JPS6192160A - Control circuit of induction load - Google Patents
Control circuit of induction loadInfo
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- JPS6192160A JPS6192160A JP59211070A JP21107084A JPS6192160A JP S6192160 A JPS6192160 A JP S6192160A JP 59211070 A JP59211070 A JP 59211070A JP 21107084 A JP21107084 A JP 21107084A JP S6192160 A JPS6192160 A JP S6192160A
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔技術分野〕
本発明は誘導負荷の制御回路に関し、特に、誘導負荷に
対する電力供給をサイリスタのスイッチングによって実
施するようにした誘導負荷の制御回路に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Technical Field] The present invention relates to an inductive load control circuit, and more particularly to an inductive load control circuit in which power is supplied to the inductive load by switching a thyristor.
一般に、サイリスタを用いて誘導負荷を制御する場合に
、サイリスタのオン・オフ時の動作を確実化するため、
9荷と並列にスナバ−回路を(=1加することが行われ
る。Generally, when controlling an inductive load using a thyristor, in order to ensure the on/off operation of the thyristor,
A snubber circuit (=1) is added in parallel with the 9 load.
第4図はかかる従来の制御回路を示す。FIG. 4 shows such a conventional control circuit.
この制御回路は制御入力端子1.1゛に接続したサイリ
スタ(トライアック)2により、交流電源3に接続した
誘導負荷4に対し電力を供給または遮断制御するように
したもので、上記サイリスタ2の両端には抵抗5、コン
デンサ6からなるスナバ−回路7が並列接続されている
。This control circuit is configured to supply or cut off power to an inductive load 4 connected to an AC power source 3 using a thyristor (TRIAC) 2 connected to a control input terminal 1.1. A snubber circuit 7 consisting of a resistor 5 and a capacitor 6 is connected in parallel.
このスナバ−回路7は、サイリスタ2のスイッチングに
よって誘導負荷4に生じる過渡的な誘起電圧によって、
このサイリスタ2が破壊したり、誘起電圧の過大な上昇
を抑えるように作用する。This snubber circuit 7 is operated by a transient induced voltage generated in the inductive load 4 due to switching of the thyristor 2.
This thyristor 2 acts to prevent destruction or excessive rise in induced voltage.
しかるに、かかるサイリスタの破壊を防止し、誘起電圧
の抑制をするには、コンデンサ6の容量を大きくして、
時定数を太き(とる必要があり、このため、抵抗5、コ
ンデンサ6に流れる電流が大きくなり回路の構成が大形
となる。However, in order to prevent such destruction of the thyristor and suppress the induced voltage, the capacitance of the capacitor 6 should be increased.
It is necessary to have a large time constant, which causes a large current to flow through the resistor 5 and capacitor 6, resulting in a large circuit configuration.
つまり、軽負荷の制御回路の小形化、回路に流れるN流
の低電流化および高耐雑音化によるサイリスタの保護を
十分に図ることができなかった。In other words, it has not been possible to sufficiently protect the thyristor by downsizing the control circuit for light loads, reducing the N current flowing through the circuit, and increasing noise resistance.
本発明の目的は、交流回路をサイリスタでオン・オフ制
御させる回路において、回路全体の小形化、漏れ電流の
軽減を図るとともに、十分な耐雑音特性を得ることにあ
る。An object of the present invention is to miniaturize the entire circuit, reduce leakage current, and obtain sufficient noise resistance in a circuit in which an alternating current circuit is controlled on and off by a thyristor.
本発明は誘導負荷とともに交流電源に直列接続したサイ
リスタの制御回路中に、ゼロクロス回路を接続するとと
もに、上記サイリスタの両端にはコンデンサを並列接続
した構成としたものであり、コンデンサの両端電圧が0
ボルトになる付近でサイリスタをオンさせることにより
、サイリスタへのコンデンサからの突入電流をなくし、
す41JXりの保護を図ることができる。また、上記コ
ンデンサおよび誘導負荷はLC回路の高域減衰フィルタ
を構成し、電源側からの高周波雑音によるサイリスタの
誤動作を防止する。さらに、コンデンサ容量の軽減並び
に抵抗素子の不使用によって、漏れ電流の抑制、回路全
体の小形化が図れるものである。The present invention has a configuration in which a zero cross circuit is connected in the control circuit of a thyristor connected in series with an AC power source together with an inductive load, and a capacitor is connected in parallel to both ends of the thyristor, so that the voltage across the capacitor is zero.
By turning on the thyristor near the voltage, the inrush current from the capacitor to the thyristor is eliminated,
41JX protection can be achieved. Further, the capacitor and the inductive load constitute a high-frequency attenuation filter of the LC circuit to prevent malfunction of the thyristor due to high frequency noise from the power supply side. Furthermore, by reducing the capacitance of the capacitor and not using a resistive element, leakage current can be suppressed and the entire circuit can be made smaller.
〔実施例1〕
第1図は本発明による誘導負荷の制御回路の一実施例を
示す回路図である。[Embodiment 1] FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of an inductive load control circuit according to the present invention.
本実施例においては、誘導負荷11とともに交流電11
g12に直列接続したサイリスタ13の制御回路中に、
ゼロクロス回路14が接続されている。In this embodiment, an AC power supply 11 is used together with an inductive load 11.
In the control circuit of thyristor 13 connected in series to g12,
A zero cross circuit 14 is connected.
15.15°は制御入力端子である。また、サイリスタ
130両端における交流側端子間には誘導負荷とともに
LC時定数回路を構成する高域減衰フィルタ用コンデン
サ16が並列接続されている。15.15° is a control input terminal. Further, a high-frequency attenuation filter capacitor 16, which constitutes an LC time constant circuit together with an inductive load, is connected in parallel between the AC side terminals at both ends of the thyristor 130.
ここでゼロクロス回路14は、入力信号が入ることによ
りその直後のゼロクロス電圧でサイリスタ13にゲート
電流を流し、一方、人力信号が切れると、その直後にサ
イリスタ13のゲート電流を遮断するように作用する。Here, the zero-cross circuit 14 acts to cause a gate current to flow through the thyristor 13 at the zero-cross voltage immediately after the input signal is input, and on the other hand, to cut off the gate current of the thyristor 13 immediately after the input signal is cut off. .
第2図は上記誘導負荷11をソレノイドとする電磁弁1
7の概略図で、この電磁弁17は主弁部17aと、この
主弁部17aを駆動するソレノイド部17bとからなり
、このソレノイド部17bに本発明の誘導負荷の制御回
路部17eが付設されたt磁弁の一実施例である。Figure 2 shows a solenoid valve 1 in which the above-mentioned inductive load 11 is a solenoid.
7, this electromagnetic valve 17 consists of a main valve part 17a and a solenoid part 17b that drives this main valve part 17a, and an inductive load control circuit part 17e of the present invention is attached to this solenoid part 17b. This is an example of a solenoid valve.
次に、上記誘導負荷の制御回路の作用について述べる。Next, the operation of the above-mentioned inductive load control circuit will be described.
先ず、制御入力端子15.15’に制御信号が入力され
、ゲートにターンオン電流を流す。First, a control signal is input to the control input terminal 15, 15', causing a turn-on current to flow through the gate.
そしてコンデンサ16の両端電圧がそのターンオン直後
の0ポルト付近に達すると、サイリスタ13がオンにな
る。このため、誘導員illに所定の電力が供給されて
、これが付勢され前記一実施例の電磁弁17が作動する
。When the voltage across the capacitor 16 reaches around 0 port immediately after it is turned on, the thyristor 13 is turned on. Therefore, a predetermined electric power is supplied to the guide ill, which is energized to operate the solenoid valve 17 of the above embodiment.
一方、制御入力信号が遮断されると、この遮断直後のゼ
ロクロス電流でサイリスタ13がオフとなり、誘導員r
t111への電流供給が停止される。On the other hand, when the control input signal is cut off, the thyristor 13 is turned off by the zero cross current immediately after this cutoff, and the induction member r
Current supply to t111 is stopped.
したがって、本制御回路ではサイリスタ13をゼロクロ
ス電圧で動作させるため、コンデンサ16の突入電流が
サイリスタ13に流れることがなく、従来のスナバ−回
路で用いた上記抵抗5の使用を省(ことができる、そし
てこの抵抗5を省くことは、数M k帯の高速スイッチ
ングによるサージ電圧を考えた場合、コンデンサ16の
インピーダンス容量が周波数の逆数に比例するため、高
周波に対するインピーダンスを低下させ、サイリスタ1
3のdv/dtによる誤動作を低減できる。Therefore, in this control circuit, since the thyristor 13 is operated at zero cross voltage, the inrush current of the capacitor 16 does not flow to the thyristor 13, and the use of the resistor 5 used in the conventional snubber circuit can be omitted. Omitting this resistor 5 lowers the impedance for high frequencies when considering the surge voltage caused by high-speed switching in the several Mk band, since the impedance capacity of the capacitor 16 is proportional to the reciprocal of the frequency.
Malfunctions due to dv/dt of 3 can be reduced.
また、抵抗5を省略し、かつコンデンサ16を小容量化
することができるため、制御回路の小形化、コンデンサ
16への電流漏れの軽減が図れるほか、コンデンサ16
と誘導負荷11とのLC時定数よりなる高域減衰フィル
タ作用によって高域雑音によるサイリスタ13の破損を
未然に防止できる。In addition, since the resistor 5 can be omitted and the capacitor 16 can be made smaller, the control circuit can be made smaller, current leakage to the capacitor 16 can be reduced, and the capacitor 16 can be made smaller.
Damage to the thyristor 13 due to high-frequency noise can be prevented by the high-frequency attenuation filter effect formed by the LC time constant of the inductive load 11 and the inductive load 11.
〔実施例2〕
第3図は本発明の他の実施例を示す、同図において、2
1はバッテリ、22はスイッチ、23は入力電流制限抵
抗、24はホトカプラ25の発光ダイオードで、これら
が図示のように直列接続されている。また、発光ダイオ
ード24には該発光ダイオード24の保護用ダイオード
26が並列接続されている。[Embodiment 2] FIG. 3 shows another embodiment of the present invention.
1 is a battery, 22 is a switch, 23 is an input current limiting resistor, and 24 is a light emitting diode of a photocoupler 25, which are connected in series as shown. Furthermore, a protection diode 26 for the light emitting diode 24 is connected in parallel to the light emitting diode 24 .
一方、12は誘導負荷11を負荷とする第1図と同様の
交2Itit源で、この誘導負荷11およびコンデンサ
16が交流電源12に直列接続されている。On the other hand, numeral 12 is an AC 2Itit source similar to that shown in FIG.
また、サイリスタ13は、表示用発光ダイオード27と
逆流道通用ダイオード28との並列回路を介して、上記
コンデンサ16に並列接続されている。29は交流電源
12に直列接続した高圧ノイズ阻止用のバリスタである
。Further, the thyristor 13 is connected in parallel to the capacitor 16 through a parallel circuit including a display light emitting diode 27 and a backflow path diode 28. 29 is a varistor connected in series to the AC power source 12 for blocking high voltage noise.
14Aはサイリスタ13のゲートにターンオン電流を供
給するゼロクロス回路で、この回路内にホトカプラ25
のホトトランジスタ30が接続されている。なお、ゼロ
クロス回路14Aはサイリスタ13の両端電圧を電源と
して用いている。14A is a zero cross circuit that supplies a turn-on current to the gate of the thyristor 13, and a photocoupler 25 is installed in this circuit.
A phototransistor 30 is connected thereto. Note that the zero cross circuit 14A uses the voltage across the thyristor 13 as a power source.
この実施例2の作用は基本的に第1図に示した実施例1
の場合と同様であり、スイッチ22暮閉じると、抵抗2
3で制限された電流が発光ダイオード24に流れ、これ
が点灯する。このため、ホトトランジスタ30が信号を
出力する。この出力直後のゼロクロス電圧をゼロクロス
回路14Aが検出して、サイリスタ13にゲート電流を
流す。The function of this second embodiment is basically that of the first embodiment shown in FIG.
It is the same as in the case of , when switch 22 is closed, resistor 2
A current limited by 3 flows through the light emitting diode 24, which lights up. Therefore, the phototransistor 30 outputs a signal. The zero-crossing circuit 14A detects the zero-crossing voltage immediately after this output, and causes a gate current to flow through the thyristor 13.
このゲート電流によりサイリスタ13がオンになって、
発光ダイオード27が点灯するとともに、発行ダイオー
ド27と、ダイオード28の並列回路に流れる交流電流
により誘導負荷11を駆動する。This gate current turns on the thyristor 13,
The light emitting diode 27 lights up, and the inductive load 11 is driven by the alternating current flowing through the parallel circuit of the light emitting diode 27 and the diode 28 .
続いて、上記スイッチ22を開いた場合には、発光ダイ
オード24が消灯し、ホトトランジスタ30の出力も停
止する。ゼロクロス回路14Aはその直後サイリスタ1
3へのゲートtiを遮断し、このサイリスタ13がオフ
となり、発光ダイオード27が消灯し、誘導負荷11の
駆動も停止する。Subsequently, when the switch 22 is opened, the light emitting diode 24 is turned off and the output of the phototransistor 30 is also stopped. Zero cross circuit 14A is immediately after thyristor 1
3, the thyristor 13 is turned off, the light emitting diode 27 is turned off, and the driving of the inductive load 11 is also stopped.
本実施例2は直流の入力回路と交流の負荷回路とを光学
的に関連せしめたものであり、必要に応じて、スイッチ
22による制御信号の上記入力方法に代えて、発光ダイ
オード24とホトトランジスタ30との間に制御用シャ
フタを出入りさせる方法を採用することもできる。In the second embodiment, a DC input circuit and an AC load circuit are optically related, and if necessary, instead of the above method of inputting a control signal using the switch 22, a light emitting diode 24 and a phototransistor may be used. It is also possible to adopt a method in which a control shaft is moved in and out between the control shaft 30 and the control shaft 30.
本発明によれば、サイリスタの制御回路中にゼロクロス
回路を接続して、誘導負荷に接続したコンデンサの端子
電圧が0ボルトになる付近でサイリスタをオンにさせる
ことにより、コンデンサからサイリスタへの突入電流の
供給をなくして、サイリスタの保護を図ることができる
ほか、LC回路中に抵抗を接続する必要がなくなるとと
もに、LC回路の高域減衰フィルタを構成し、コンデン
サの容量を小さくでき□る。かくして電源に混入する雑
音に対する耐力の向上、全体回路構成の小形化、コンデ
ンサへの漏れ電流の低減を図れる等の諸効果が得られる
ものである。According to the present invention, by connecting a zero cross circuit in the control circuit of the thyristor and turning on the thyristor when the terminal voltage of the capacitor connected to the inductive load becomes 0 volts, inrush current from the capacitor to the thyristor is generated. In addition to eliminating the supply of thyristors, it is possible to protect the thyristor, eliminate the need to connect a resistor in the LC circuit, and configure the high-frequency attenuation filter of the LC circuit, thereby reducing the capacitance of the capacitor. In this way, various effects can be obtained, such as improved resistance to noise mixed into the power supply, miniaturization of the overall circuit configuration, and reduction in leakage current to the capacitor.
第1図は本発明による誘導負荷の制御回路の一実施例を
示す回路図、第2図は本発明を適用した電磁弁の一例の
概略図、第3図は本発明の他の実施例を示す回路図、第
4図は従来例の回路図である。
11・・・誘導負荷、12・・・交流電源、13・・・
サイリスタ、14.14A・・・ゼロクロス回路、15
.1−5° ・・・制御入力端子、16・・・コンデン
サ、21・・・バフテリ、22・・・スイッチ、24・
・・発光ダイオード、27・・・発光ダイオード、28
・・・ダイオード、29・・・バリスタ、30・・・ホ
トトランジスタ。FIG. 1 is a circuit diagram showing one embodiment of an inductive load control circuit according to the present invention, FIG. 2 is a schematic diagram of an example of a solenoid valve to which the present invention is applied, and FIG. 3 is a circuit diagram showing another embodiment of the present invention. The circuit diagram shown in FIG. 4 is a circuit diagram of a conventional example. 11... Inductive load, 12... AC power supply, 13...
Thyristor, 14.14A...Zero cross circuit, 15
.. 1-5°...Control input terminal, 16...Capacitor, 21...Buffer battery, 22...Switch, 24...
...Light emitting diode, 27...Light emitting diode, 28
...Diode, 29...Varistor, 30...Phototransistor.
Claims (1)
制御回路中に、制御入力の供給または遮断直後のゼロク
ロス電圧で上記サイリスタに対するゲート電流の供給ま
たは遮断を行うゼロクロス回路を接続し、かつ上記サイ
リスタの両端にはコンデンサを接続したことを特徴とす
る誘導負荷の制御回路。In the control circuit of the thyristor connected in series with an AC power supply together with an inductive load, a zero-cross circuit is connected to supply or cut off the gate current to the thyristor at the zero-cross voltage immediately after supplying or cutting off the control input, and a zero-cross circuit is connected to both ends of the thyristor. is an inductive load control circuit characterized by connecting a capacitor.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP59211070A JPS6192160A (en) | 1984-10-08 | 1984-10-08 | Control circuit of induction load |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP59211070A JPS6192160A (en) | 1984-10-08 | 1984-10-08 | Control circuit of induction load |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6192160A true JPS6192160A (en) | 1986-05-10 |
Family
ID=16599905
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP59211070A Pending JPS6192160A (en) | 1984-10-08 | 1984-10-08 | Control circuit of induction load |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6192160A (en) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS63286620A (en) * | 1987-05-18 | 1988-11-24 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ignition heater controller |
JPH02151202A (en) * | 1988-11-29 | 1990-06-11 | Hitachi Ltd | Electric car drive |
-
1984
- 1984-10-08 JP JP59211070A patent/JPS6192160A/en active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS63286620A (en) * | 1987-05-18 | 1988-11-24 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ignition heater controller |
JPH02151202A (en) * | 1988-11-29 | 1990-06-11 | Hitachi Ltd | Electric car drive |
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