーケンスコントロ
ーラ1内のタイマで各経過時間を測定することにより行
なうことも可能である。また、モータSMの回転状態を
ロータリーエンコーダ等を用いて検出し、これに基づい
て駆動電流を制御することも可能である。In this embodiment, the determination of 5TEP4, 7.10 is made by counting the falling or rising edges of the signal CLK, but it is made by measuring each elapsed time with a timer in the sequence controller 1. It is also possible. It is also possible to detect the rotational state of the motor SM using a rotary encoder or the like and control the drive current based on this.
また、上記実施例においては、PWM装置3に入力され
るl5ET信号の電圧を信号Do、DI 、02によ
って制御することにより、モータSHに供給すべき駆動
電流を制御するものとしたが、特に上記実施例に限らず
、その他の構成により駆動電流を制御することも可能で
ある。Further, in the above embodiment, the drive current to be supplied to the motor SH is controlled by controlling the voltage of the 15ET signal input to the PWM device 3 using the signals Do, DI, and 02. It is also possible to control the drive current not only in the embodiment but also in other configurations.
例えば、第9図に示すように信号ID0WNの電圧VM
ONを1/kO倍、 1/k1倍、 l/に2倍、に3
倍等に変更し得る電圧変更回路6を設け、信号1)IO
Nの電圧VMONを信号Do、DI、D2に応じて選択
することにより、信号CHPのパネル幅を制御し、駆動
電流の値を制御することも可能である。なお、図中上記
実施例と同一もしくは相当部分には同一符号を付しであ
る。For example, as shown in FIG. 9, the voltage VM of the signal ID0WN
ON 1/kO times, 1/k1 times, l/2 times, 3 times
A voltage changing circuit 6 that can be changed to double the voltage, etc. is provided, and the signal 1) IO
By selecting the voltage VMON of N in accordance with the signals Do, DI, and D2, it is also possible to control the panel width of the signal CHP and control the value of the drive current. In the drawings, the same or equivalent parts as in the above embodiment are given the same reference numerals.
また、第10図に示すように、電源電圧vccrを信号
vo、v1.v2に応じて切り換える電源切換回路7を
設け、これによってモータSMに供給する駆動電源を制
御することも回旋である。なお、図中上記実施例と同一
もしくは相当部分には同一符号を付しである。Further, as shown in FIG. 10, the power supply voltage vccr is set to the signals vo, v1. Providing a power supply switching circuit 7 that switches according to v2 and thereby controlling the drive power supplied to the motor SM is also a rotation. In the drawings, the same or equivalent parts as in the above embodiment are given the same reference numerals.
さらに、第6図に示す三角波の状態、例えば周波数、電
圧レベル、バイアス電圧、波形等などを変えることで、
チョッパ用パルス信号CHPのパルス幅を変えてモータ
への駆動電流を制御することも可能であり、また、式(
1)のR32/R31の比を制御することにより電圧V
P3を制御し、信号CHPのパルス幅を調整すること
により、駆動電流を制御することも可能である。Furthermore, by changing the state of the triangular wave shown in Figure 6, such as frequency, voltage level, bias voltage, waveform, etc.
It is also possible to control the drive current to the motor by changing the pulse width of the chopper pulse signal CHP, and the formula (
By controlling the ratio of R32/R31 in 1), the voltage V
It is also possible to control the drive current by controlling P3 and adjusting the pulse width of the signal CHP.
また、駆動電流の値を決定する信号D o −D 2の
ビット数を増減させたり、各信号を組合わせることによ
り、必要に応じた細かさで電流値を設定することができ
る。Furthermore, by increasing or decreasing the number of bits of the signal D o -D 2 that determines the value of the drive current, or by combining each signal, the current value can be set as finely as necessary.
さらにまた、上記実施例では、駆動電流の全相を単一の
制御手段によって制御するものを示したが、各和事に制
御手段を設け、各々独立に駆動電流を制御することも可
能である。Furthermore, in the above embodiment, all phases of the drive current are controlled by a single control means, but it is also possible to provide a control means for each phase and control the drive current independently. .
また、上記実施例では、モータのffj1m動作を台形
駆動で説明したがその他の作動態様に対しても駆動電流
を制御することができる。Further, in the above embodiment, the ffj1m operation of the motor was explained using trapezoidal drive, but the drive current can also be controlled for other operating modes.
以上説明したとおり、この発明によればブロクラム化さ
れたモータの作動態様に応じて駆動電流を制御するため
、例えばモータの急峻な立ち上げ、立ち下げを行なう場
合のように、加減速時と定速時や停止時との必要トルク
差が大きい場合にも、常に適正な駆動電流をモータに供
給することが可能となるため、必要以上に電流を消費す
ることもなく効率良くモータを駆動できると共に、駆動
電流による発熱も最小限に抑えられるという効果がある
。As explained above, according to the present invention, since the drive current is controlled according to the operation mode of the block-formed motor, it is possible to Even when the required torque difference between speed and stop is large, it is possible to always supply the appropriate drive current to the motor, so the motor can be driven efficiently without consuming more current than necessary. This has the effect of minimizing heat generation due to drive current.
また、適切な駆動電流の設定をプログラム化によって操
作性と精度が向上するという効果がある。Furthermore, by programming the appropriate drive current settings, operability and accuracy are improved.
第1図はこの発明の第1実施例を示すブロック図、第2
図は第1図に示したPWM装置の回路構成図、第3図は
第1図に示した電流設定装置の回路構成図、第4図は第
1図に示したドライバーの回路構成図、第5図はシーケ
ンスコントローラと電流設定装置との間に挿入する信号
操作用論理回路の構成図、第6図は第1図に視したPW
M装置における各部の信号波形図、第7図はステッピン
グモータの台形駆動状態を示す線図、第8図はステッピ
ングモータを台形駆動するための制御フローチャート、
第9図はこの発明の第2実施例を示すブロック図、第1
0図はこの発明の第3実施例を示すブロック図である。
5A〜5E・・・・・・電流供給手段としてのドライバ
回路
電汲設艷装置の回路鵬図
第 3 図
信号操作用面精!回路の剰馳箇(3)
第5図
PWMス1;よけ杏冬去■の信号5皮し図箪 6 図
可に赦n
ステ・シピシク゛モータの8形即會1吠a老示す去粂図
第7図FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention, and FIG.
Figure 3 is a circuit diagram of the PWM device shown in Figure 1, Figure 3 is a circuit diagram of the current setting device shown in Figure 1, Figure 4 is a circuit diagram of the driver shown in Figure 1, Figure 5 is a configuration diagram of the signal manipulation logic circuit inserted between the sequence controller and the current setting device, and Figure 6 is the PW as seen in Figure 1.
A signal waveform diagram of each part in the M device, FIG. 7 is a diagram showing the trapezoidal driving state of the stepping motor, and FIG. 8 is a control flowchart for driving the stepping motor in a trapezoidal shape.
FIG. 9 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention;
FIG. 0 is a block diagram showing a third embodiment of the present invention. 5A to 5E...Circuit diagram of the driver circuit power supply device as a current supply means Figure 3 Surface inspection for signal operation! Remains of the circuit (3) Figure 5 PWM step 1 Figure 7
Claims (2)
記モータの作動態様をプログラム化するとともに、作動
態様に応じて前記駆動電流を制御する制御手段とを備え
たことを特徴とするモータ駆動制御装置。(1) A motor drive characterized by comprising a current supply means for supplying a drive current to a motor, and a control means for programming the operating mode of the motor and controlling the drive current according to the operating mode. Control device.
それぞれの作動態様に応じて駆動電流を制御することを
特徴とする特許請求の範囲第1項記載のモータ駆動制御
装置。(2) The motor drive control device according to claim 1, wherein the control means controls the drive current according to the operation mode of the motor during acceleration, deceleration, and low speed.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP25670485A JPS62118794A (en) | 1985-11-18 | 1985-11-18 | Controller for driving motor |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP25670485A JPS62118794A (en) | 1985-11-18 | 1985-11-18 | Controller for driving motor |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS62118794A true JPS62118794A (en) | 1987-05-30 |
Family
ID=17296313
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP25670485A Pending JPS62118794A (en) | 1985-11-18 | 1985-11-18 | Controller for driving motor |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS62118794A (en) |
Cited By (8)
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-
1985
- 1985-11-18 JP JP25670485A patent/JPS62118794A/en active Pending
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