JPS6031320B2 - マルチチャンネルレコ−ド復調装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はマルチチャンネルレコード復調装置に係り、被
角度変調波信号を復調する第１のフェーズ・ロツクド・
ループ（以下ＰＬＬという）とは別に所定のロックレン
ジを有する第２のＰＬＬを設け、被角度変調波信号の復
調信号中に発生することのある歪のうち、レコードの摩
耗やキャリア・ドロップ等による歪を、第２のＰＬＬに
接続された同期検波器の出力信号により容易にして正確
に識別すると共に、その出力信号を制御信号として第１
のＰＬＬのロックレンジを制御して歪の含まれない復調
信号を得、また被角度変調波信号の周波数偏移が第１の
ＰＬＬのロックレンジよりも広くなり見かけ上の過大周
波数偏移となって発生する歪を、第１のＰＬＬに接続さ
れた同期検波器の出力信号の所定周波数領域成分により
検出して除去することにより、被角度変調波信号を歪が
含まれないように復調しうる装置を提供することを目的
とする。

直接波信号と被角度変調波信号とが多重されて録音され
ているマルチチャンネルレコードより再生した被角度変
調波信号の復調に際し、この復調信号中に楽音に悪影響
を与える歪が発生することがある。

この歪の発生原因には、レコードの摩耗、傷、針飛び、
直接波信号から発生する高調波歪の被角度変調波信号帯
への干渉等、又これらが原因で生ずるキャリア・ドロッ
プなどが考えられる。これらが原因で復調信号中に生じ
る歪は、被角度変調波信号を復調するＰＬＬのロックレ
ンジを狭くすることにより軽減されることが知られてい
る。

しかしながら、ＰＬＬのロックレンジを狭くすることは
、当然のことながら復調信号の高城周波数特性が減衰す
ることとなり、ひいては再生音場における音像の移動等
の好ましくない影響を再生された楽音に与えてしまう。
従って、被角度変調波信号の復調に際しては、楽音に対
して最小限度の影響で、しかも復調信号中に発生した歪
に対しては完全に対応できる歪検出能力を有した復調方
式が大切な事柄となる。しかして、従来よりキャリアの
ヱンベロープ、復調に用いるＰＬＬに接続された同期検
波器のの出力信号等を利用した歪の検出及びＰＬＬのロ
ックレンジ・コントロールの方式が種々考えられてきた
が、そのいずれも上記の事柄を完全に満足しているとは
言い簸いものであった。

また、ＰＬＬの固有の特性及びマルチチャンネルレコー
ドの録音特性から、発生する可能性は小さいが、被角度
変調波信号の周波数偏移が、コントロールされて狭くな
ったＰＬＬのロックレンジよりも広くなった時に発生す
る歪に対しては、その発生確率がづ・なるところから、
今までは殆ど対策されていなかった。本発明は被角度変
調波信号の復調信号中に発生する歪の十分な検出能力を
もち、しかも上記の対策をも施した復調方式であり、以
下図面と共にその一実施例につき説明する。−まず、本
発明装置の動作を説明する前に、マルチチャンネルレコ
ードにおける歪の発生要因、この歪の各発生要因に対し
てＰＬＬが生ずる歪、そしてこのＰＬＬより生ぜしめら
れた歪の最適な把握手段につき説明する。

マルチチャンネルレコードに記録されている信号は、記
録媒体の性格上、第１図に示す如く直接波信号帯１と、
キャリア角周波数のｃの被角度変調波信号帯ロとは接近
に配置される。

このため、直接波信号帯から発生される歪の被角度変調
波信号帯における干渉が問題となる。すなわち、直薮波
信号帯１より発生する高調波歪皿の被角度変調波信号帯
ロへの干渉と、直接波信号とキャリアの混変調歪Ｗとが
問題となる。このうち、混変調歪Ｗは、キャリアとの位
相関係に着目すると、振幅変動分と位相変動分とに分類
できる。マルチチャンネルレコードに記録されている被
角度変調波信号は、、キャリアの周波数が低く設定され
ているため、キャリアに対する周数偏移が比較的大きく
、復調器は広く帯城にわたる直線性を有している必要が
ある。

以上の事柄より、マルチチャンネルレコード‘こおける
歪の発生要因は次のような４種に分類することができる
。

‘ａー 伝送系の非直線性による歪 【ｂ｝ 直接波信号帯から発生する高調波歪の被角度変
調波信号帯への干渉‘ｃ｝ 直接波信号とキャリアとの
混変調歪の振幅変動分【ｄ｝ 直接波信号とキャリアと
の濠変調歪の位相変動分マルチチャンネルレコードの復
調器は、これらの歪発生要因による歪発生量を小さくす
る構成方法が好ましい。

上記の歪発生量の測定方法には一般的には次のいずれか
の方法が用いられる。｛１｝ 高調波歪法 ‘２｝ 混変調歪法 ‘３｝ ＴＩＭ法 ■ 動的歪法 【１｝，‘２）の測定方法は測定信号源に正弦波を用い
るため、測定結果が聴感での歪量と対応し難い場合があ
る。

【３｝の測定方法は矩形波と正弦波を測定信号として用
い、‘４）の測定方法は音楽信号、あるいはランダム・
ノイズを測定信号として用いる方法で、樋感との対応性
も良いとされている。その反面、｛３｝，（４｝の測定
方法は、測定信号の周波数帯城幅が広いため、得られた
結果より歪発生原因を有する周波数帯を知るのが比較的
難しい。そこで、本出願人は先に特蕨昭５０一８２８６
７号（特開昭５２一６５７ぴ号）にて、狭帯域のバンド
ノイズを測定信号源とする「動的歪の測定方式」（発明
者；高橋宣明）を提案した。

すなわち、この提案方式は白色雑音から得た一定周波数
帯城幅で、かつ中心周波数を異にする狭帯域の複数のバ
ンドノイズ（動的歪の測定をする周波数帯域を除く）を
測定用信号として用いることにより、どの周波数帯域の
バンドノイズを測定用信号として入力対出力特性が不連
続的な特性をなす伝送系を伝送させても、この伝送系に
おいて伝送されるバンドノイズに基いて発生した動的歪
（本明細書ではこれを単に歪ともいう）を略同一条件で
測定でき、よってバンドノイズによる測定用信号が夫々
どの周波数帯にどの程度の量の動的歪を発生させるかを
極めて容易に知ることができるという特長を有する方式
である。次にこの提案方式を用いて、前記のマルチチャ
ンネルレコード‘こおける４種類の歪発生要因が、被角
度変調波信号復調用ＰＬＬに対してどのような歪をどの
程度の量発生させるかにつき検討する。

第２図はＰＬＬ‘こ発生する歪を測定する方式の一例の
ブロック系統図で、同図に示す信号発生器１からは第３
図に示す如きシングル・バンドノイズと呼ぶバンドノイ
ズを、歪発生要因に応じて信号処理して得た信号が出力
される。すなわち、信号発生器１は前記歪発生要因に対
応して後述する如く異なる構成とされる。第２図におい
て、２はＰＬＬで、ロックレンジが可変されるように構
成されており、各ロックレンジに応じた歪特性が測定さ
れる。ここでは、ロックレンジが１０ｋ伍の場合のＰＬ
Ｌ（これを以下Ａ‐ＰＬＬという）と５ｗ世の場合のＰ
ＬＬ（これを以下Ｂ−ＰＬＬという）に得られた結果を
示す。３は帯城フィル夕で、ＰＬＬ２の出力信号から動
的歪の測定をするべき周波数帯域成分のみを通過させる
。

ここでは、聡感によるマルチチャンネルレコードの歪測
定結果との相関度が高いと認められるｌｋＨｚ及びその
近傍の周波数帯域成分を通過させるように帯域フィル夕
３が構成されている。この帯城フィル夕３より取り出さ
れた信号は測定用メータ４に供給され、これによりｌｋ
Ｈｚ及びその近傍の周波数帯域（測定用周波数帯城）に
現われた動的歪の量等が測定される。前記のマルチチャ
ンネルレコード‘こおける歪の発生要因のうち、まずａ
の伝送系の非直線法による歪を測定する場合には、第２
図に示す信号発生器１は第４図に示す如き構成とされる
。

第４図において、５は白色雑音から得た一定周波数帯域
幅で、かつ中心周波数を異にする複数のシングル・バン
ドノイズを発生するシングル・バンドノイズ発生器で、
これより発生された複数のバンドノイズは帯域阻止フィ
ル夕６により、測定用周波数帯城に予め設定された前記
のｌｋＨｚ及びその近傍周波数成分のみが遮断され、そ
の他の周波数成分が帯城阻止フィル夕６、ィコライザ回
路７を夫々経て周波数変調器８に供給される。この周波
数変調器８よりマルチチャンネルレコードの被角度変調
波信号と同様の角度変調されたバンドノイズが出力され
、出力端子９から第２図に示すＰＬＬ２に供給される。
上記の方法による伝送系自体の非直線性による歪の測定
の結果は、ロックレンジの広いＡ−ＰＬＬでは第８図Ａ
に示す如くになり、ロックレンジの狭いＢ−ＰＬＬでは
同図Ｂに示す如くになる。

すなわち、伝送系自体の非直線性による歪に関しては、
Ｂ−ＰＬＬよりもＡ−ＰＬＬの方が優れた特性を示して
いる。なお、第８図Ａ，Ｂ中、及び後述する第９図Ａ，
Ｂ〜第１１図Ａ，Ｂ中、縦軸は所定のｌｋＨｚ歪量を与
えるときのバンドノイズのレベル、機軸はバンドノイズ
の中心周波数（第３図のｆｃ）を示している。次に前記
ｂの直接波信号帯から発生する高調波歪の被角度変調波
信号への干渉の結果、発生する歪の測定につき説明する
に、このときの信号発生器１の構成の一例は第５図に示
す如くになる。

同図中、第４図と同一部分には同一符号を付し、その説
明を省略する。シングル・バンドノイズは微分器１０も
こより高域が増強され、入力（Ｘ）に対する出力（Ｙ）
がＹ＝１．球十０．５ｌＸＩとなっている非線形回路１
１を経て等価的に歪を含む直接波信号に作られ、ミクサ
−１２においてキャリア発生器１３よりのキャリアと混
合された後出力子１４より前記ＰＬＬ２に出力される。
これにより測定された直接波信号帯の高調波が被角度変
調波信号にもたらす歪はＡ−ＰＬＬにおいては第９図Ａ
に示す如くＮ／Ｃ（雑音対搬送波比）が０．６でマルチ
チャンネルレコードの基準レベルより４ＭＢ低い歪を発
生させるが、Ｂ−ＰＬＬでは同図Ｂに示す如くＮ／Ｃが
約１で４ＭＢ低い歪を発生させている。

またＡ−ＰＬＬが大きな歪を発生させるような入力信号
に対しても、Ｂ−ＰＬＬは小さな歪しか発生しない。従
って、直接波信号帯の高調波歪の被角度変調波信号帯へ
の干渉が原因となる歪については、Ａ−ＰＬＬよりも明
らかにＢ−ＰＬＬの方が優れている。また前記ｃの直接
波信号とキャリアとの混変調歪の振幅変動分が原因であ
る歪を測定する場合の信号発生器１の構成は第６図に示
す如きものとなる。

同図中、第５図と同一部分には同一符号を付し、その説
明を省略する。第６図において、１５は振幅変調器で、
平衡変調器が用いられており、高城増強されたシングル
・バンドノイズが加えられ、回路にオフセットを与える
ことによりキャリアの注入を行っている。振幅変調器１
５の出力信号は出力端子１ ６から前記のＰＬＬ２に印
加される。上記の信号を入力とするＰＬＬの歪を測定し
た結果、Ｂ−ＰＬＬは第１０図Ｂに示す如く１０ｋＨｚ
の変調度３００％の信号に対し、わずかに歪を発生させ
ている。

しかし、同図Ａに示すＡ−ＰＬＬの歪特性においては、
１００％以上の変調度に対して歪を発生し、２００％の
変調度ではかなり多くの歪を発生している、すなわち、
第１０図Ａ，Ｂより明らかなよう、直接波信号とキャリ
アとの濠変調歪の振幅変動分が原因であるＰＬＬの歪に
関しては、Ｂ−ＰＬＬの方がＡ−ＰＬＬよりも歪特性が
優れている。また更に、前記ｄの直接波信号とキャリア
との混変調歪の位相変動分が原因であるＰＬＬの歪を測
定するとき‘こは、信号発生器１は第７図に示す如き構
成とされる。同図中、第４図及び第６図と同一部分には
同一符号を付し、その説明を省略する。シングル・バン
ドノイズは高城が増強されて周波数変調器８により周波
数変調される。周波数変調器８の出力は出力端子１７よ
りＰＬＬ２にＥＯ力ｏされる。上記出力端子１７よりの
信号を入力とするＰＬＬの歪を測定した結果、歪特性は
Ａ−ＰＬＬの場合、第１１図Ａに示す如くになり、Ｂ−
ＰＬＬの場合には同図Ｂに示す如くになる。

すなわち、第１１図Ａに示すＡ−ＰＬＬの歪特性は５ｋ
Ｈｚ以上のバンドノイズにより、５ｋＨｚ以上周波数偏
移されたときは歪を叛生ずることを示しており、一方、
Ｂ−ＰＬＬでは同図Ｂに示す如く歪は発生していない。
従って、直接波信号とキャリアとの混変調歪の位相変動
分が原因であるＰＬＬの歪に関しては、Ｂ−ＰＬＬの方
がＡ−ＰＬＬよりも歪特性が優れている。以上の事柄よ
り、ＰＬＬに入力されるキャリアが直接波信号帯からの
妨害を受けない良好な信号であるときは、ＰＬＬのロッ
クレンジは広く設定しておき、直接波信号帯により高調
波歪、又はキャリアとの凝変調歪が生じているときはＰ
ＬＬのロックレンジを狭くすればよいことになる。その
ためには、ＰＬＬの入力信号に含まれる歪量を正確に検
出し、ロックレンジを最適値になるように制御すればよ
い。第１２図はＰＬＬの入力信号の状態を把握する手段
として用いられる同期検波器の一例のブロック系統図を
示す。

同図中、入力端子１８より入来した被角度変調波信号は
、位相比較器１９、低域フイルタ（ループフイルタ）２
０、ＶＣ０２１よりなるＰＬＬ２２に印加され、ここで
復調されて出力端子２３から出力される。このＰＬＬ２
２が入力端子１８よりの被角度変調波信号にロックして
いる状態では、位相比較器１９の両入力信号の位相差は
９００を中心として００〜１８００の範囲内にあり、ロ
ックしている状態では正常な復調動作が行われれる。こ
のＰＬＬ２２のロック状態、すなわち入力被角度変調波
信号の状態は、電圧制御御発振器（以下ＶＣＯという）
２１の出力信号を９００位相シフタ２４によって９００
位相シフトして得た信号と、入力端子１８よりの入力被
角度変調波信号とを同期検波（位相比較）する同期検波
器２５の出力信号によって検出できる。ここでは、入力
被角度変調波信号のレベルが大きく、ＰＬＬ２２が入力
被角度変調波信号にロックしている時は、４・さな出力
電圧が出力端子２６から取り出されるように同期検波器
２５が構成されている場合について説明する。比較的広
いロックレンジを有しているＡ−ＰＬＬに、第４図〜第
７図に示した信号発生器による信号をＥＯ力ロしたとき
のＡ−ＰＬＬに接続三；れた同期検波器の出力電圧を第
１３図Ａに示す。

すなわち、第１２図のＰＬＬ２２をＡ−ＰＬＬとし、入
力端子１８と第４図の出力端子９とを接続したときの出
力端子２６の出力電圧は、第１３図Ａにａで示す如くに
なる。このときのバンドノイズの中心周波数は２ｋＨｚ
にしている。同様に、第５図、第６図及び第７図の各出
力信号を入力端子１８‘こ加えたとき、同期検波器２５
から得られる出力電圧は、第１３図Ａにｂ，ｃ及びｄで
夫々示す如くになる。ｂ〜ｄに示す特性を得た時のバン
ドノイズの中心周波数は１０ｋ世にしている。一方、比
較的狭いロックレンジを有しているＢ−ＰＬＬに、第４
図〜第７図に示した信号発生器よりの信号を印加した際
に得られた同期検波器の出力電圧は、第１３図Ｂにａ〜
ｄで夫々示す。

バンドノイズの中心周波数は、第１３図旧中ａの特性で
は２ｋＨｚ、ｂ〜ｄの特性では１０ｋＨｚとされている
。第１３図Ａ，Ｂも共に歪量、Ｎ／○、変調度、周波数
偏移の増加に伴って同期検波器の出力電圧も増加してお
り、Ｂ−ＰＬＬの場合は第１３図Ｂに示す如くすべて同
じような出力特性を示しているが、Ａ−ＰＬＬの場合は
Ｂ−ＰＬＬにくらべて第１ ３図Ａに示す如く、ａとｂ
〜ｄとは異なった特性を示しており、キャリアに含まれ
る歪成分の把握が可能である。

以上の事柄より、次のことが判明した。

すなわち、被角度変調波信号の復調信号中に発生するこ
とのある歪は、比較的広いロックレンジを有するＰＬＬ
に接続した同期検波器の出力電圧により、楽音と容易に
判別することができるが、歪に対する同期検波器の出力
電圧はそれが接続されるＰＬＬのロックレンジにより変
化する。ゆえに、ＰＬＬのロックレンジをコントロール
することにより被角度変調波信号の復調信号中の歪を軽
減する復調方式では、所定のロックレンジを有し、同期
検波器を備えた歪検出用のＰＬＬが必要となる。ＰＬＬ
を用いた復調方式では、前記の４種のものとは異なる原
因で復調信号中に歪が発生することがある。

これは中低城周波数に多くエネルギーが分布している変
調信号の見かけ上の過大周波数偏移によるものである。
すなわち、中低域周波数に多くのエネルギーが分布して
いる変調信号で、キャリアを角度変調して得られた被角
度変調波信号が、この変調信号の周波数偏移よりも狭い
ロックレンジを有するＰＬＬに印加されると、この復調
出力には見かけ上の過大波数偏移による歪が発生する。
一方、この狭いロックレンジを有するＰＬＬに、直接波
信号帯城から被角度変調波信号帯域への妨害波が印加さ
れた場合には、このＰＬＬのロックレンジが狭いため、
高城周波数追求性が遅いことより、ＶＣＯの出力が妨害
波にロックする以前に妨害波は消え、復調信号中に歪が
発生することは殆どない。マルチチャンネルレコードの
録音特性は、低域ほど変調信号の偏移周波数が小さくな
ることより、復調に使用するＰＬＬのロックレンジが狭
くコントロールされた際に発生することのある上記の見
かけ上の過大周波数偏移による歪は、非常に小なる確率
でしか発生しない。

しかしながら、万一この現象が起すた場合には、すみや
かにこれを検出し、除去しなければならない。第１４図
Ａは比較的狭いロックレンジを有するＰＬＬに、中低城
周波数に多くのエネルギーが分布しているロックレンジ
よりも大なる周波数偏移を有する変調信号で角度変調さ
れている被角度変調波信号が印加されされた場合の実際
の同期検波器の出力波形の一例を示す。

また第１４図Ｂは、、同じロックレンジのＰＬＬに、前
記の妨害波等が印加された場合の実際の同期検波器の出
力波形の−例を示す。すなわち、第１４図Ａにおけるｐ
で示す部分の波形は検出されなければならず。同図Ｂに
おけるｑ，ｑ′で示す部分の波形は検出されてはならな
い。このためには、第１４図Ａ，Ｂに夫々示す同期検波
器の出力波形の形態から考えて、その低域周波数成分を
利用して判別すれば良いことは、容易に考えられる。な
お、第１４図Ａ，Ｂに夫々示した同期検波器の出力波形
は一例であり、その形状は当然のことながら被角度変調
波信号の状態及びＰＬＬのロックレンジにより種々の形
態をとる。

しかしながら、被角度変調信号が正常な場合における同
期検波器の出力波形と、同図Ａに示すｐ及び同図Ｂに示
すｑ，ｑ′の著しいパルス幅の差、及びｐとｑ，ｑ′の
著しいパルス密度の差を示す形態は常に成り立ｔ〕。次
に、以上の事柄を前提とした本発明装置の動作につき説
明する。

第１５図は本発明装置の一実施例のブロック系統図を示
す。

同図中、２７は入力端子で、これより入来したマルチチ
ャンネルレコードより再生した被角度変調波信号は、比
較的広い所定のロックレンジを有するＰＬＬ２８，ＰＬ
Ｌ２８内のＶＣＯ出力を９０ｏ位相シフトする９００位
相シフタ２９の出力が供給される同期検波器３０、同期
検波器３０の出力が供給されてロックレンジを可変せし
められるよう構成されているＰＬＬ３１，ＰＬＬ３１内
のＶＣＯの出力を９０ｏ位相シフトする９００位相シフ
タ３の出力が供給される同期検波器３３に夫々供給され
る。同期検波器３３の出力信号は低域フィル夕３４によ
り第１４図Ａにｐで示す如き低減周波数成分のみが分離
絹波された後、ミューティングあるいは城る周波数領域
の信号成分だけを減衰若しくは遮断するような信号処理
器３５に供孫給され、これを動作させる。いま、入力端
子２７に正常な復調信号を与える被角度変調波信号や入
来した場合、ＰＬＬ２８は上４言己のように所定のロッ
クレンジを有してし、おり、第１３図Ａより明らかのよ
うに、同期検波器３０には所定レベル以上の出力信号は
発生せず、ＰＬＬ３１のロックレンジは制御されず、広
いままの正親の状態を保つ。

従って、変調信号の見かけ上の過大周波数偏移による歪
は発生せず。同期検波器３３より所定レベル以上の出力
信号は発生しないから、低域フィル夕３４からも出力信
号は発生せず、よって信号処理器３５は動作せず、出力
端子３６よりＰＬＬ３１で復調され、信号処理器３５を
そのまま通過した正常な復調信号が取り出される。一方
、入力端子２７に前記の４種の要因が原因０である歪が
含まれる復調信号を与える被角度変調波信号が入来した
場合、第１３図Ａより明らかなように、比較的広い所定
のロックレンジを有するＰＬＬ２８に接続された同期検
波器３川こより歪に応じた出力信号が発生する。

この出力信号によりＰＬＬ３１のロックレンジが制御さ
れて、その出力復調信号中に歪が発生しない程度に狭く
なる。この場合、変調信号の周波数偏移がＰＬＬ３１の
ロックレンジよりも狭いときには、見かけ上の過大周波
数偏移による歪は復調信号中に発生せず、従って信号処
理器３５も動作せず、出力端子３６より歪の低減された
復調信号が取り出される。また、同じくロックレンジが
狭く制御されている状態にあるＰＬＬ３１に、直接波信
号帯から被角度変調波信号帯城への妨害波等が印加され
た場合は、ＰＬＬ３１のロックレンジが制御されて狭く
なっていることより、第１４図Ｂで示されるような出力
信号が同期検波器３３より発生する。この出力信号は低
域フィル夕３４が低域周波数成分のみを通過することよ
り、低域フィル夕３４の出力端には現われない。従って
、信号処理器３５は動作せず、上記妨害波等による歪が
低減された復調信号が出力様子３６より取り出される。
更に、確率的には極めて少ない場合であるが、同じくロ
ックレンジが制御されて狭い状態にあるＰＬＬ３１に、
中低城周波数に多くのエネルギーを有する変調信号の周
波数偏移がＰＬＬ３１のロックンジよりも広く見かけ上
の過大周波数偏移による歪を復調信号中に発生せしめる
ような被角度変調波信号が印加された場合、第１４図Ａ
に示されるような出力信号が同期検波器３３より発生す
る。

この出力信号は低域フィル夕３４によりその低域周波数
成分が通過せしめられて、その信号により信号処理器３
５を動作させる。こねにより、ＰＬＬ３１の出力復調信
号中に含まれる歪を除去する。従って、出力端子３６よ
りは歪の低減された復調信号が取り出される。このよう
にして、復調信号が正常な場合、復調信号中に前述の４
種の要因が原因である歪が発生した場合、復調信号中に
見かけ上の過大周波数偏移による歪が発生した場合を夫
々明確に識別して、楽音に悪影響を与えることなく歪の
含まれていない復調信号を得ることができる。

上述の如く、本発明になるマルチチャンネルレコード復
調装置は、マルチチャンネルレコードより再生した被角
度変調波信号の復調用の第１のフェーズ・ロツクド・ル
ープ（ＰＬＬ）の入力信号と同一の再生被角度変調波信
号を入力せしめられる、１０ｋ比程度の固定のロックレ
ンジを有する第２のフェーズ・ロックド・ループと、上
記入力被角度変調波信号と該第２のフェーズ・ロックド
・ループ内の電圧制御発振器の出力信号との位相差に応
じた出力を発生させる同期検波器とを設け、該同期検波
器の出力信を用いて上記入力被角変調波信号の復調信号
中に発生する歪を検出し、該同期検波器の出力により上
記第１のフェーズ・ロックド・ループのロックレンジを
制御するようにしたため、入力被角度変調波信号の復調
信号中に発生することのあるレコードの摩耗、キャリア
・ドロップ等による歪を楽音と容易にしかも完全に識別
検出でき、従って、第１のＰＬＬより歪の低減された復
調信号を得ることができ、また第２のＰＬＬのロックレ
ンジを比較的広く選定したため、入力被角度変調波信号
の状態把握をより完全になすことができ、また上記入力
被角度変調波信号と上記第１のＰＬＬ内のＶＣＯ出力信
号との位相差に応じた出力を発生させる第２の同期検波
器を設け、この第２の同期検波器の出力信号から、上記
入力被角度変調波信号の周波数偏移が第１のＰＬＬの制
御されたロックレンジよりも広い場合と狭い場合とで著
しく異なる信号形態をなす低域周波数成分を分離炉波す
るフィル夕回路と、該フィルタ回路の出力信号を用いて
、上記入力被角度変調波信号の周波数偏移が、該第１の
フェーズ・ロックド・ループの制御されたロックレンジ
よりも広い場合に発生する見かけ上の過大周波数偏移に
よる歪が、該第１のフェーズ・ロックド・ループより取
り出された復調信号中に含まれないように、該復調信号
のレベル制御をして低減された復調信号を得る信号処理
器とより構成したため、入力被角度変調波信号の周波数
偏移が、第１のＰＬＬの制御されたロックレンジよりも
広い場合に発生する見かけ上の過大周波数偏移による歪
が復調信号中に含まれている場合であっても、従来は発
生確率が極めて少ないため対策されていなかったこの歪
に対しても、楽音と容易にしかも正確に識別してこの歪
の含されていない復調信号を得ることができ、以上より
、歪の種類や状態に応じて楽音に悪影響を与えることな
く歪の含まれていない高品位の復調信号を得ることがで
きる等の特長を有するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図はマルチチャンネルレコード‘こ記録されている
信号及びそれによる歪の周波数スベクトラムを示す図、
第２図はマルチチャンネルレコードの歪発生量を測定す
る方法の一例のブロック系統図、第３図は第２図で用い
られるシングル・バンドノイズの一例の周波数スベクト
ラムを示す図、第４図乃至第７図は夫々第２図の要部の
各例のブロック系統図、第８図Ａ，Ｂ乃至第１１図Ａ，
Ｂは夫々第４図乃至第７図において得られた信号により
発生せしめられたＰＬＬの歪の特性を示す図、第１２図
は同期検波器を説明するための一例のブロック系統図、
第１３図Ａ，Ｂは夫々各歪と同期検波器の出力電圧との
関係を示す図、第１４図Ａ，Ｂは夫々比較的狭いロック
レンジを有するＰＬＬに接続された同期検波器の歪が復
調信号中に発生した時の出力波形の各例を示す図、第１
５図は本発明装置の一実施例のブロック系統図である。 １・・・信号発生器、２，２２・・・フェーズ・ロツク
ド・ループ（ＰＬＬ）、１８，２７・・・被角度変調波
信号入力端子、２３，３６・・・復調信号出力端子、２
５，３０，３３・・・同期検波器、２８・・・所定のロ
ックレンジを有するフェーズ・ロツクド・ループ、３１
・・・被角度変調波信号復調用フェーズ・ロツクド・ル
ープ。第１図 第２図 第３図 第４図 第５図 第６図 第７図 第８図 第９図 第１０図 第１１図 第１２図 第１３図 第１４図 第１５図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 直接波信号と被角度変調波信号とが多重されて録音
   されているマルチチヤンネルレコードより再生した被角
   度変調波信号の復調用の第１のフエーズ・ロツクド・ル
   ープの入力信号と同一の再生被角度変調波信号を入力せ
   しめられる、１０ｋＨｚ程度の固定のロツクレンジを有
   する第２のフエーズ・ロツクド・ループと、上記入力被
   角度変調波信号と該第２のフエーズ・ロツクド・ループ
   内の電圧制御発振器の出力信号との位相差に応じた出力
   を発生させる同期検波器とを設け、該同期検波器の出力
   信号を用いて上記入力被角度変調波信号の複調信号中に
   発生する歪を検出し、該同期検波器の出力信号により上
   記第１のフエーズ・ロツクド・ループのロツクレンジを
   制御して該第１のフエーズ・ロツクド・ループより歪を
   低減された複調信号を得るよう構成したことを特徴とす
   るマルチチヤンネルレコード複調装置。 ２ 直接波信号と被角度変調波信号とが多重されて録音
   されているマルチチヤンネルレコードより再生した被角
   度変調波信号の復調用の第１のフエーズ・ロツクド・ル
   ープの入力信号と同一の再生被角度変調波信号を入力せ
   しめられる、１０ｋＨｚ程度の固定のロツクレンジを有
   する第２のフエーズ・ロツクド・ループと、上記入力被
   角度変調波信号と該第２のフエーズ・ロツクド・ループ
   内の電圧制御発振器の出力信号との位相差に応じた出力
   を発生して上記第１のフエーズ・ロツクド・ループのロ
   ツクレンジを上記入力被角度変調波信号の複調信号中の
   歪が低減されるように狭く制御する第１の同期検波器と
   、上記入力被角度変調波信号と上記第１のフエーズ・ロ
   ツクド・ループ内の電圧制御発振器の出力信号との位相
   差に応じた出力を発生させる第２の同期検波器と、該第
   ２の同期検波器の出力信号から、上記入力被角度変調波
   信号の周波数偏移が該第１のフエーズ・ロツクド・ルー
   プの制御されたロツクレンジよりも広い場合と狭い場合
   とで著しく異なる信号形態をなす低減周波数成分を分離
   濾波するフイルタ回路と、該フイルタ回路の出力信号を
   用いて、上記入力被角度変調波信号の周波数偏移が、該
   第１のフエーズ・ロツクド・ループの制御されたロツク
   レンジよりも広い場合に発生する見かけ上の過大周波数
   偏移による歪が、該第１のフエーズ・ロツクド・ループ
   より取り出された複調信号中に含されないように、該複
   調信号のレベル制御をして歪が低減された復調信号を得
   る信号処理器とより構成したことを特徴とするマルチチ
   ヤンネルレコード復調装置。