JPS6187407A - 対数増幅器のレベル補償回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は微弱な電気信号、たとえば微弱な光信号を光−
電気変換した微弱信号を高利得増幅する対数増幅器を含
む動作レベル補償回路に関する。

さらに、本発明はこのような微弱信号を対数増幅器を含
む増幅器で増幅し、増幅される信号波形や振幅の変化に
もか＼わらず信号波形の０となるレベル（０レベル）を
常に一定に保つように補償し、増幅器全体の直線性を改
善し、ダイナミックレンジの変動を極めて小さくした対
数増幅器を含む増幅器の動作レベルを補償する動作レベ
ル補償回路に関する。

〔従来の技術〕

最近の光通信技術等の先端技術は高速半導体技術に支え
られて著るしい発展をしているが、これらの分野におい
て広帯域でしかも低雑音かつ高利得の増幅器の必要性が
高まっており、その高性能化はＭ要な問題となっている
。

光信号は光−電気変換したのち増幅されるが、信号は微
弱であるため、増幅には高利得が要求され、そのために
は避は難いドリフト問題を内蔵する直流増幅器を多段接
続するよりは、十分に低い低域遮断周波数を有する交流
増幅器を用いるのが性能面のみならず価格面においても
有利である。

・、、光通信等においては、直流増幅器を用いる必要性
もないことから、ドリフト問題もなく、単一電源で動作
し、小型、低消費電力化が可能な交流増幅器が用いられ
ている。

しっ）るに、光信号の測定等、たとえはファイバの特性
計測や破断点の探知などにおいて、ファイバの一端から
光パルスを送出し、ファイバの各点から戻ってくる反射
波を増幅し観測する装置（以下、ＯＴＤＲという。）の
場合には、その反射波である微弱信号の０レベルを正確
に知ることが必要であり、直流増幅器を用いる必要があ
った。

しかし、現実には直流増幅器は、ドリフトの問題や多段
接続の困難性、複数の電源を要する点など、微小４ｇ号
の増幅には必ずしも適当な増幅器であるとはいえなかっ
た。

とくに、ＯＴＤＲの場合は、測定端の近傍からの反射波
の振幅は極めて大きく、遠方からの反射波の振幅は微小
なものであり、この両極端の信号を同時に増幅する増幅
器、すなわちダイナミックレンジの広い増幅器を得るこ
とは重要な課題であった。

ＯＴＤＲでは、ファイバのレイリー散乱による後方散乱
光と、ファイバの接続点や破断点など不連続部分におけ
るフレネル反射による反射波を＞Ｍ　’？ＦＡしており
、ダイナミックレンジを大きくとるためおよび、ファイ
バの減衰特性の観測の都合上対数増幅器が用いられる。

この対数増幅器では、ドリフトを避けるため、および高
利得を得るため等の理由から、一般に交流増幅器が用い
られる。

ところが、ＯＴＤＲでは前記の理由から、高帯域、高利
得、広ダイナミツクレンジの増幅器が要求されるのであ
るが、従来のものは高価であるばかりか、交流増幅器の
特性に起因して入力信号の波形、たとえば、パルス波形
である場合には、そのデユティ比等の変動により増幅器
の動作レベルが変動するため、ダイナミックレンジや精
度に重大な影響を及はすという欠点があった。

とくに、対数増幅器の場合には、その対数特性から動作
レベルの変動は測定精度の著るしい悪化をもたらすため
に、この動作レベルの安定化のための補償なしには十分
な性能を達成できなかったのである。

この問題について、以下第６図（ａ）ないしくｄ）を用
いて具体的に説明する。

第６図において、（ａ）は従来の広帯域受光回路の一例
を示す。１１は直流増幅器である前置増幅器、１２は交
流増幅器でたとえば対数増幅用ＩＣ（集積回路）である
１２ａ、　１２ｂおよび結合コンデンサ１７゜１８を含
み、直流増幅器１１の出力端子２ｏがら結合コンデンサ
１６を介して信号を加えられる。１４はＡＰＤ　（アバ
ランシェホトダイオード）等の受光素子でＶＢはそのバ
イアス電源であり、受光素子１４の出力は前置増幅器１
１の入力端子１５を経て、前置増幅器１１および交流ｔ
・ａ幅器１２により増幅されて交流増幅器１２の出力”
ｌｒ子１９にその出力を侍ることができる。

こ５で対数増幅用ＩＣである１２ａ、　１２ｂなどの段
数は必要に応じて増加されさらに高オｌＩ得のものも可
能である。′ 受光素子１４が、前述したＯＴＤＲにおいて、後方散乱
光を受光すると、前置上・ｄ幅器１１で増幅され、その
出力・端子２０には第６図（ｃ）に示すような波形が得
られる。（ｃ）において点線は後方散乱光が零となるレ
ベル（０レベル）である。ところがこの信号を、交流増
幅器の各段間の結合コンデンサＣと入力インピーダンス
Ｒを等測的に示す回路である（ｂ）を通すと、（ｄ）に
示すようになり、（ｃ）の波形に対してΔだけシフトす
ること＼なる。このシフトの量Δは後方散乱光の量やフ
レネル反射光の大きさ、光パルスのくり返し、すなわち
デユーティサイクルの変化などで変動する。

このように０レベルが変動すると、対数１宙幅器のごと
く信号のレベルによって利得が変化する場合には、正確
な増幅を期待することができない。

とくに対数増幅器を多段接続するほど、その増幅誤差は
相乗的に増加するため、使用可能なグイナミンクレンジ
は著るしく狭いものとなる。

また一般の増幅器を使用したｊ勘合においてもＯレベル
の変動のため、精度を要するアナログデジタル変換器等
の用途においては、精度劣化の原因となっていた。

これに対して交流％　ｌｊｓ器のドリフトおよび雑晋を
除く方、去として従来チョッパ増幅器があった。

これを第３図および第４図により説明する。こ＼で第６
図の構成要素に対応するものについては同一の符号を付
しである。

第３図において、２０は入力信号ｅＩを入力するための
入力端子、２１．２２．２３．２４は信号路に直列に挿
入された抵抗、２５．２６は低域通過フィルタを構成す
るためのコンデンサ、２７はチョッピング用のスイッチ
、２８は交流増幅器１２の入力端子、１９は出力信号ｅ
０を出力するための出力端子である。

第４図は第３図に示した回路の動作を説明するための波
形図である。こ＼で点線は信号の零レベルを示す。第４
図（ａ）に示す入力信号ｅ＋は抵抗２１とコンデンサ２
５で構成される低域通過フィルタを通り、抵抗２２を介
してスイッチ２７により断続的にチョッパされ、（ｂ）
に示す波形となる。交流増幅器１２は結合コンデンサ１
６を介して入力された（ｂ）に示す波形を増幅し、結合
コンデンサ１８には（ｃ）に示す波形を得る。（ｃ）に
示す波形は抵抗２３を介してスイッチ２７によシ断続的
にチョッパされ、抵抗２３と抵抗２４の結合点に（ｄ）
に示す波形を得、こあ波形は抵抗２４とコンデンサ２６
で構成される低域通過フィルタを通り、出力端子１９に
（ｅ）に示す出力信号ｅ０が出力される。

このチョッパ増幅器においては、入力信号ｅｉをスイッ
チ２７で断続的にチョッパすることによシ、交流信号に
変換すると同時に交流信号のＯレベルを基準値（この場
合グランドレベル）に設定している。こ＼では入力信号
の周波数成分がチョッパの断続周波数に比べて十分低い
ことが条件となる。

またこのとき交流増幅器１２に入力される交流信、号１
は（ｂ）に示すようなはソ方形波信号となるため結合コ
ンデンサ１６を通過したとき、交流増幅器１２の入力端
子２８の動作レベルは、チョッパの断続のデユーティ比
が一定ならばはソ一定となる。一般にはデユーティ比が
１対１（５０％）であり、このとき（ｂ）に示す波形は
入力端子２８の動作レベルを基準に正方向と負方向に対
称な波形として交流増幅器１２に入力されるため入力端
子２８の動作レベルが変動することはない。同様に交流
増幅器１２が入力信号レベルによって増幅器の利得が変
化する対数増幅器であっても前述したように正方向と負
方向に対称な波形として対数増１冒される限り、多段接
続によっても入力端子２８の動作レベル変動は生じない
。

しかしＯＴＤＲでは入力信号の周波数成分は低周波から
１００ＭＨ，以上にわたる高周波信号成分を含んでおり
、しかも信号波形が第６図（ｃ）に示すような非対称波
形であるだめに、光信号の０レベルが変動する、したか
つて第３図に示すチョッパ増幅器を（１′ｊ“ＯＴＤＲ
に適用することは著るしく困難であった。

つきに増幅器のドリフトの影響を除く他の従来技術であ
る積分回路を第５図に示し説明する。

第５図において３０は入力端子、３１．３５は演算増幅
器、３６はバッファ増幅器、３２は抵抗、３３．３４は
コンデンサ、３７〜３９はスイッチ、４ｏは出力端。

子である。

第５図の回路は演算増幅器３１．３５およびバッファ増
幅器３６の温度等の変動に起因するドリフトを除去する
だめに以下のように動作する。

まずスイッチ３７はオフ、スイッチ３８と３９はともに
オンとする。このとき演算増幅器３１の出力に現われる
ドリフト電圧と演算増幅器３５およびバッファ増幅器３
６のドリフト電圧は、スイッチ３９を含む負帰還回路に
よりコンデンサ３３に記憶される。

つぎにスイッチ３７はオン、スイッチ３８と３９はとも
にオフとなる。このとき入力端子３０に入力された信号
は、演算増幅器３１でインピーダンス変換され、抵抗３
２とコンデンサ３４と積分のために用いられる演算増幅
器３５によって積分され、バッファ増幅器３６を通って
出力端子４ｏに出力される。こ＼でコンデンサ３３には
、演算増幅器３１．３５およびバッファ増幅器３６のド
リフトが記憶されて、正確な入力信号の積分波形の傾斜
を出力端子に得ることができる。

この第５図に示す回路は、高精度のディジタルマルチメ
ータのアナログ入力積分回路等に使用されており、積分
回路としては有用な回路であるが、ＯＴＤＲにおける増
幅器のように高速パルスを増幅する広帯域ｐｄ幅器に適
用することはできない。

〔発明が解決しようとする問題点〕

交流Ｊ・８幅器に信号が印加されると、その波形によっ
て増幅器の動作レベルが変動し、増幅度の誤差？生じ、
かつダイナミックレンジの変動をもたらすという問題点
があり、とくに対数増幅器の場合それが顕著であった。

この問題点を解決するものが本発明である。

〔問題点を解決するための手段〕

信号波形を交流増幅器に印加した場合に０レベルの変動
を生ずるのは、その信号波形の正方向の振幅成分（正方
向の波形の面積）と負方向の振幅成分（負方向の波形の
面積）とが等しくないためであり、このような両振幅成
分が等しくない場合、たとえば、第６図（ｃ）に示すよ
うな波形の場合、あらかじめ設定した動作レベルに結合
コンデンサをチャージングすることによって対数増幅器
の動作レベルの変動を除去し、信号の０レベルの変動を
防止せんとするものであり、本発明はこのような対数増
幅器のレベル補償回路を提供するものである。

〔作　用〕

本発明は信号波形のうち、信号が０レベルとなる期間に
、コンデンサに設定電圧までチャージングすることによ
って、信号波形の正方向振幅成分（正方向の波形の面＠
）と負方向の振幅成分（負方向の波形の面積）とが等し
くないときの対数増幅器の動作レベル変動を補償するよ
うに作用するものである。

〔実施例〕

以下、第１図に本発明の一実施例を示し説明する。

こ＼で第６図の構成要素に対応するものについては同一
の符号を付しである。

第１図において、４１．４２および４３はともにスイッ
チであり、高速動作する半導体アナログスイッチ等を用
いる。４４．４５および４６は定電圧電源であり、それ
ぞれ交流増幅器１２を構成する対数増幅器１２ａ、　１
２ｂおよび出力端子１９の各動作レベルにはソ等しい電
圧値にあらかじめ設定されている。４７．４８は抵抗で
るり、出力端子１９に接続される回路（たとえば高速サ
ンプリング回路の入力回路）の信号振幅レベルに合わせ
るだめの利得調整用減衰器を構成する。１６．１７．１
８．４９は結合コンデンサであるが、コンデンサ１６．
１７および４９はそれぞれスイッチ４１．４２および４
３で設冗奄圧にチャージされる結果、レベルシフト補償
用電圧記憶コンデンサとしても機能する。５０．５１は
制御信号用線路、５２はスイッチ制御回路である。

第２図は第１図に示す回路の各部の波形を示すものでこ
れを用いて回路動作を説明する。

第２図において、（ａ）は回路動作の基本となるタイミ
ング用のクロックであり、このクロックに同期してたと
えば、図示されていないレーザダイオードが駆動され、
ファイバの後方散乱光の光−電気変換された信号が前置
増幅器１１で増幅され、出力端子２０に（ｂ）に示す波
形が得られる。

一方スイッチ制御回路５２は、線路５０により（ａ）に
示すクロックが印加され、スイッチ制御回路５２に含ま
れる単安定マルチバイブレータをトリガして（ｃ）に示
す波形を得、この波形の後縁部である立下りでさらに別
個の単安定マルチバイブレータをトリガして（ｄ）に示
す波形を得る０線路５１には（ｄ）に示す波形が印加さ
れ、この（ｄ）に示す波形の低レベルでアナログスイッ
チ４１．４２および４３が同時にオンとなり、それぞれ
コンデンサ１６．１７および４９に設定電圧をチャージ
する。このとき（ｂ）に示す反形の信号が十分小さくな
ったときチャージするのでアナログスイッチは必ずしも
同時にオンとなる必要はないことは明らかであろう。

以上説明したように本実施例においては、増幅器の動作
レベルを一定に保つため、スイッチを介して設定電圧に
チャージするので、入力信号が第２図（ｂ）に示す波形
のようなθレベルの上下の面積が等しくない波形が結合
コンデンサ１６を介して印加されてもレベル変動を生ず
ることなく精度の高い増幅を可能とする。また出力端子
１９に接続される回路が５０Ωの電送路を介して輪台し
ている場合に信号が零のときのＯレベルドリフトが問題
になることがある。このような場合には第１図の定電圧
電蝕４６をＯＶすなわちスイッチ４３でグランドレベル
にスイッチすることにより、０レベルのドリフトのない
出力信号を出力端子１９に得ることができる。

また粘合コンデンサと対数増幅器または抵抗との組合せ
による回路をさらに直列に接続することもできるＯ 変形例（その１） 第１図において入力端子１５に印加される信号が０レベ
ルを含まない場合には、この入力端子１５まだは出力端
子２０を図示されていないスイッチにより一定期間接地
等することによっであるいは、ＯＴＤＲの場合受光素子
の前に光シャッタあるいは光スィッチを設けて後方散乱
光を０とすることによっても０レベルを得ることができ
る。

〔発明の効果〕

以上の説明から明らかなように、入力信号波形が変化し
てもその０レベルは固定され、１ｔｆｔＷの高い増幅が
可能とな９、広いダイナミックレンジを確保することが
できる。

本発明の実施例によれば、交流増幅器１２として高利得
の対数増幅器を用いた場合にその効果は顕著である。

交流増幅器１２として線型増幅器を用いた場合、高利得
の直流増幅器と同様の機能を得ることができ、かえって
、ドリフトのない高精度の増幅器が得られる。

本発明によれば入力信号が零となる期間０ボルトを含む
安定な設定電圧レベルにクランプすることによシレベル
補償を行うため、温度変化等に対しても安定な動作が期
待できる。

本発明によるならば、利得が８０ｄＢ以上にもおよぶ対
級増幅器をも安定に動作せしめるためのレベル補償回路
が得られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は第１
図の動作を説明するための波形図、第３図は従来技術を
説明するための回路図、第４図は従来技術を説明するた
めの波形図、第５図は別の従来技術を説明するための図
、第６図は他の従来技術を説明するための図である。 １１・・・前置増幅器、１２・・・交流増幅器、１４・
・・受光素子、１５・・・入力端子、１６．１７．１８
．４９・・・結合コンデンサ、４１．４２．４３・・・
スイッチ、５２・・・スイッチ制御回路。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力信号を増幅する前置増幅器と前記前置増幅器
   の出力信号を増幅するために少くなくとも１つの結合コ
   ンデンサを介して結合された対数増幅器と、前記対数増
   幅器の入力電圧レベルを設定するためのスイッチ手段を
   含み前記入力信号が十分小さいとき前記スイッチ手段を
   介して前記結合コンデンサに零ボルトを含む定電圧を印
   加することを特徴とするＯＴＤＲにおける対数増幅器の
   レベル補償回路。
2. （２）前記スイッチ手段が半導体アナログスイッチであ
   る特許請求の範囲第１項記載のＯＴＤＲにおける対数増
   幅器のレベル補償回路。