JPS61139105A - Am-fm demodulating circuit - Google Patents
Am-fm demodulating circuitInfo
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- JPS61139105A JPS61139105A JP26127284A JP26127284A JPS61139105A JP S61139105 A JPS61139105 A JP S61139105A JP 26127284 A JP26127284 A JP 26127284A JP 26127284 A JP26127284 A JP 26127284A JP S61139105 A JPS61139105 A JP S61139105A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明に、AM−FM復調器に関し、特にAM・FMラ
ジオ、テレビ信号の直接復調を目的とするAM−FM復
調器に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Industrial Application Field] The present invention relates to an AM-FM demodulator, and particularly to an AM-FM demodulator intended for direct demodulation of AM/FM radio and television signals.
従来、FMa調器は位相比較器、ローパスフィルター、
DCアンプ、電圧制御発振器(VCO)とで構成したP
LL型復調器がある゛。またAM復調器にPLL型復調
器を利用し、VCOがP、LLでその発振周波数が固定
され友状態では、入力信号の位相に対しyr / 2連
れているためvCo出カ出力をπ/2進相し、入力信号
と同相にし友状態でそれぞれの信号を混合してローパス
フィルターを通せばAM復調したベースバンドの信号を
取り出せる1式がある。Conventionally, FMa regulators include a phase comparator, a low-pass filter,
P consists of a DC amplifier and a voltage controlled oscillator (VCO).
There is an LL type demodulator. In addition, a PLL type demodulator is used as the AM demodulator, and the oscillation frequency of the VCO is fixed in P and LL. There is one system that allows you to extract the AM demodulated baseband signal by advancing the phase, making it in phase with the input signal, mixing the respective signals, and passing them through a low-pass filter.
前述しfcggに基づ(AMもしぐにFM復調回路のv
COは周波数可変範囲が小さいtめ受信信号を中間周波
に変えた後復調を行なっており、このため中間周波に変
換する之めのフロントエンドが必要となる。Based on the fcgg mentioned above (AM will also soon be the v of the FM demodulation circuit
The CO converts the received signal, which has a small frequency variable range, into an intermediate frequency and then demodulates it, and therefore requires a front end for converting it into an intermediate frequency.
したがって機器のコスト高あるいは専有面積の増大とな
る欠点がある。Therefore, there is a drawback that the cost of the equipment is high or the area occupied is increased.
本発明のAM−FM復調器は広帯域増幅器と、位相比較
器、ローパスフィルタ、DCアンプ、可変容量ダイオー
ドを用い比電圧制御発振器、およびプログラマブルデバ
イダでループをつくるPLL回路と、プログラマブルデ
バダーの出力を受ける1c/2移相器と、π/2移相器
の出力と広帯域増幅器の出力を混合するミキサーと、こ
のミキサーの出力を受けるフィルタとを有しており、D
Cアンプの出力t−FM復調出力として使用しミキサー
後のローパスフィルターの出力1Fr:AM復調出力と
して使用するOとで入力信号がAM−FMいずれでも復
調できるAM、FM復調器を得る。The AM-FM demodulator of the present invention receives the output of a wideband amplifier, a phase comparator, a low-pass filter, a DC amplifier, a ratio voltage controlled oscillator using a variable capacitance diode, a PLL circuit that creates a loop with a programmable divider, and a programmable divider. It has a 1c/2 phase shifter, a mixer that mixes the output of the π/2 phase shifter and the output of the wideband amplifier, and a filter that receives the output of this mixer.
The output of the C amplifier is used as the t-FM demodulation output, and the output of the low-pass filter after the mixer is 1Fr:O is used as the AM demodulation output to obtain an AM/FM demodulator that can demodulate either AM or FM input signals.
〔実施例〕 久に、本発明を図面を参照して説明する。〔Example〕 The present invention will now be described with reference to the drawings.
第1図は本発明の一実施例を示すブロック図であり、T
Vバンドの直接復調を目的とするものである。まず、信
号入力端子1からTV信号が入力され広帯域増幅器2に
1って増幅される。この広帯域増幅器2による増幅の後
、信号を一方はリミッタ−3へ、一方ハミキサー11へ
分岐する。これ[TV信号の映像信号はAM変調されて
いるため、ミキサー11への入力信号[IJミツター3
を通すとAM成分が除去されてしまうためであり、ま九
位相比較器4への入カニリミッタ−3を通し、レベルを
同一にしないとPLLの同期保持範囲が入力レベルによ
って変動する九めである。FIG. 1 is a block diagram showing one embodiment of the present invention, and T
The purpose is direct demodulation of V-band. First, a TV signal is inputted from a signal input terminal 1 and amplified by a wideband amplifier 2 . After the amplification by the broadband amplifier 2, the signal is branched on one side to a limiter 3 and on the other hand to a mixer 11. This [The video signal of the TV signal is AM modulated, so the input signal to the mixer 11 [IJ Mitter 3
This is because the AM component will be removed if the input signal is passed through the input limiter 3 to the phase comparator 4, and unless the levels are made the same, the synchronization holding range of the PLL will vary depending on the input level.
位相比較器4によって、プログラマブルデバイダ8の出
力信号と入力信号の位相誤差電圧が出力され、ローパス
フィルター5に二って直流電圧に変換する。さらにDC
アンプ6に二って増幅され比信号はvCO9の発振周波
敷金変化させる可変容量ダイオード15のアノード側へ
印加される。The phase comparator 4 outputs a phase error voltage between the output signal of the programmable divider 8 and the input signal, which is passed through the low-pass filter 5 and converted into a DC voltage. Further DC
The ratio signal amplified by the amplifier 6 is applied to the anode side of the variable capacitance diode 15, which changes the oscillation frequency of the vCO9.
vCO9の発根出力信号はプログラマブルデバイダ8に
よって1/Nにされ、位相比較器4へ入力することに工
って、PLLループが構成されている。The rooting output signal of vCO9 is divided into 1/N by programmable divider 8 and inputted to phase comparator 4, thereby forming a PLL loop.
可変容量ダイオード15のカソード側の端子17はvC
O9の発振周波数を強制的に可変させる外部からのチ為
−二ング電圧を加える端子である。今仮に、チューニン
グ電圧端子17へ適当な電圧を印加し、vCO9の発振
周波数を変化させればプログラマブルデバイダ8の出力
周波数が変化する。The cathode side terminal 17 of the variable capacitance diode 15 is vC
This is a terminal to which an external tuning voltage is applied to forcefully vary the oscillation frequency of O9. If an appropriate voltage is applied to the tuning voltage terminal 17 to change the oscillation frequency of the vCO 9, the output frequency of the programmable divider 8 will change.
−万、信号入力端子1から入力され比信号の周波数とプ
ログラマブルデバイダ8の出力周波数が接近し、PLL
の引き込み範囲内に米れば入力信号周波数とプログラマ
ブルデバイダ8の出力周波数が等しくなる工うにPLL
ループが応答し、vCO9の発振周波数を固定する。こ
の場合プログラマブルデバイダ8の出力信号は入力信号
=すπ/2遅れ次位相関係でPLLループがロック状態
となっており、かつAM成分はPLLループに工って除
去されているtめ搬送波だけが再生された信号状態にな
っている。- 10,000, the frequency of the ratio signal input from the signal input terminal 1 and the output frequency of the programmable divider 8 become close to each other, and the PLL
If the input signal frequency is within the pull-in range of PLL, the input signal frequency and the output frequency of the programmable divider 8 will be equal.
The loop responds and fixes the oscillation frequency of vCO9. In this case, the output signal of the programmable divider 8 has the input signal = π/2 delay order phase relationship, the PLL loop is in a locked state, and the AM component is removed by the PLL loop.Only the tth carrier wave is removed. The signal is in a regenerated state.
この搬送波を入力信号の位相と同相にする、すなわちπ
/2進ませるためにコンデンサ10t−通しミキサー1
1に入力する。ミキサー11のもう一方には信号入力端
子1から入力した信号を増幅し&AM11号が入力され
ている。Make this carrier in phase with the phase of the input signal, i.e. π
/2 Capacitor 10t-through mixer 1 to advance
Enter 1. The other side of the mixer 11 is connected to &AM11, which amplifies the signal input from the signal input terminal 1.
いま、ミキサー11に入力したAM信号波をACO5(
ωi+θ)とし、再生しt搬送波信号t−Bcqs(a
+t+θ)とし、ミキサー11によって乗算すればAc
os2θ) + c o 5(0))が出力されローパ
スフィルター12を通せば2ωt+20の項は出力され
ない。cosQ波は先VCA COS (ωt+θ)と
おいたAの振幅が変調が出力されることは変調信号だけ
を取り出すことができるということを意味する。Now, the AM signal wave input to the mixer 11 is sent to the ACO 5 (
ωi + θ) and reproduced t carrier wave signal t-Bcqs(a
+t+θ), and if multiplied by mixer 11, Ac
os2θ) + co 5(0)) is outputted and passed through the low-pass filter 12, so that the term 2ωt+20 is not outputted. The cosQ wave is modulated by the amplitude of A previously defined as VCA COS (ωt+θ), which means that only the modulated signal can be extracted.
実際には、入力端子1から入力される信号はもっと多く
、先に行なっ7’t2信号の乗算とはならないが、他の
信号は全て再生搬送波とに周波数9位相とも異なってい
る友めミキサー11の出力に入力周波数と再生搬送波周
波数の和と差の周波数成分が出力され、ローパスフィル
ター12を通せば和と差の周波数成分は除去される。In reality, there are more signals input from the input terminal 1, and the signal is not multiplied by the 7't2 signal, but all other signals have a frequency 9 phase difference from the reproduced carrier wave. The sum and difference frequency components of the input frequency and the reproduced carrier frequency are output as outputs, and when the signal is passed through the low-pass filter 12, the sum and difference frequency components are removed.
マ几、ミキサー11の出力信号は映像と音声のサブキャ
リアが含まれている次め、ローパスフィルター12とバ
ンドパスフィルター19にLりそれぞれの信号を分離し
端子18工ク映像信号、端子20工り音声のサブキャリ
アがそれぞれ出力される。The output signal of the mixer 11 contains video and audio subcarriers.Then, the signals are separated by a low-pass filter 12 and a band-pass filter 19. The subcarriers of each voice are output.
TV信号の周波数にVHFからUHFまでと広く、アメ
リカバンドでは約50MHz 〜900MHz’tでの
信号が入力端子1から入力されることになる。TV signal frequencies range widely from VHF to UHF, and in the American band, signals at approximately 50 MHz to 900 MHz't are input from the input terminal 1.
この場合VCO9の発振周波数を外部のチ島−ニン。In this case, the oscillation frequency of VCO9 is set to an external source.
グミ圧端子に加える電圧により制御した時900MHz
〜18GHz の2倍の可変幅を持友せてお(、UHF
バンドを受信したい場合、プログラマブルデバイダ80
分周比を1/2に設定すればプログラマブルデバイダ8
の出力周波数は450〜900MHz、同様にプログラ
マブルデバイダ金1/4に設定すれば225〜450M
H2% l/8のときは1115〜225MH!、 1
/ 16のときf’156.25〜1115MHz、
トイう二うに vcosの発振周波数と10グラマプル
デバイダ8の分局値を任意に制御すればTVバンド全て
を復調することが可能でめO1前述した動作エリ信号入
力端子1に入力され九TV信号の直接復調ができるもの
である。900MHz when controlled by the voltage applied to the gummy pressure terminal
It has a variable width twice that of ~18GHz (UHF
If you want to receive the band, programmable divider 80
If the division ratio is set to 1/2, the programmable divider 8
The output frequency is 450~900MHz, and if you set the programmable divider to gold 1/4, it will be 225~450MHz.
1115~225MH when H2% l/8! , 1
/ 16 f'156.25 ~ 1115MHz,
It is possible to demodulate all TV bands by arbitrarily controlling the oscillation frequency of VCOS and the division value of 10-gram pull divider 8. Direct demodulation is possible.
ここでVCO9の発振周波数t−2倍に選んだのは、プ
ログラマブルデバイダ8の分局値t−2,4,8゜16
.32・・・・・・というLうに2進数とすればプログ
ラマブルデバイダは7リツプフロツプ回路の多段接続で
構成でき、動作速度を落とさなくてLいからである。Here, the oscillation frequency t-2 times the VCO 9 is selected as the division value t-2, 4, 8°16 of the programmable divider 8.
.. This is because if a binary number such as 32, .
またDCアンプ6の出力に信号出力端子7を設は友の框
、仮に入力端子1へ入力した信号がFMの場合であれば
出力端子7から信号を取り出せばFM復調出力が得られ
るからであり、本回路を半導体集積回路で構成しt場合
出力端子7’を設けておけば同一回路でAM、FMいず
れの信号でも復調できるからである。In addition, the signal output terminal 7 is provided at the output of the DC amplifier 6, because if the signal input to the input terminal 1 is FM, the FM demodulated output can be obtained by extracting the signal from the output terminal 7. This is because if this circuit is constructed from a semiconductor integrated circuit and an output terminal 7' is provided, both AM and FM signals can be demodulated with the same circuit.
以上、説明し7?、工すに、本発明は広帯域アンプ、リ
ミッタ−1位相比較器、ローパスフィルター、アンプ、
可変容量ダイオードを用いた電圧制御発振器、プログラ
マブルデバイダ、π/2移相器、ミキサーとを含んで構
成し、可変容量ダイオードの一端にDCアンプの出力信
号、もう−万の端子ヘチェーニング電圧を印加し、チェ
ーニング電圧とプログラマブルデバイダの分局値を制御
しており、プログラマブルデバイダの出力周波数を非常
に広範囲に変化することができ、希望の受信信号周波数
へプログラマブルデバイダの出力周波数を設定すればP
LLループがロックレ、受信信号からAMあるいにFM
の変調信号t−亘接取り出すことができる。このため、
中間周波数へ周波数変換するためのフロントエンドが不
要となり、はとんどの回路は半導体で構成されているた
め集積化が容易に行なえるもので、機器のコスト低減、
小型化ができる効果がある。That's all for explanation 7? ,In practice, the present invention provides a wideband amplifier, a limiter-1 phase comparator, a low-pass filter, an amplifier,
It consists of a voltage controlled oscillator using a variable capacitance diode, a programmable divider, a π/2 phase shifter, and a mixer, and the output signal of the DC amplifier is applied to one end of the variable capacitance diode, and the chaining voltage is applied to the other terminal. The chaining voltage and the division value of the programmable divider are controlled, and the output frequency of the programmable divider can be changed over a very wide range.If the output frequency of the programmable divider is set to the desired receiving signal frequency, the P
LL loop is locked, AM or FM from received signal
The modulated signal of t can be extracted across the t-direction. For this reason,
There is no need for a front end to convert the frequency to an intermediate frequency, and since most circuits are made of semiconductors, integration is easy, reducing equipment costs and reducing equipment costs.
This has the effect of making it smaller.
第1図は本発明の一実施例を示すブロック図である。
1・・・・・・信号入力端子、2・・・・・・広帯域増
幅器、3・・・・・・リミッタ−14・・・・・・位相
比較器、5・・・・・・ローパスフィルター、6・・・
・・・DCアンプ、7・・・・・・FM復調出力端子、
8・・・・・・プログラマブルデバイダ、9・・・・・
・電圧制御発振器(VCO)、10・・・・・・πl進
相用コンデンサ、11・・・・・・ミキサー、12・・
・・・・ローパスフィルター、13・・・・・・DCカ
ット用コンデンサ、14・・・・・・同調用インダクタ
、15・・・・・・可変容量ダイオード、16・・・・
・・バイノ(スコンデンサ、17・・・・・・チェーニ
ング電圧端子、18・・・・・・ビJデオ復調出力端子
(AM復調出力端子〕、19・・・・・・バンドパスフ
ィルター、20・・・・・・音声サブキャリア復調出力
端子(AM復調出力端子)。FIG. 1 is a block diagram showing one embodiment of the present invention. 1...Signal input terminal, 2...Broadband amplifier, 3...Limiter-14...Phase comparator, 5...Low pass filter , 6...
...DC amplifier, 7...FM demodulation output terminal,
8...Programmable divider, 9...
・Voltage controlled oscillator (VCO), 10...πl phase advance capacitor, 11...Mixer, 12...
...Low pass filter, 13 ... DC cut capacitor, 14 ... Tuning inductor, 15 ... Variable capacitance diode, 16 ...
... Bino (scan capacitor, 17... Chaining voltage terminal, 18... Video J video demodulation output terminal (AM demodulation output terminal), 19... Band pass filter, 20 ...Audio subcarrier demodulation output terminal (AM demodulation output terminal).
Claims (1)
力を受ける位相比較器と、該位相比較器の出力を受ける
ローパスフィルターと、該ローパスフィルターの出力を
増幅するDCアンプと、該DCアンプの出力を取り出す
第1の出力端子と、前記DCアンプの出力で容量が調節
される可変容量ダイオードを用いた電圧制御発振器と、
該電圧制御発振器の出力を分周するプログラマブルデバ
イダと、該プログラマブルデバイダーの出力を前記位相
比較器に加える手段と、前記プログラマブルデバイダー
の出力を90°移相する移相器と、該移相器の出力およ
び前記広帯域増幅器の出力を混合するミキサーと、該ミ
キサーの出力を受けるフィルターと該フィルターの出力
を取り出す第2の出力端子とを有することを特徴とする
AM・FM復調回路。a wideband amplifier that receives an input signal, a phase comparator that receives the output of the wideband amplifier, a low-pass filter that receives the output of the phase comparator, a DC amplifier that amplifies the output of the low-pass filter, and a DC amplifier that amplifies the output of the DC amplifier. a voltage controlled oscillator using a variable capacitance diode whose capacitance is adjusted by the output of the DC amplifier;
a programmable divider for dividing the output of the voltage controlled oscillator; means for applying the output of the programmable divider to the phase comparator; a phase shifter for shifting the phase of the output of the programmable divider by 90°; An AM/FM demodulation circuit comprising: a mixer that mixes the output of the broadband amplifier; a filter that receives the output of the mixer; and a second output terminal that takes out the output of the filter.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP26127284A JPS61139105A (en) | 1984-12-11 | 1984-12-11 | Am-fm demodulating circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP26127284A JPS61139105A (en) | 1984-12-11 | 1984-12-11 | Am-fm demodulating circuit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS61139105A true JPS61139105A (en) | 1986-06-26 |
Family
ID=17359515
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP26127284A Pending JPS61139105A (en) | 1984-12-11 | 1984-12-11 | Am-fm demodulating circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS61139105A (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH02207605A (en) * | 1989-02-07 | 1990-08-17 | Clarion Co Ltd | Communication equipment |
-
1984
- 1984-12-11 JP JP26127284A patent/JPS61139105A/en active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH02207605A (en) * | 1989-02-07 | 1990-08-17 | Clarion Co Ltd | Communication equipment |
JP2521527B2 (en) * | 1989-02-07 | 1996-08-07 | クラリオン株式会社 | Communication device |
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