JPS6021100A - フイルタ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 この発明は、１に声信号の分析、今生（＝用いるフィル
タ回路（−関する。

〔発明の技術的背景とその問題点〕

線形予測分析（Ｌｉｎｅａｒ　Ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅ　
Ｃｏｄｉｎｇ以下ＬＰＣと略す。）の代表的な方式とし
て偏自己相関（ＰＡＲＣＯＲ）　ｌ二よる音声分析合成
がある。このＰＡＲ−ＣＯＲは実用的なＬＳＩ化が実現
されたことから、広い用途（二用いられている。しかし
、ＰＡＲＣＯＲを実現する回路は、よく知られているよ
う（１複数段の格子形フィルタで構成され、本質的（二
乗算器を多数含むものである。これをＬＳＩ化の立場か
らとらえると、１ｇｌ路の複雑さ、装置の大型化となｐ
、ＬＳＩ化する際に、非常に不都合があった。

〔発明の目的〕

この発明は、以上の欠点を除去し、回路構成が洋品であ
りながら音声信号の劣化が少ないフィルタ回路を提供す
ることを目的とする。

〔発明の概要〕

この発明は、偏自己相関を加える複数段から成る格子形
フィルタ回路おいて、音声信号のピッチ周期をめ、この
ピッチ周期とほぼ等しい区間（二対応する偏自己相関を
零と設定することを特徴とする。

〔発明の効果〕

この発明では、複数段から成る格子形フィルタを用いる
のであるから、回路は発振することもなく安定したもの
となる。更にピッチ周期とほぼ等しい区間だけ偏自己相
関を零とするのであるから格子形フィルタの多くの乗算
器が不要となる。更（二、全ての偏自己相関をめる必要
もないので、回路が非常に簡単（二なる。しかも音声再
生に寄与しない区間の偏自己相関を零にするのであるか
ら、再生音声信号のＳハも良い。

〔発明の実施例〕

次にこの発明の一実施例を図面（＝従って説明する。こ
の実施例は、符応予側符号化方式（ＡｄａｐｔｉｖｅＰ
ｒｅｄｉｃｔｉｖｅ　Ｃｏｄｉｎｇ　）の送受信装置（
１関する。

まず、送信装置は第１図に示されるように、入力端子住
υにアナログ信号である音声信号が供給される。この入
力端子Ｉは、Ａ／Ｄ変換器側の入力端子（二接続される
。Ａ／Ｄ　＊換器ａ階の出力端子は、ピッチ抽出回路（
至）、第１のにパラメータ抽出回路（１歳第１の遅延回
路ｔＬＩ、第２の遅延回路しυの入力端子と接続される
。

第２の遅延回路ａ１）の出力端子は、加算器（至）の一
つの入力端子と接続される。刀口鼻器（ハ）の出力端子
は、符号化回路（至）と接続される。符号化回路Ｖωの
出力端子は符号化回路シηの入力端子と接続される。

復号化回路Ｑηの出力端子は、予測フィルタ（至）の入
力端子０υに接続される。

予測フィルタ（ハ）は、可変遅延回路（至）を挾んで、
３段及び８段の遅延フィルタ並びにルロ算回路１４１）
よシ構成さＡする。Ｓ’−ｎ段（ｎ＝１〜８１　Ｍ−１
、Ｍ。

Ｍ＋１）の遅延フィルタは、２１向の加算器（３５ａｎ
）及び（３５ｂｎ）、　２個の乗算器（３７ａｎ）及び
（３７ｂｎ）、遅延回路（３９ｎ）から成る。

加算器（３５ａｎ）の入力端子は次段の遅延フィルタの
加算器（３５ａ（ｎ＋１））の出力端子と接続される。

加算器（３５ａｎ）の出力端子は前段の遅延フィルタの
加算器（３５ａ（ｎ−１）　）の入力端子及び乗算器（
３７ａｎ）の入力端子に接続される。乗算器（３７ａ　
ｎ　）の出力端子は加算器（３５ｂｎ）の一つの入力端
子に接続される。

加算器（３５ｂｎ）のもう１つの入力端子（二は遅延回
路（３９ｎ）の出力端子が接続される。遅延回路（３９
ｎ）の入力端子（二は前段の加算器（３５ｂ（ｎ−１）
）の出力端子が接続される。第ｎ段の加算器（３５ｂｎ
）の出力端子は、次段の遅延回路（３９（ｎ＋１　））
の入力端子（−接続される。但し、（Ｍ＋１）段（＝お
いては、加算器（３５ａ　（Ｍ＋１　））側から、加算
器（３５ｂ　（Ｍ＋１　））側へ向か−う乗算器は不要
である。更に第（Ｍ−１）段の遅延フィルタにあ・ける
遅延回路（３９（Ｍ−１））及び第８段の遅延フィルタ
（−おける加算器（３５ｂ８）の出力端子の間（−は、
可変遅延回路（至）が設けられている。

各段の遅延フィルタの乗算器（３７ｂｎ）の出力端子は
、加昇回路（４υの入力端子に接続される。加算回路（
４Ｄの出力端子は、予測フィルタに）の出力端子であり
、加算器−の他のひとつの入力端子に接続される。又、
前述のピッチ抽出回路ｕ５１の出力端子は、可変遅延設
定回路（４謙の入力端子（＝接続される。９袈遅延設定
回路（４３の出力端子はｌ′ＩＴ＆遅延回路ｅ階の詞一
端子（二接続される。第ｌのにパラメータ抽出回路１′
ｉ）の出力端子は第１乃至第８段の遅延フィルタの乗算
器（３５ａｌ）乃至（３５ａ８）　、　（３５ｂｌ）乃
至（３５ｂ８）の倍数設定端子に接続される。弗１の遅
延回路状優の出力端子は、第２のにパラメータ抽出回路
（４四のひとつの入力端子に接続される。第２のにパラ
メータ抽出回路（４！９の他の入力端子（二は、可変遅
延設定回路（４″！ｊの出力端子が接続される。第２０
にパラメータ抽出回路（ハ）の出力端子は、第（Ｍ−１
）段、第Ｍ段、第（Ｍ＋１　）段の遅延フィルタの乗算
器（３５ａ（Ｍ−１））乃至（３５ａ（Ｍ＋１））　、
　（３５ｂ（Ｍ−１））乃至（３５ｂ（Ｍ＋　１　）　
）の倍数設定端子に接続される。

可変遅延設定回路（４騰、第ｌ及び第２０にパラメータ
抽出回路α７）、（４４９の各出力端子は、符号化回路
（４６ａ）　、　（４６ｂ）、　（４６ｃ）　を介して
、又符号回路（ハ）の出力端子は、マルチプレクサ（４
７）の出力端子に接続される。マルチプレクサ（４７）
の出力端子は、送信側の出力端子（ハ）に接続される。

次に、このような装置の動作（二ついて説明する。

入力音声信号は、Ａ／Ｄ変換器は３（ニデイジタル信号
（二変換される。このディジタル信号を用いて、ピッチ
抽出回路（１りにおいてピッブー情報をめる。このピッ
チ抽出回路Ｕ最は、例えば、特開１１８５７−１３６９
５号公報（二足されるような構成をとればよい。この構
成（二よると、ピッチ抽出回路−は、音声の線スペクト
ラムの間隔であるピッチ周波数ｆ。を、コード信号等に
よシ出力する。

このコード信号が可変遅延設定回路（祷に供給されると
、ピッチ周波数ｆ。から、入力音声信号のピッチ周期Ｐ
をめる。これは単（二、周波数を時間（−換算するだけ
でよい。更にこのピッチ周期Ｐ及びサンプリングタイム
Ｔから予測フィルタ内の段数Ｍをめる。周期８　Ｋ）ｌ
ｚでサンプリングを行うので、Ｔ＝１２５μｓである。

したがってとなる。このＭの値が可変遅延回路（至）及
び第２のにパラメータ抽出回路（４優に供給される。

一方、ディジタル化された音声信号は、第１０にパラメ
ータ抽出回路α７）（二供給され、８次までのにパラメ
ータ民乃至馬がめられる。このにパラメータ抽出回路（
Ｉ７）は、例えば、特開昭５６−１３８７９７号公報に
示されるように構成される。この回路Ｖ′？）は基本的
には８次の連立方程式を解くものであるが、Ｍ次（Ｍは
一般には　）の連立方程式を解くよシも簡単であシ、回
路も非常（二簡単になる。又、第２のにパラメータ抽出
回路（回も、同様の構成であるが、Ｍ　１　ｅ　Ｍ　９
Ｍ　＋　１次のにパラメータのみをめるのが第１のにパ
ラメータ抽出回路面と相違する。但し、この第２のにパ
ラメータ抽出回路（４鴨での演算４ユ際し、Ｍの値がわ
かっていることが必要である。そこで、第１の遅延回路
性■での遅延時間Ｄ１をピッチ抽出回路ハ５）、ＯＪ　
＆遅延設定回路四において、Ｍをめるの（１要する時間
よシも大きい直と設定しておく。したがって、第２のに
パラメータ抽出回路（４均（＝、ディジタル化された音
声信号が供給された時には既（二、Ｍの値が第２のにパ
ラメータ抽出回路（４ωに供給されている。

一方、第２の遅延回路１２υ（二供給されたディジタル
化音声信号は、遅延時間Ｄ２だけ遅らされる。この遅延
時間Ｄ２は、第１及び第２０にパラメータ抽出回路Ｕη
、（ハ）において、第１次乃至第８次のにパラメータ並
び（１弟（Ｍ−１）次、Ｍ次、（Ｍ＋１）次のにパラメ
ータが全てまシ、予測フィルタ■に供給されるまでの時
間よｐ大きく設定する。このような遅延時間設定によｐ
、ディジタル化された音声信号が加Ａ、器ＣＪｉ二供給
された時には、Ｋパラメータの計算は全て終了している
。

加算回路（４１）の出力（予１１Ｊフィルタ（イ）の出
力）は、入力音声信号の予測値であり、加算器（２り（
−おい工入力音声信号から引かＩする。よって、加算器
（２３）の出力は残差１ｇ号である。この残差信号は、
符号化回路（ハ）（二おいて量子化される。この量子化
は、符号化の一種であって、（ディジタル）信号をある
範囲ごと（二区分し、その各区分を数値等（二よって表
わすものである。

このよう（二得られた信号列は、伝送路等を介して受信
側（１送られる信号である。この信号は、送信側の予測
フィルタに）（二人力さオする前に、符号化を解かれる
。すなわち、復号化回路Ｑ“０（二おいて、通常のディ
ジタル信号（二変換される。ここで注意することは、復
号化回路シηの出力は、後述するように、受信側で得ら
れる信号と同一であることである。復号化回路Ｑηの出
力を監視すれば、受信側で得られる信号（最終的≦１得
られる信号）を用いて送信側の制・御（Ｋパラメータの
設定等）を行うことになる。すると符号化回路（ハ）の
出力°は、量子化誤差が減少し、受信漕１の″信号、す
なわち再生音声のＳＩＮが向上する。

次；二予測フィルタ（ト）（二ついて説明する。この予
測フィルタ（へ）は、基本的（二は、カスケード接続さ
れた格子形フィルタである。特徴としては、可変遅延回
路（至）の存伍である。すなわち、第ｌ乃至第（Ｍ＋１
）段の格子形フィルタにおいて、第９段乃至第（Ｍ−２
）段の格子形フィルタのパラメータに９乃至Ｋ（Ｍ−２
）を全て零としたものである。この（の値は、前述のよ
うに、ピッチ抽出回路噌、可変遅延設定回路ｕにおいて
まる値であって、ピッチ周期に依存しているー。

更に、第（Ｍ−１）段、第Ｍ段、第（Ｍ＋１）段の格子
形フィルタによって、ピッチ予測がなされる。

第１段乃至第８段の格子形フィルタ（＝よって、スペク
トラム予測がなされる。

すなわち、スペクトラム予測（二おいては、時間的（二
早い時点での音声信号値の寄与は低く、男女の音声（＝
よらず８乃至１０サンプリングタイムでの音声信号まで
の寄与を考慮すＪ’Ｌば充分である。又、ピッチ予測に
おいては、第（Ｍ−１）段、第Ｍ段。

Ｎ％（Ｍ＋１）段のサンプリングタイムでの音声信号を
考慮すればよい。これは、音声信号の良形の特徴（二注
目したもので必って、ピーク値近傍の値のみがピッチ予
測に寄与するという知見（二基づく。

よって、はぼピッチ周期に等しい時間間隔のデータは不
要であって、Ｋパラメータを零とおけばよい。これを実
現したのが可変遅延回路（至）である。

この可変遅延回路（至）は、Ｍ段（通常Ｍは　と設定す
れば充分である。）のシフトレジスタで構成、各段のシ
フトレジスタの出力の選択を、可変遅延設定回路（４３
てめられたＭの値を用いて行う。

この可変Ｍ延回路（ロ）の遅延時間は、（Ｍ−１０）Ｘ
Ｔとなるよう（−出力を選択すれば良い。ここで、Ｔは
前述のようＣ二、１サンプリングタイムであり、遅延回
路（３９ｎ）の遅延時間と同一である。

このような構成によると、第１に、格子形フィルタを利
用したこと（二より、回路の安定性が保証された。例え
ば、「ディジタル信号処理の応用」（電子通信学会刊）
第２１０頁（二記載されているように、Ｐ段の格子形フ
ィルタ（本実施例での各段のフィルタの合成は、基本的
Ｃ二同書でいう合成用ディジタルフィルタである。）が
安定であるための必要充分条件は、 −１＜　Ｋｉ　＜　１　（ｉ＝１．２．・・・Ｐ）であ
る。

したがって、Ｋ　ハラメータをこの範囲に限定すれば、
このフィルタは発振することはない。又、計算しなけれ
ばならないにパラメータは、この実施例では、１１個で
あ勺、第１及び第２漫にバラメータ抽出回ｉｌｌη、（
ハ）の回路構成は大幅に簡略化される。更に、この実施
例の予測フィルタ榔はカスケード構造の格子形フィルタ
に対して１１段の格子形フィルタ及び１個の可変遅延回
路（至）のみで良く、（Ｍ−１０）段の格子形フィルタ
は不要であって、２×（Ｍ−１０）個の乗算器は不要と
なり、回路の簡略化は多大である。この効果は、ＬＳＩ
化を考慮するとよシ明瞭になる。

このような予６（１１フイルター中の乗算器（ａ７ｂｎ
）（ｎ＝１〜８．　Ｍ−１、Ｍ、　Ｍ＋　１）の出力を
全て加算すると、予測値が得られる。これを、前述の加
算器（至）（：供給し、入力信号から差し引く。

次（＝、適応予測符号化装置は、１フレーム（多くの場
合２０　ｍｓ程反）とと（二、遅延時間、にパラメータ
、残差信号を出力する。このため、可変遅延設定回路（
４騰で得られたＭの値、第１及び第２０にパラメータ抽
出回路性θ、　（４５１で得られたに１乃至に８゜Ｋ（
Ｍ−１）　、　ＫＭ　、　Ｋ（Ｍ＋１）　、残差信号で
あって、符号化を施された信号群がマルチプレクサ（４
７１を用いて時分割（二出力端子（鋤（二出力される。

これがＡＰＣ出力となる。

次に、この実施例での適応予測符号化装置の受信部につ
いて説明する。前述の送信部からのＡＰＣ出力が入力端
子（５Ｄ（二供給される。入力端子６１）は、分配回路
（至）の入力端子に接続される。分配回路−は第１乃至
第３の出力端子を有し、第１の出方端子は、ピッチ複合
化回路６坤の入力端子（＝、第２の出力端子は、Ｋバラ
ノータ複合回路６゛ｌ）の入力端子に、第３の出力端子
は、残差信号複合回路６Ｇの入力端子に接続されている
。残差信号複合回路睡の出力端子は、合成フィルタ＠の
入力端子−（二接続される。合成フィルタリの出力端子
ｔ６！ｉｔは、Ｄ／Ａ変換器（６７）の入力端子（＝接
続される。Ｄ／Ａ変換器６７）の出力端子は、この装置
の出力端子Ｑｉ９）　ｌ二接続される。

合成フィルタりは、第１図（１示される送信部の予測フ
ィルタ（２９１の構成と略同−であって、加算回路（旬
を取９除いた構成である。ただし、出力の取９方が異な
っている。

次に、動作を説明する。入力端子ｌ５１）に供給される
のは、前述のよう（二ＡＰＣ・ｌｉ号でｈＭ、分配回路
６、によって、時分割で出力される。すなわち、Ｍの値
を表わす信号が、ピッチ複合回路ｔ６！１Ｇに、Ｋパラ
メータの値を表わす信号が、Ｋパラメータ複合回路６ワ
（二、残差信号を表わす（符号化された）信号が、残差
イ１号複合回路（ト）（−供給される。

これらの複合回路Ｉ瀾、６Ｌ６’Ｊでは、送信部での符
号化回路（）、（）、（）、（）において、量子化され
た信号をそれ以前のディジタル信夛（二変換する。例え
ば、残差信号は、残差信号覆合回路（５坤（−おいてデ
ィジタル信号で表わされた残差信号すなわち、送信部の
加算器（２濠の出力信号と同一の信号（二変換する。

この信号が合成フィルタｌｌ二供給されて、音声信号を
復元炙る。あるサンプリングタイム（二おける残差信号
を次々と刀口算していけば、音声波形が得らＪ’Ｌる事
は容易に理解される。

ピッチ複合回路ｅ）ωは、Ｍの値を復元し、可変遅延回
路（至）に供給する。Ｋパラメータ複合回路（ｉ７）　
＋ＬＫ１乃至に８　、　Ｋ（Ｍ−１）　、　ＫＭ　、　
ｉ（（Ｍ＋１）パラメータを復元し、対応する乗鐸器（
３７ａｌ）乃至（３７ａ８）（３７ａ（Ｍ−１））　、
（３７ａＭ）、（３７ａ（Ｍ＋１））　に供給する。

ここでも、残差信号複合回路昏９）の出力は、ピッチ複
合回路１．１１′３．にパラメータ複台回路６カの出力
が合成フィルタＵに供給された後（＝出力されるよう（
二設定しておく。分配回路（５３１は、遅延回路を含ん
で構成されておシ、各信号の供給タイミングが制御され
ている。こうして、合成フィルタリの出力端子−には、
復元された音声信号が供給され、この信号がアナログ信
号−（二変換される。

この受信部の構成時（＝、合成フィルタりは、前述の予
測フィルタ（へ）と同様（＝非常に簡単な回路構成であ
シながら再生音声のＳ／Ｎは非常（二良い。

〔発明の他の実施例〕

次）二残差符号化方式にこの発明を実施した場合の送信
部（二ついて説明する。この送信部は、第３図に示され
るよう（ユ、分析フィルタ０以外、第１図（二足される
ように適応予測符号化装置の送４Ｍ部と同一である。

この合成フィルタ■は、格子形フィルタを多段構成とし
たものである。よく知られているよう（ミこの格子形フ
ィルタは、あるタイミングにおける信号と１サンプリン
グタイム前の信号のどちらか（二にパラメータを乗算し
、乗算が施されなかった信号との差をとっていくもので
ある。この格子形フィルタを第１段から第８段まで設け
、可変遅延回路（ハ）を介して更（１弗（Ｍ−１）段、
第Ｍ段、第（Ｍ＋１）段や格子形フィルタを設ける。＠
（％＋ｉ）段の格子形フィルタの遅延回路四）二接続さ
れた加算器（７７）の出力が、この送信物の出力端子（
ｌ！ｌｉｌに供給される。

この送信部の合成フィルタ０は、やはシ、多段格子形フ
ィルタであυながら、実際は、１１段の格子形フィルタ
及び可変遅延回路（至）のみで構成され、その回路構成
は、非常（＝簡単になっている。第１及び第２のにパラ
メータ抽出回路惺特、　ｔ４５１の構成が簡単であるこ
とも前述の実施例と同一である。

次に適応予測符号化装置の受信側（二ついての実施例を
示す。今、予測フィルタのうち、スペクトル包絡予測フ
ィルタをＡ　（Ｚ）　、ピッチ予測フィルタをＣ（Ｚ）
とすると、受信側での合成フィルタは、＄４図（−示さ
れるよう（＝、予測の逆フィルタ１／Ａ（Ｚ）　、　１
／Ｃ（ｚ）により構成される。入力端子（９１）（＝は
予測誤差信号が供給され、１／Ａ（力、　１／Ｃ（Ｚ）
を掛けることによ多出力端子（９３）において再生音声
信号が得られる。

ピッチフィルタ１／Ｃ（Ｚ）の構成を第５図に示現入力
端子（９５）から予測残差信号が入力され、出力端子（
９７）へこの逆フィルタを介した信号が出力される。（
９９）　、　（１０１）　、　（１０３）は、格子型フ
ィルタの１段であシ、ここでは、単位格子型フィルタと
呼ぶことにする。この単位格子型フィルタ（９９）　、
　（１０１）。

（１０３）は、（１０５）　、　（１０７）の加算器、
（１０９）　、　（１１１）の乗昇器、（１１３）の１
サンプル遅延回路とから成る。これは、音声合成フィル
タとして広く知られている回路構成であり、回路の安定
性は、前述のとおυ偏自己相関係ａＫ（Ｍ＋１）　、　
ＫＭ　、　Ｋ（Ｍ−１）ノ絶対値が１よυ小さければ保
証される。

ここで特徴は遅延時間が可変設定される遅延回路（１０
５）を含む点である。この遅延回路（１０５）での遅延
時間は、ピッチ周期Ｍ＋二列して大略（Ｍ−２）と設定
される。このピッチフィルタによシ音声信号のピッチ相
関が安定に加えられたこと（二なる。

なお、遅延回路（１０５）はｌ乃至（Ｍ−２）段の格子
形フィルタの偏自己相関係数に１乃至Ｋ（Ｍ−２）　を
０としたものと等価である。すなわちに１乃至Ｋ（Ｍ−
２）までの偏自己相関を加え４いものである。

本発明は送信側（二てあらかじめ抽出した音声信号のピ
ッチＭ及びその相関係数Ｋ（Ｍ−１）　、　ＫＭ。

Ｋ　（Ｍ＋１　）から適応的すなわち時間可変の上記定
数を格子型フィルタに加えること（二よ＃）残差信号に
相関を加え、原音声を再生するもので安定に相関が加わ
るため原音声の音質が大変（−良い。本発明はこのよう
（二過応予測符号化装置の受信装置のピンチフィルタ（
＝用いると良い再生音声が得られる。

また、スペクトル包絡フィルタ１／Ａ（Ｚ）も又格子型
フィルタで構成すれば１／Ａ（Ｚ）と１／Ｃ（Ｚ）の両
フィルタは縦続接続せず、第５図の変形として１連の格
子型フィルタで構成できる。スペクトル包絡をｐ（＝ｓ
）個の偏自己相関係数で表すなら単位格子型フィルタを
右から２段構成し、続く９段〜Ｍ−２段までの偏自己相
関係数を０としく（Ｍ−２）−９＋１）サンプルの遅延
素子とし続いて、Ｍ−１゜Ｍ、Ｍ＋１段の単位格子型フ
づルタつなける。これは前述のとおシである。

こうすれば１／Ａ（Ｚ）と１７Ｃ（Ｚ）の両フィルタを
同時Ｃ二構成できることとなシ適応予測符号化装置の受
信狽（は丙幅に回路構成が簡単（二なると同時（二、安
定なフィルタのため再生音声の品質が良くなる。

この時は格子型フィルタの途中８乃至（Ｍ−２）段の係
数をＯにしたこと、すなわち８乃至（Ｍ−２）段の偏自
己相関を加えなかったことに相当する。

また、適応予測符号化装置Ｃ１限らす残差符号化方式の
如く、あらかじめ送信側でピッチ予測によシ音声信号の
ピッチ相関を除き、受信側で相関を加える、符号化装置
に本発明は適用できる。

また、ピッチ予測係数の数は３個に限るものでなくいく
つでも本発明は適用される。又Ｍは送信側で決められた
ピッチ周期に近い甑が望ましいが、％や２倍（１誤まっ
た値でも送信側の予測フィルタと本発明のピッチフィル
タが対応しておれば充分本発明は効果がある。

以上、この発明の実施例につき詳述したが、この発明（
一ついてまとめると。

１）　ＡＰＣ格子形フィルタを用いたこと。

２）格子形フィルタ（二おいて音声４ｉ号のピッチ周期
から規定される区−間の偏自己相関を零とする。

これは、ピッチ合成１公析フィルタが代表例である。

３）更に、スペクトラム予測、ピッチ予測Ｃ二寄与しな
い信号区間だけ・−自己相関を苓とする。これは、合成
フィルタ、分析フィルタが代表例である。

４）−・−ドウエア上では、偏自己相関を零とするには
、単（二遅延回路を設ければよく、ピッチ周期に応じて
遅延回路の段数を選択すればよい。

という特徴がふる。又、この発明は、以上の実施例口何
ら限定されないのは当然である。

【図面の簡単な説明】

第１図乃至第３図はこの発明の実施例（二係シ、第１図
は予測符号化方式の送信装置を示す図、第２図は同じく
予ｍ１１１符号化方式の受信装置を示す図、第３図は残
差４ｄ号符号化方式の送１Ｍ装置を示す図、第４図は、
受信１１１１１０Ｊ遍応予測符号化装置の構成を示す図
、第５図は第４図（二足される適応予測符号化装置のピ
ッチ合成フィルタを示す図である。 Ｑｌ）・・・入力端子 （ｌ！１９・・・第１のにパラメータ抽出回路αη・・
・ピッチ抽出向路 ■・・・予測フィルタ （ハ）・・・可変遅延回路 （４階・・・可変遅延設定回路

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （リ　音声信号の近接した種々の時間差にめる２時点の
   標本直間の偏自己相関をパラメータとするフィルタ回路
   （二おいて、前記音声信号のピッチ周期から規定される
   区間の偏自己相関を零とする役瓦手段を有することを％
   倣とするフィルタ回路。 （２）　設定手段（二より偏自己イ１１関が零とされる
   区間は、音声信号のスペクトジム予測、ピッチ予測（二
   寄与しない信号区間で必ることを特徴とする特許請求の
   範囲第１項６己載のフィルタ回路。 （３）　設定手段（二よシ偏自己相関が零とされる区間
   は、−間の時間だけ信号を遅らせる遅延回路で構成され
   ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のフィル
   タ回路。