JPS5935228B2 - 自動デイジタル変復調器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 発明の分野 この発明は概して電話線を介してディジタルデータを伝
送するソステムに関し、より詳しくは、伝送される信号
の電話線による歪みを自動的に補償するシステムに関す
るものでる。

従来技術の説明 大規模ディジタルデータ処理システムの出現によつてか
かるデータを高精度でもつて遠距離に亘つて伝送させる
ことが一層切望されるようになつてきた。

例えば、小売店チェーンは中央倉庫設備をもち、これに
よつて各店舗は夫々の在庫を維持するよう有効に通信し
あうことかできる。銀行の支店においても計算データを
中央計算設備に伝送することが望ましい。特に後者の場
合、伝送の精度は最高に重要である。

ディジタル伝送の精度を上げるため、データは行および
列のブロックで伝送し、各行および列にはそれらの行お
よび列にあるデータが正確に伝送されたかどうかを指示
するパリテイビットを附加している。理想的には、伝送
エラーかあることをパリテイビットが指示したとき、受
信機はデータが再送されんことを要求する。この要求は
適宜二次的なチヤンネルを介してなされ、データは伝送
されながら受信機は送信機と通信を行うことが可能であ
る。各データのエラーのあるプロツクは即時に再送でき
るので、これによつて伝送に必要な時間を十分短縮する
ことができる。電話線の有用性および巾広い普及によつ
て電話線を介してデータを伝送することが要望されてき
ている。

しかし、周知のように電話線はその通過帯域が良い状態
でも制限を受け、使用年数および品質にもとずいて品質
が一層低下することさえある。このため、従来技術のデ
ータ伝送システムは概して比較的広い通過帯域を必要と
するが、典型的には電話線の全通過帯域を占有する。そ
れ故、通過帯域の品質が相当低下した電話線はこのよう
なタイプの伝送には不適当である。特に電話通過帯域の
一部を使用してシステム制御のために二次的なチヤンネ
ルを設置するようなシステムの場合ζのような低品質の
電話線は顕著である。主として交換機使用の電話線（ダ
イヤルアップタイプ）の通過帯域における特性の巾広い
変動のために、かかる電話線は一般的にデイジタルデー
タの伝送に使用されていなかつた。

典型的には電話線はむしろ通過帯域の品質保証を得るた
め専用線契約されていた。専用電話線は数多くの理由に
よつて満足すべきものではなかつた。第一に専用電話線
は高価である。第二に専用電話線は一般的に時間を１０
０（：Ｆｆ）使用していないので、しばしば比較的短期
間の使用に対し高い費用が割当てられる。第三に専用電
話線はタツプ付けされ傍受されやすいので、その電話線
を介して伝送されるデータの機密を保持することが一層
困難となる。これは記録簿の安全を保証しなければなら
ない銀行にとつて極めて重要である。電話線によるデー
タ伝送システムは主に伝送線の品質の相違に起因する他
の問題も解決しなければならない。

最も重大な問題点は伝送される信号が電話線による遅れ
および減衰によつて相当歪みが生ずることである。この
歪みによつて、可聴通過帯域内の特定周波数における信
号成分が他の周波数における信号成分の場合よりも相当
程度にまで電話線によつて遅延され減衰される。この遅
れおよび減衰による歪みはあまり音声信号の了解度を損
なわないか、電話線を介して伝送されるデイジタル信号
に過度の歪みを生じさせる。電話線はまた送信機の変調
搬送波の位相および受信機の復調搬送波の位相との位相
差における高周波変動をもたらす。

この高周波変動は一般に位相ジツタと呼ばれている。伝
送線はまた周波数オフセツトを生じさせ、伝送される信
号全体のスペクトルがずれる。ダイヤルアップ電話チヤ
ンネルを介して毎秒４８００ビツト（Ｂｐｓ）の伝送を
行うものに対しこれらの問題点を解決しようとする従来
技術のシステムの試みは十分満足すべきものではなかつ
た。

例えば、自動等化器を内蔵した４８００ｂｐｓの変復調
装置において従来技術の装置は２レベルパーシヤルレス
ポンス信号の単側帯波振巾変調または４レベル直交抑圧
搬送波両側帯波振巾変調を使用していた。これらの装置
は一次的なチヤンネルに対し典型的には少くとも２４０
０ヘルツの帯域巾を有する。電話線は良い状態でのみ２
４００ヘルツの帯域巾を有するので、低品質の電話線は
この帯域巾のスペクトルに適応させることができなかつ
た。この結果、一般に従来技術のシステムは最良の電話
線を介してのみ動作可能であつた。また、一次的チヤン
ネルの比較的巾広い帯域巾によつて、従来技術のシステ
ムではシステム制御のための二次的チヤンネルを設置す
ることが困難であつた。過去において伝送線の歪みを補
正し等化するため数多くの技術が使用されてきた。ある
システムにおいては、伝送線の歪を測定し、伝送に先立
つて伝送される信号を電話線の歪みを補償するように変
化させ歪みのない受信信号を生ずるようにデータを予備
的に歪ませておく。このシステムは特に煩雑であつてそ
の用途は明らかに電話線の遅れおよび減衰特性が一定か
つ既知である状態に制限される。他の伝送システムは受
信機において伝送線の未知の特性を手動的に補償するよ
う設計されている。

電話線の特性が測定されたのち、これらのシステムの回
路網は手動的に調整され、電話線の各周波数に対し遅れ
および減衰を附加し、これによつて伝送線による遅れお
よび減衰を最小限に抑えられる。広範囲に使用されてい
るが、これらの等化システムはかなりの不便かあり、す
なわち伝送線の特性に変化が生ずるごとに手動的に調整
しなければならない。これらの調整は煩雑で時間を浪費
する。伝送される信号の歪みを修正するさらに別の技術
は検出用帰還回路による等化を使用していた。

このような技術において、検出されたデータサンプルは
受信された信号と相関をとられチヤンネルのインパルス
レスポンスのサンプルが得られる。その後、以前に検出
されたデータサンプルはインパルスレスポンスサンプル
で乗算され、到来する信号から減算され、シンボル間干
渉が排除される。しかし、この相関は信号パルスの後に
あるシンボル間干渉にのみ応答するものである。一般に
シンボル間干渉は信号パルスの前にも後にもあるので、
この検出用帰還回路はシンボル間干渉の一部しか排除で
きない。さらにデータの検出に際しエラーがあれば、エ
ラーのあるデータパルスはインパルスレスポンスで乗算
され、シンボル間干渉を減算するどころか実際には加算
してしまう。このようなエラーの殺到は帰還型すなわち
循環型等化システムにおける重大な障害をもたらしてい
た。単側帯波システムにおけるパーシヤルレスポンス信
号方式を使用した自動等化変復調器は一般に等化器タツ
プ調整のため、等化されていない信号の符号およびエラ
ー信号の積を使用している。この方式は等化されていな
い信号の符号を検出し記憶するに十分な回路が必要とな
る。過去においては、一般に単側帯波コヒーレント復調
回路に後続する等化回路および低域フイルタ回路は相当
程度の遅れをシステムにもたらした。

等化回路に後続する回路によつて典型的に作られた位相
エラー信号はコヒーレント復調回路における電圧制御発
振器を駆動するのに使用されていた。このように、等化
回路および低域フイルタ回路を含んだ位相ロツクループ
が設置されていた。不運にもループ中の上記２つの回路
による遅れによつて位相補正信号は相対的に高速位相ジ
ツタに追従不可能な低周波レスポンスを有することとな
る。従来技術によるタイミング復元および制御法は一般
的に信号遷移を簡単に検出できるアナログシステムにお
いてのみ適用可能である。そのような方法は完全にデジ
タル化された変復調装置にはそのまま適用しえない。何
故なら信号は通常ボ一あたりｌ回だけしかサンプルされ
ないからである。一般にボ一は信号速度の逆数に等しい
時間間隔を指している。サンプルとサンプルの間の信号
については知る事が出来ないので、信号遷移に関係する
情報は通常利用できないのである。従来技術によるデー
タ伝送システムはトランスバーサル型等化器、単一の高
周波位相ジツタおよび周波数転移位相ロツクループ、受
信機を送信機と同期させるための有効的な時間ループ、
並びに（１，１）パーシヤルレスポンス信号方式の好ま
しいすべての特徴を組合せたものがなかつた。

発明の概要この発明の主題は第１のデータ処理装置を含
み、この装置は電話線による伝送のため特定周波数例え
ば４８００ｂｐｓのデイジタル化データを第２のデータ
処理装置に供給する。

送信機は第１のデータ処理装置からデータを受信し、デ
ータをランダム化し、データを差分的に同位相および直
角位相のデータ信号にエンコードする。

これらのデータ信号はその後４レベルデータの１つを表
現するデイジタルワードにエンコードされ、各チヤンネ
ルは低域Ｆ過され６００ヘルツのベースバンド信号を提
供する。さらに低域フイルタからの各出力信号は１６０
０ヘルツの正弦／余弦リードオンリーメモリ（ＲＯＭ）
の同相および直角位相の出力で乗算され、加算されるこ
とによつて、デイジタル的に直交振巾変調（ＱＡＭ）さ
れた抑圧搬送波信号が形成される。この信号はさらにデ
イジタル・アナログ変換器に供給されてデイジタル信号
からアナログ信号に変換され、低域Ｆ波されてサンプル
周波数成分が除去され、最後に電話線に導入される。電
話線の反対端に接続された受信機は、電話線によつて特
定の歪みが生じているであろうデータ信号を受信する。

受信機においてアナログ帯域フイルタおよび自動利得制
御器を通過したデータ信号はサンプラにて毎秒４８００
回サンプルされ信号はアナログからデイジタル型式に変
換される。正弦，／余弦ＲＯＭは到来する信号を非コヒ
レント的に復調し２個のデイジタル低域フイルタは同相
および直角位相チヤンネルに対し夫々所望のベースバン
ドを選択する。送信機および受信機にある低域フイルタ
は（１，１）パーシヤルレスポンス信号を出力するよう
調整されている。信号は直角位相で復調されたのち、２
つの直角位相チヤンネルは１組のトランスバーサル型等
化器によつて等化される。電話線周波数オフセツトおよ
び位相ジツタを補正する搬送波位相補正回路は等化器に
後続する。位相補正されたのち、各チヤンネルからの信
号が検出され、位相補正された信号および検出された信
号に応答するエラー信号が算出される。

このエラー信号および検出された信号はタイミングエラ
ー信号を形成し、タイミングエラー信号は、サンブラに
対するタイミング制御回路によつて、受信機のタイミン
グを送信機に同期させる。またエラー信号は、検出され
た信号と適当に相関をとられ、等化器特性を更新する等
化補正信号を作成する。さらに、エラー信号はフイルタ
一を通され位相補正回路に導入され搬送波位相の補正を
行う。データ群は差分的にデコードされたのち、デラン
ダム化され関連する事務機械に送給される。エラー計算
回路および搬送波位相補正回路の両者が低域フイルタお
よび等化器の後段に配置されていることは特に重要であ
る。フイルタ回路や等化器回路は装置内で相当な遅れを
生じさせるので、これらの回路が位相ロツクループに包
含されていないことは特に都合がよい。これによつて位
相ロツクループの伝送遅れは顕著に減少され、この結果
位相補正回路は高速位相ジツタを高周波で追従しうる能
力を有することとなる。直角位相で振巾変調される両側
波帯パーシヤルレスポンスのデータ変復調装置の構成に
よつて、システムはたつた１２００ヘルツの通過帯で４
８００ｂｐｓを伝送できる。

この狭いスペクトルはダイヤルアップ電話チヤンネルの
９８％以上に適応され、このため本変復調装置は特にダ
イヤルアップ電話線による用途に適している。さらに、
電話線帯域の残りはデータスペクトルの上側、下側どち
らも１５０ｂｐｓの二次チヤンネル用に使用可能である
。このような二次チヤンネルは１５０ｂｐｓ周波数偏移
変調（ＦＳＫ）された全２重の二次チヤンネルをシステ
ム制御のために合併させることを可能とする。ダイヤル
アップ電話線は特にダイヤルアップ電話線のコストが直
接使用時間に関係することに注目すれば専用電話線と比
べ費用を軽減できる。

さらにダイヤルアップ電話線の使用によつてユーザは１
つの特定用途に制限されないだけでなく、広範囲に拡充
された電話網によつて多くの用途に拡張できる。エラー
信号は等化器、タイミング制御器、および位相ロツクル
ープに対し制御情報を提供し、この結果システムは位相
衝撃（Ｐｈａｓｅｈｉｔ）、パルスノイズのような過度
の外来妨害から復元することができる。

変復調器の受信機は送信機の搬送波位相に関して起り得
る４つの搬送波位相角の１つに収斂することができる。
それ故、送信機から既知の一連のデータを送信すること
なくデータを差分的にエンコーデイングおよびデコーデ
イングすることによつて位相角の不明確さは補正されデ
ータ復元が実行される。要するに、データ変復調器は単
に到来するデータの助力だけによつて電話線を把握しこ
れに順応できるようになつている。この発明の上記およ
びその他の特徴並びに利点は添附の図面に関連して図解
された好適実施例の記述により一層明白となろう。好適
実施例の説明 この発明は電話線を介して相互に通信するように配置さ
れた少くともｌ対のデータ処理装置間のデイジタルデー
タ伝送を増大するデイジタル変復調器に関するものであ
る。

第１のデータ処理装置は第１図に図示されており、参照
数字１１で表わされる。第１のデータ処理装置１１から
のデータは送信機１３においてエンコードされる。送信
機１３は両側帯波搬送波抑圧直交振幅変調送信機である
。その後、このデータはデータアクセス装置１５に送給
され、装置１５は電話線１７を含んだ複数本の電話線と
インターフエイスする。好適実施例において、電話線１
７は第２のデータアクセス装置１９を介して受信機２１
で終端し、受信機２１は両側帯波搬送波抑圧直交振幅変
調受信機である。受信機２１において到来する信号は第
２のデータ処理装置２３に送給される前に復調されデコ
ードされる。このように第１のデータ処理装置からのデ
ータは電話線１７を介して第２のデータ処理装置２３に
転送される。送信機１３は第１のデータ処理装置１１と
伝送データアクセス装置１５の間において第２図に一層
詳細に図示されている。

エンコーダ２５はデータ処理装置１１に接続され、２４
００ｂｐｓまたは４８００ｂｐｓのようなある特定速度
で処理装置１１からのデイジタル化データを受信するよ
うに構成されている。エンコーダ２５内において到来す
るデータはランダム化され、差分的にエンコードされ、
以下に明記する理由によつて指摘するように、同相チヤ
ンネル２７および直角位相チヤンネル２９に分離される
。データチヤンネルが送信機１３において分離されるい
かなる場合にも、これらのチヤンネルは以下１チヤンネ
ル２７およびＱチヤンネル２９として引用される。エン
コーダ２５の出力において、ＩおよびＱチヤンネル２７
，２９での信号は夫々デイジタルワード即ちデイジタル
シンボルＤＩｊ，ｄＱｊを含む。

但し、添字ｊはｊ番目のデータシンボルを意味する。各
データシンボルＤＩｊ，ｄＱｊは複数のデータレベルの
１つを表わし、その数は動作速度に依存する。例えば、
データが２４００ｂｐｓの速度で送信される場合、デイ
ジタルシンボルは例えば±１のデータレベルを表わす。
４８００ｂｐｓの動作に対しては、シンボルは例えば±
３および±１のような４つのレベルの１つを表わす。

後者の場合、各デイジタルシンボルは２ビツトを含み４
つのレベルの１つを表わすことができる。デイジタルシ
ンボルは典型的に毎秒１２００個の速度で発生し、変復
調器の処理量は毎秒１２００シンボル×２（シンボルあ
たりのビツト数）×２（チヤンネル数）、即ち、４８０
０ｂｐｓである。適当にエンコードされたのち、４８０
０ｂｐｓまたは２４００ｂｐｓの入カデータビツトは夫
々データシンボルｄ［Ｊ，ｄＱｊとしてｌ対の低域フイ
ルタ３１，３３の一方への入力に現われる。フイルタ３
１，３３は一連の遅延段および各データシンボルＤＩｊ
，ｄＱｊを夫々が各段の１つに関連した複数のタツプ係
数だけ順次乗算する手段をそなえたトランスバーサル型
（Ｔｒａｎｓｖｅｒｓａｌ）フイルタである。フイルタ
３Ｆ，３３の各タツプは受信機２１内の類似したフイル
タとの組合せにおいてシステムに（１，１）パーシヤル
レスポンス信号をもたらすように調整された一定の係数
をもつている。乗算により得られた積は総和され各フイ
ルタ３１，３３の出力を与える。各チヤンネル２７，２
９内のデイジタル信号は夫々下記のように表現できる。
但し、９１−ｋはデイジタル低域フイルタ３１，３３の
タツプ値である。

特定のタツプは９０でノ表現でき、この場合先行する連
続的なタツプは９１−１，９−２・・・・・・９ｋ−１
で表現できる。

９１０に後続する連続的なタツプは９１１，９１２・・
・・・・９１ｋ２で表現できる。

トランスバーサル型フイルタの詳細な説明、この発明の
他の形態並びにこのタイプのデイジタル表現型式はＲ．
ＬｕｃｋｙａｎｄＪ．ＳａｌｚａｎｄＥ．ＷｅｌｄＯｎ
，８ＰｒｉｎｃｉｐｌｅｓＯｆＤａｔａＣＯｍｍｕｎｉ
ｃａｔｉＯｎ′２（ＭｃＧｒａｗ−ＨｉｌＩ，ｌ９６８
）に見い出せる。

適当に淵波された後、およびＱチヤンネル２７，２９内
の信号は夫々乗算器３２，３４に導入され、ここで例え
ば１６００ヘルツの搬送波周波数にて正弦／余弦ＲＯＭ
３５からのデイジタル量だけ乗算される。

例えば、チヤンネル２７内の信号はボ一速度にて連続し
て繰返し角度１２『，２４『、および３６『の正弦値だ
け乗算される。Ｑチヤンネル２９内の信号はこのような
角度の余弦値だけ乗算される。このように変調された信
号はその後加算器３７で組合せられ、デイジタルーアナ
ログ変換器３９でアナログ型式に変換され、アナログ低
域フイルタ４１で平滑される。このアナログ信号は電話
線１７による伝送のためデータアクセス装置１５へ供給
される。電話線１７を介して伝送された信号は電話線１
７の品質に依存して多少の範囲まで変化することがある
。

例えば、電話線１７が全体のデータスベクトルをずらせ
ることがあり、これは典型的な周波数オフセツトと呼ば
れている。低品質の電話線１７はまた位相ジツタを生じ
させることがあり、受信信号の搬送波位相は送信信号の
搬送波位相に対して正弦波状に変化する。また、送信機
１３の搬送波位相と受信機２１の搬送波位相には初期的
な差異がある。これは一般的に位相オフセツトと呼ばれ
ている。もし電話線１７が低品質であれば、対称並びに
非対称の遅れおよび減衰歪みを生ずることがある。

この歪みは電話線１７が搬送波周波数に関してスベクト
ル内に各特定周波数に及ぼす影響に起因する。例えば、
スペクトル内のいくつかの周波数はスペクトル内の他の
周波数よりも大きい遅れを蒙る。同様に電話線１７はあ
る周波数を他の周波数よりも多く減衰させることがある
。もちろん、受信信号と送信信号の間のエラーを極少に
するため受信機２１は電話線１７のこのような好ましか
らざる特性をすべて補償できることが望ましい。第３図
のプロツクダイアグラムに詳細に図示されている受信機
２１についてその構成要素の詳細な説明をする前に概略
的な説明をしよう。電話線１７からの入力アナログ信号
はデータアクセス装置１９を介してアナログ帯域フイル
タおよび自動利得制御器４３に導入され、制御器４３は
所望の帯域および信号レベルを選択する。アナログーデ
イジタル変換器、即ちサンプラ４５は送信機１３のシン
ボル速度の整数倍に対応した例えば毎秒４８００回のよ
うなある速度にて、到来するアナログ信号をサンプルす
る。受信機２１の残りの部分の各信号はすべてデイジタ
ル型式である。このように信号は非コヒレントに復調さ
れ同位相チヤンネルおよび直角位相チヤンネルに分離さ
れ、以下これらは夫々受信機２１においてＩチヤンネル
４９およびＱチヤンネル５１として引用される。各チヤ
ンネル４９，５１内の信号は乗算器４６，４８から各デ
イジタル低域フイルタ５３，５５へ導入され、復調信号
から所望のベースバンド信号を選択する。好適実施例に
おいてこのベースバンドとは送信機のベースバンドであ
る。上記したように送信機１３内のフイルタ３１，３３
とともに（１，１）パーシヤルレスポンス信号をもたら
すように調整されたフイルタ５３，５５が受信機２１内
にある。フイルタ５３，５５に引続いて、チヤンネル４
９，５１内の２つのベースバンド信号が等化回路網５７
に導入される。この回路網５７はＩチヤンネル４９のた
めのｌ対のトランスバーサル型等化器１００，１０２お
よびＱチヤンネル５１のためのｌ対のトランスバーサル
型等化器１０４，１０６を含んでいる。この回路網５７
は電話線１７の非対称並びに対称の遅れおよび減衰歪み
を補正する。等化された信号はその後電話線１７の周波
数オフセツト、位相オフセツトおよび位相ジツタを補償
する位相補正回路５９に導入される。チヤンネル４９，
５１内の信号は夫々別個にスライサー即ち検出器６１で
検出され、位相補正回路網５９からの信号とともにエラ
ー計算回路６５に導入される。好適実施例において、エ
ラー計算回路６５は、サンプラ４５のサンプリング速度
、回路網５７の等化、および回路網５９の位相補正を行
うためのエラー信号を作る。

特に重要なことは、到来するデータのみに依存する単一
のエラー計算回路６５を設置することによつて、受信機
２１のタイミング、等化および位相補正は到来する信号
の欠陥を補正するように調整できることである。このよ
うな特性の補償によつて、検出器６１，６３で検出され
たデータはデコーダ７９に導入され、ここで信号は差分
的にデコードされ、デランダム化され、第２のデータの
処理装置２３に導入される。システムを詳細に説明する
前に記号を標準化した方が好都合である。したがつて、
残りの詳細な説明では下記の記号を数量を示す場合に使
用する。Ｘ１−１チヤンネル４９内の等化前の信号ＸＱ
＝Ｑチヤンネル５１内の等化前の信号ＹＩ′−１チヤン
ネル４９内の等化後の信号であり、位相補正回路５９の
入力信号Ｙｑ−Ｑチヤンネル５１内の等化後の信号であ
り、位相補正回路５９の入力信号 ＹＩ−チヤンネル４９内の等化され位相補正された信号 ＹＱ＝Ｑチヤンネル５１内の等化され位相補正された信
号検出器６１，６３からの所望の信号出力は夫々ＤＩ，
ＤＱとして表わされる。

このような記号を使用して、エラー信号を受信機２１に
あるデータから取出す方法を次に説明する。

第４図に示されたエラー計算回路６５の一部を参照すれ
ば、検出器６１，６３からのＤＩ，ＤＱ信号は夫々ｌ対
の乗算器６２，６４に導入されることがわかる。判定ス
レシヨールド制御器７７にて発生された量分。も乗算器
６２，６４に導入される。この量企。は一般に１。とし
て引用されるパーシヤルレスポンス信号の初回サンプル
値の最新化推定値である。乗算器６２，６４から信号Ｄ
Ｉ企０，ＤＱ企０は夫々ｌ対の差動加算器６６，６８の
負極端子に導入される。等化後信号Ｙ，ＹＱは加算器６
６，６８の入力の正極端子に導入され、下記のエラー信
号が夫々Ｉチヤンネル４９およびＱチヤンネル５１に対
して作られる。△エラー計算回路６５においてこれらの
エラー信号が夫々ｌ対の端子７０，７２に現われる。

標準記号が設定されエラー信号ＥＩ，ＥＱが導出本わた
ので一貝下受信椹２１の動作をより詳細に記載する。既
に第３図を参照して気付いたように、サンプラ４５で受
信された信号はアナログ信号であつて、実質的に送信機
１３で送信された信号であるが通常電話線１７の欠陥に
よつて歪みを受けている。この到来信号は次のように表
現できる。Ｓ（ｔ）＝ＸＩｊＣＯＳＯ）Ｃｔ＋ＸＱＪＳ
ｌｎ（ｔ）Ｃｔ但し、ＸＩｊ，ＸＱｊは等化されていな
い信号の同位相および直角位相成分のｊ番目のデータシ
ンボルωｃは正弦／余弦ＲＯＭ３５の角周波数である。
サンプラ４５において、この信号は適当に送信機１３の
シンボル速度の整数倍に対応した例えば毎秒４８００回
のような速度でサンプルされる。

サンプラ４５は±５１２のレベルに応答し各サンプルで
取出される情報は１０ビツトのデイジタルワードで表現
できる。このデイジタル信号はｌ対の乗算器４６，４８
に導入される。乗算器４６において、デイジタル情報は
順次毎秒４８００回のサンプル速度にて角度１２『，２
４『および３６『の正弦値だけ乗算される。乗算器４８
においても同様にデイジタル情報は毎秒４８００回のサ
ンプル速度にて角度１２『，２４０８および３６『の余
弦値だけ乗算される。このような乗数は送信機１３の正
弦／余弦ＲＯＭ３５の周波数に等しい例えば１６００ヘ
ルツの搬送波周波数をもつた正弦／余弦ＲＯＭ４７から
得られる。ＲＯＭ３５とＲＯＭ４７の搬送波周波数は等
しいけれども、位相関係は等しくならないかもしれない
ので、このような場合は非コヒレントの復調が行われる
。１６００ヘルツ搬送波周波数は電話線の通過帯域の１
０００ヘルツと２２００ヘルツの間に１２００ヘルツの
データ通過帯域を設置するので特に望ましい。

これによつてデータ通過帯域の上下両方に１５０ヘルツ
ニ次制御チヤンネルを設置するに十分な帯域が残される
。１６００ヘルツ搬送波はまた４８００ｂｐｓのサンプ
リング周波数の１／３であるので望ましい。

それ故、３つの等間隔の角度１２『，２４００，３６『
の正弦値および余弦値は復調に際し乗数を与えることが
できる。これらの角度の正弦値は０．８６６，−０．８
６６およびＯであり、また余弦値は−０．５，−０．５
およびｌである。したがつて、１６００ヘルツ周波数で
は単に０．５と０．８６６のデイジタル量を記憶するだ
けでＲＯＭ３５，４７は作用しうる。これらの数値を適
当に符号変換すれば所望の乗数を与えることができる。
到来する信号が上記のように復調されたとき、正弦２乗
項、余弦２乗項および正弦／余弦項が生じ、その夫々は
ＲＯＭ４７の搬送波周波数の２倍の周波数の好ましから
ざる成分を有することとなる。

このため、およびＱチヤンネル４９，５１で得られた積
は夫々デイジタル低域フイルタ５３，５５に導入され、
２倍周波数項は削除される。フイルタ５３，５５は送信
機１３のフイルタ３１，３３に関して記述したタイプの
トランスバーサル型フイルタである。それ故、これらは
通常一連の受信デイジタルサンプル値と、複数のタツプ
係数の１つと各サンプル値との積のそれぞれを貯える遅
延段で構成されている。得られた積は毎秒１２００回の
速度で加算され、総和は１２ビツトのデイジタルワード
に四捨五人さわる。ωヘルツの理想的なチヤンネルを介
して２ωＢｐｓの理想的なナイキスト（Ｎｙｑｕｉｓｔ
）速度で伝送された２進デイジツトに対しフイルタ３３
，３５および５３，５５は次の合成信号整形特性をもた
らすように調整できる。

ＩＰ７， 但し、Ｔはシンボル周期である。

これによつてシステム全体に次のインパルスレスボンス
が附与され、これによつてｔ＝±Ｔ／２に対し１１他の
すべてのサンプリング時間に対し０であることが証明さ
れる。

それ故、時間＋Ｔ／２で取出されたサンプル１。

および時間−Ｔ／２で取出されたサンプル１１の両者は
ｌのインパルスレスポンスを有する。このタイプの信号
法は一般に（１，１）パーシヤルレスポンス信号方式（
ＰａｒｔｉａｌｒｅｓｐＯｎｓｅｓｉｇｎａｌｌｎｇ）
と呼ばれる。ソステム全体の出力（ＹＪ）は下記の入力
シンボル（Ｄｊ）の項で表現でき、１ｊＵ』 − Ｕ
Ｊ−１ したがつてシンボル間干渉は直前のシンボルＤｊョにの
み起因するので、このタイプはこの発明にとつて好まし
い。

パーシヤルレスポンス信号方式はωヘルツの巾を持つた
チヤンネルを介して２ωＢｐｓのナイキスト速度でデー
タを伝送する実際的な手法を与えることから特に好まし
い。

この発明において毎秒１２００シンボルをたつた６００
ヘルツのベースバンドを介して伝送できる。この信号は
搬送波上で変調されるとき、１２００ヘルツの通過帯域
信号となる。等化回路網５７の入力において、各１およ
びＱチヤンネル４９，５１上の信号は下記のように表現
できる。

但し、ＨＩおよびＨＱは等化回路網５７がない場合のチ
ヤンネル４９，５１と等価なベースバンドの同相および
直角位相インパルスレスポンス特ｌのサンプル値、ＤＴ
ｊおよびＤＱｊは夫々ＩおよびＱチヤンネル４９，５１
で伝送されるｊ番目のデータシンボル、並びに添字１は
ＨＩおよびＨＱインパルスレスポンス特性の有効項の最
大数を表わす。

さて第５図において、トランスバーサル型等化器１００
，１０２，１０４，１０６はタツプ係数が可変である点
を除いてトランスバーサル型フイルタ５３，５５と類似
していることに気付く。

それ故、等化回路網５７は各１およびＱチヤンネル４９
，５１に対し一連の記憶レジスタ８５，８７を含んでい
る。毎秒１２００回の速度で、ＸＩｊ信号中の１２ビツ
トワードか順次レジスタ８５に導入され、かつＸＱｊ信
号中の１２ビツトワードがレジスタ８７に導入される。
一連の同相信号用乗算器８９においてレジスタ８５の各
ワードは夫夫該当する可変タツプ係数ＣＩｎと乗算され
る。得られた積は加算器９１に導入される。同様に、各
レジスタ８５か一連の直角位相信号用乗算器９３の１つ
に接続され、ＸＩｊ信号中の各ワードは夫々該当する可
変タツプ係数ＣＱｎと乗算される。これらの積は加算器
９５に導入される。一連のレジスタ８７の夫々は一連の
同相信号用乗算器９９の１つおよび一連の直角位相信号
用乗算器９７の１つに接続される。同相用乗算器９９の
夫々は可変のタツプを有し、乗算器９９に各乗算係数Ｃ
Ｉｎを与える。直角位相用乗算器９ｒも同様にタツプを
有し、可変乗算係数ＣＱｎを与える。レジスタ８７中の
シンボルは乗算器９７，９９内の係数ＣＱｎ，ＣＩｎと
乗算され同相積および直角位相積が算出され、これらは
夫々ｌ対の加算器１０１，１０３に導入される。加算器
１０５は加算器９１，１０１からの数量を結合し等化回
路網５７の出力に信号ＹＩ′Ｊを導出する。

差動加算器１０７において加算器９５，１０３からの信
号は減算され等化回路網５７の出力に信号Ｙｑｊを導出
する。等化回路網５７の出力信号は夫々下記のように入
力信号ＸＩｊ，ＸＱｊ，同相および直角位相等化器タツ
プＣＩｎ８９，９９，ＣＱｎ９３，９７の関数として表
現できる。但し、ｎは各乗算器８９，９３，９ｒ，９９
の等化器タツプの最大数を意味する。

等化回路網５７の出力信号はまた等化アルゴリズムの説
明を容易にするためＤＩｊ，ＤＱｊ，所望のパーシヤル
レスポンス同相および直角位相検知出力信号の関数とし
て表現できる。

それ故、出力信号ＹＩ′Ｊ，Ｙｑｊは下記のように表現
できる。

但し、ｋは有効項の数を意味し、−ｋ１とＫ２の間に存
在する。

特にＹＩ′ｊは理想的にはＤＩｊｌＯと同一であること
に気付く。それ故、なるべくＭＱ−ｋの値をすべてゼロ
に減じシンボル間干渉により得られるＤＱ項はＹＩｊ信
号から除去される。またシンボル間干渉により得られる
ＤＩｊ以外のＤＩ項のすべてを信号から除去した方が望
ましい。この好結果はｋ＝０に対しＭＩ−ｋ＝ｌかつｋ
の他のすべての値に対しｍ−ｋ＝０のとき得られる。同
じ解析は直角位相チヤンネルに対してもなし得、理想的
にはＹｑｊ＝ＤＱｊとなる。これらの結果を得るに先立
つて、（４）式において以下を参照されたい。

および、 一般に および および、一般に 但し、 前述した理由から、（４）式を参照して乗算器８９，９
３，９７，９９のタツプが下記の条件を満足するように
調整されるとき（１，１）パーシヤルレスポンス信号法
において適当な等化が生ずる。

ＭＱ−ｋ＝０．すべてのｋに対しこの条件の下で となり、（４）式は求める結果となる。

− 〜 Ｊ２〜υＪＶＶｋ ＝０に対しＭＩ−ｋ＝ｌおよびこれ以外ではＭＩ−ｋ＝
Ｏで示されるように、対称な減衰、遅延歪みにもとずく
シンボル間干渉が等化によつてすべて除去される。

また、すべてのｋに対しＭＱ−ｋ−：Ｏで示されるよう
に非対称な減衰、遅延歪みにもとずくシンボル間干渉も
除去される。ネ赫啼〜１１′ υＶｌ＼Ｉｊふ」 １
１１ノ菖りν１但し、ＳＧＮは（ニ）内の項の符号であ
つて、任意数ｘ／０に対しＳＧＮ／（ｘ）＝ＳＧＮ（ｘ
）、任意数ＸＯに対しＳＧＮ′（ｘ）二０である。デイ
ジタル構成の等化器に対し、各タツプ係数ＣＩｎ，ＣＱ
ｎはデイジタル数（例えば１２ビツ０ （９）式は理想
的な出力信号を表わすので、理想的信号からの偏差はエ
ラー信号を表わし既に（１）式で誘導したエラー信号が
発生する。

但し、八は判定スレシヨールド制御器７７によつて与え
られた１０の推定値である。

その後、等化器タツプ係数ＣＩｎ−ＣＱｎを調整するた
め、これらのエラー項は適当な検知パーシヤルレスポン
ス信号ＤＩｊ−。

、ＤＱｊ−ｎと相関を取られる。但し、ｎはシンボル間
干渉を極小にするタツプの最大数以下である。例えば、
第５図を参照すればタツプ係数ＣＩ−ｎ１を調整するた
めエラー信号ＥＩＪ，ＥＱｊはｎ１シンボルだけ遅らせ
ることができ、ＣＩ−ｎ１は下記項の関数の相関関係に
よつて制御される。同じように、タツプ係数ＣＩ−Ｎ，
＋，は次の項の関数によつて制御される。

＼晶Ｊ１｛νＪ具五１ｒ１ｖ（７〜ＶｘｊＪｌ（セシ』
ｌノさらに、タツプ係数ＣＩ−Ｎ，＋ｎも一般的に次の
項の関数によつて制御される。

〜−１ＪＪ具１ノド（′）Ｖ＼ν１Ｌｔν』五ｌノ但し
、−Ｎ，〈ｎ＜Ｎ２また、タツプ係数ＣＱ−ｎ１＋ｎも
一般的に次の項の関数によつて制御される。

このようなＥ，ＥＱ，ＤおよびＤＱ項の関係を満足する
特定関数は下記のように定義できる。

ｊ−Ｆ鴇Ｊｌｌｌｌｌノトの係数）であつて、このデイ
ジタル数はシンボル毎にｌステツプ以上増減する。

例えば１２ビツト係数は２の１２乗、４０９６のトータ
ルステツプ、すなわち２０４８の正ステツプおよび２０
４８の負ステツプを有する。

１，０であるＣＩＯを除いて（−Ｎｉ＜ｎ＜Ｎ２）に対
するすべてのＣＩｎは下記のように調整される。

また、ＯであるＣＱＯを除いて（−Ｎ，〈ｎ＜Ｎ２）に
対するすべてのＣＱｎは下記のように調整される。関数
Ｅｌ，Ｅ２，Ｅ３，Ｅ４はエラー計算回路６５からＤＩ
，ＤＱ，ＥＩ，ＥＱの入力を受信するよう接続された等
化制御回路網６９で導出される。

関数Ｅｌ，Ｅ２は第５図に示すように同相信号用乗算器
８９，９９のタツプを上記テーブルに従つてステツプす
るように関係づけられる。同じように関数Ｅ３，Ｅ４も
上記のテーブルにしたがつて直角位相信号用乗算器９３
，９７のタツプをステツプするように関係づけられる。
ＥＩ，ＥＱ信号の振巾に比例した値を有する他のエラー
項も導出され、等化器タツプ係数の比例的調整を容易に
する。

このようなエラー項は当該分野の技術者にとつて自明で
あると考えられる。この特定の実施例において、必ずし
も限定されないが（１，１）パーシヤルレスポンス信号
方式を使用したオペレーシヨンのために特に構成された
自動適応型等化手法について記述してきた。この等化手
法は簡単かつ経済的な全デイジタル化構成のために設計
されている。この手法は電話チヤンネル上に発生する対
称並びに非対称の減衰、遅れ歪みを補正する。検知パー
シヤルレスポンス信号ＤＩｊ，ＤＱｊを利用して等化を
実行する前述した特定の実施例において、等化器は位相
補正ループの前方に設置する事が出来、これによつて高
周波位相ジツタ補正能力を相当改良することが出来る。
これはまたランダムデータ伝送で自ら修正を行うので修
正のための特別の信号音や特殊コードの送信を必要とし
ない。さらに両チヤンネルの多数表決を利用し高速かつ
有効な等化機能を発揮する。位相補正回路網５９を説明
する前に、加算器１０５，１０７からの等化信号を次の
ように表現できることに気付く。

フ 但し、ＤＩ，ＤＱは検出器６１，６３からの所望信号出
力、１０はインパルスレスポンスの初回サンプル値、お
よびφは不所望の位相、周波数オフセツト、位相ジツタ
に帰因する角度である。

ＹＩ，ＹＱが夫々ＤＩｌＯ，ＤＱｌＯに等しくなる所期
の成果を達成するため、一般に位相補正回路網５９が（
自）式からＳｌｎφおよ？０ｓφの各項を取除くことが
望まれる。これは第３図に示され４個の乗算器１０９，
１１１，１１３，１１５を含んだ回路網５９の好適実施
例によつて達成される。乗算器１０９，１１１において
信号ＹＩ′Ｊは被乗数となり、乗算器１１３，１１５で
は信号ＹｑＪが被乗数となる。正弦／余弦ＲＯＭｌｌ７
は理想的には可変角度一メの正弦および角度−Ｉの余弦
に対する出力信号イ与え、この正弦および余弦は夫々−
Ｓｌｎ（ｆおよび＋ＣＯＳ（ｆに等価である。ＣＯｓφ
″信号は乗算器１０９，１１５に導入されその内にある
被乗数を夫々乗算する。同じように、−Ｓｌｎ（ｆ信号
は乗算器１１１，１１３に導入され、その内にある被乗
数を夫々乗算する。加算器１１９は乗算器１０９１１３
からの積を加算するよう接続され、差動加算器１２１は
乗算器１１１，１１５に接続され、それらの積差を算出
する。それ故、加算器１１９，１２１から夫々同相およ
び直角位相チヤンネル４９，５１に導入される信号は下
式のように表現できる。さて、ＲＯＭｌｌ７の角度Ｉが
位相ジツタおよびオフセツトに起因する角度φに等しい
ならば、◎式から（自）式への代入によつてＹＩ＝ＤＩ
／ｏおよびＹＱ＝ＤＱｌＯが証明される。

もちろん、これは希望する結果である。前記の解析から
、正弦／余弦ＲＯＭｌｌ７が角度φに等しい角度σの正
弦および余弦値を与えるならば、所望のデータを検出で
きることが明白となる。

これは理想的な状態であつて、実際ＲＯＭｌｌ７の角ル
σは若干異なる。このため、正弦／余弦ＲＯＭｌｌ７の
入力角度σを更新し位相エラーの変動を補償することが
特に望ましい。またこの位相角補正をできる限り迅速に
なしシステムが位相エラーの高速変動に追従できるよう
にすることが重要である。この目的を達成するため、位
相補正回路網６９およびエラー計算回路６５を含んだ位
相ロツクループを設置しＲＯＭｌｌ７の入力角度（ｆを
更新する。第４図のエラー計算回路６５の１つの機能は
位相ロツクループに対し特定のエラーアルゴリズムを生
じさせることほある。

それ故、エラー信号計算回路６５は大地１２５に接続さ
れた１個の入力端子および信号ＹＩを受伯するように接
続された別の入力端子を有する１個の比較器１２３をも
つ。比較器１２３は信号ＹＩの符号を決定しこの符号を
乗算器１２ｒに導入するよう構成される。同じように基
準電位１２５に接続された比較器１２９は信号ＹＱを受
信し信号ＹＱの符号を乗算器１３１に導入するよう構成
される。端子ＲＯ上のＥＩ信号は乗算器１３１に導入さ
れ、端子Ｒ２上のＥＱ信号は乗算器１２７に導入される
。

乗算器１３１で得られた積は差動加算器１３７の正極端
子に導入され、乗算器１２７からの積は加算器１３７の
負極端子に導入される。加算器１３７の出力は数量ＥＩ
−ＳＧＮ（ＹＱ）−ＥＱ−ＳＧＮ（Ｙ）として表現でき
る。好適実施例において、この数量が伝達関数Ｋを有す
る可変利得制御器によつて乗算される回路網１３９に導
入される。

Ｋは検出器６１，６３のＤＩ，ＤＱ信号から導出される
。位相エラー信号上の変調された信号ＤＩｊｌＯ，ＤＱ
ｊｌＯの効果を減少させるため、関数Ｋは下式のように
表現できる。Ｋの特定値はＤＩ，ＤＱの絶対値は依存し
、この絶対値はシステムで使用される特定のエンコーデ
イング動作に依存する。

例えば、コード化データサンプルＤＩは現在のデータサ
ンプルｄの値と直前のデータサンプルＤＩ−１の値を組
合わせることによつて与えられる。したかつて、データ
サンプルＤＩが＋１，−１のような２つの値を有するな
らば、コード化データサンプルＤＩは＋２，０，−２の
ような３つの値をとりうる。これは一般に下記のように
作表できる２／３オペレーシヨンと呼ばれる。他のタイ
プのオペレーシヨンはデータサンプルＤＩが＋３，＋１
，−１，−３のような４つの値を有しコード化データサ
ンプルＤＩが７つの値をとるもので好適実施例において
使用されている。

この４／７オペレーシヨンは下表のごとくなる。ＤＱに
対する値は同じようにデータサンブルＤ９の対応するレ
ベルから導出される。最後にＫの特定値はＤＩ．ＤＱの
値を（自）式に代入することによつて決定される。前記
のように、加算器１３７の出力は町変利得制御器１３９
においてこの伝達関数Ｋだけ乗算され、位相ロツクルー
プに対し下記のエラーアルゴリズム（ＥＰＬＬ）が与え
られる。

エラーアルゴリズムＥＰｌＬの詳細な解析によれば、φ
の小さな角度に対してＥＰＬＬ−０であることが解明さ
れる。

それ故、φの小さな角度に対して（１）・（自）および
（自）式を引用すればＥＩＪ−ＥＱＪは次式のごとくな
ることが明白となる。１？？？？ｖυ したがつて、ＹＩ．ＹＱの符号は夫々ＤＩ．ＤＱの符号
と同一であるので、０５）式の分子の数量は下記のよう
に表現できる。

０７）式を（１５）式に代入すれば、ＥＰＬＯは′。

Ｓｌｎφに等しいことが明白となる。さらに１ラジアン
よりかなり小さいφの角度に対し、ＥＰＬ３は１。φに
等しい。ｌに正規化された１。に対し、ＥＰｌｌはφラ
ジアンとなり、これはもちろん等化信号ＹＶ，ＹＱ′か
ら位相φを取除くための所望のエラー信号である。位相
ロツクループはより詳細に第６図に示されている。

位相補正回路網５９およびエラー計算回路６５に加えて
、位相ロツクループは好ましくは検出器６１，６３およ
び回路網５９中のエラー計算回路６５とＲＯＭｌｌ７の
間に接続されるフイルタ１４０を含む。フイルタ１４０
はエラー信号ＥＰＬＯに応答して正弦／余弦ＲＯＭｌｌ
７の角度φ２を最新のものにするための手段を提供する
。この目的を達成するためフイルタ１４０は夫々概略的
に１４１，１４２で示される１次応答分岐路および２次
応答分岐路を含む。エラー信号ＥＰＬＬは好ましくは１
次応答分岐路１４１中の制限器１４３に導入される。制
限器１４３は±３のの範囲内にある位相角差のみを通過
させるようにセツトされており、位相補正の速度を制御
する。この差△φは概略的に１４５で示されている積分
器に導入される。フイルタ１４０中の２次応答分岐路１
４２は概略的に１４７で示された積分器を含み、好まし
くは積分器１４７はその人力端子の１つでエラー信号Ｅ
Ｐｌｌを受信するよう設定される。

積分器１４７の他の入力端子は遅延器１４８を介して積
分器１４７の出力に接続される。好適実悔例において積
分器１４７の出力は増幅器１４９にも接続され、増巾器
１４９は位相ロツクループの利得を調整する手段を提供
する。その後増巾された信号は制限器１５１を介して積
分器１４５に導入される。好適実惟例において制限器１
５１は±１さの範囲内の角度差のみを通過させるように
セツトされている。それ故、制限器１４３，１５１は位
相ロツクループが見るからに大巾なＥＰｌ、信号の変動
に対し補償し過ぎることはないことを保証する。既述し
たように、到来する信号の周波数オフセツトは時間経過
につれて位相を直線的に変化させ、一方到来する信号の
位相ジツタは時間経過とともに位相を正弦的に変化させ
る。

積分器１４７は位相差△φの直線的変化に応答し２次応
答分岐路１４２は周波数オフセツトを補償することに気
付く。また、１次応答分岐路１４１は位相差△φの正弦
的変化に応答し１次応答分岐路１４１は受信信号の位相
ジツタを補償する。ＲＯＭｌｌ７に角度φ５を与える積
分器１４５の出力には帰還ループ１５３が設置され、そ
の結集積分器１４５への入力は以前の角度φ７だけでな
く夫々１次および２次応答分岐路１４１，１４２からの
最新化情報を含む。

このようにＲＯＭｌｌ７の角度φ７は実質上角度φに維
持され等化信号ＹＩ′，ＹＱ′中の不所望の位相項が実
質的に位相補正回路網５９によつて除去される。例を挙
げると、位相角度φが５０的．現在の角度φ２が４９と
の場合、位相角度差△φは＋１角となる。

この差は制限器１４３の適正範囲内にあるので、数量は
積分器１４５へと通過する。積分器１４５において、＋
１４の角度差は以前の角度φ′に加算され、更新φ５は
５０角に等しくなる。このようにして、正弦／余弦ＲＯ
Ｍｌｌ７の角度φ７はＹＩ′，ＹＱ′信号中の角度φと
等しくなる。２次応答分岐路１４２による補正は信号Ｅ
ＰＬＬの以前の経過に依存するので、この補正はこの基
本例において考慮されていない。

第３図に示すように、位相補正回路網５９からのＹＩ，
ＹＱ信号は検出器６１，６３に導入され、パーシヤルレ
スポンス信号ＤＩ，ＤＱが夫々検出される。

判定スレシヨールド制御器７７は等化制御回路網６９と
検出器６１，６３の間に接続され、同相および直角位相
チヤンネル４９，５１の両者に対して夫々判定スレシヨ
ールド値ｌ。を自動的に調整する。この判定スレシヨー
ルド制御器７７のオペレーシヨンは固有のシステムオペ
レーシヨンにおける信号レベルの変動を阻止するのに望
ましい。（１）式を引用すればＥＩ，ＥＱは下式のよう
に表現できることが思い出される。

△ 但し、既述したように会。

は判定スレシヨールド制御器７７によつて得られるｌ。
の推定値である。ＤＩｊｌｏ，Ｉ）Ｑｊｌｏを夫々ＹＩ
Ｊ，ＹＱｊに代入し、各項を組合わせることによつて、
（１）式は次のようになる。（自）式の両１，Ｑチヤン
ネルエラー信号の符号を夫々取り出し両１，Ｑチヤンネ
ル検出信号ＤＩ，ＤＱの符号で乗算されると、等化制御
回路網６９によつて作られる（自）式の項Ｅ１（ｎ）と
Ｅ２（ｎ）の特別な場合としてｎ−０と同じになる。

Ｅ１（０），Ｅ２（０）が夫々下式のごとくなることは
自明である。Ｅ１（０）−Ｅ２（０）−ＳＧＮ（ｌｏ−
へ）０９）式独立式が形成されるので、両者とも判定ス
レシヨールド制御器７７に使用さたるへの値を更新する
情報として利用できる。

典型的な制御器７７は第９図に示されたタイプであつて
、等化制御回路網６９からエラー信号Ｅ１（０）Ｅ２（
０）を受信するよう接続された積分器制御回路網１９５
を含む。

積分器制御回路網１９５は遅延器１９９を含んだ積分器
１９７に接続され、積分器１９７は既に企。で表わした
！。の推定値を出力する。（自）式を参照すれば、（ｌ
ｏ一企。

）が正であればヘが小さ過ぎることが明白である。この
状態は積分器制御回路網１９５によつて検知され積分器
１９７は積分されへの値を増加させる。逆に（ｌｏ−企
。）が負の場合、積分器制御回路網１９５は積分器１９
７を減分させへの値を減少させる。Ｅ１（０）Ｅ２（０
）の他の起り得る値は下表にしたがつて処理され積分器
１９７をステツプさせる。但し、Ｅ１（０），Ｅ２（０
）はｎ−０の特別の場合における（自）式中のＥ１（ｎ
），Ｅ２（ｎ）である。

積分器９７の出力から推定値へは判定基準乗算器２０１
に導入され２４００ｂｐｓオペレーシヨンに対し基準数
量士へおよび４８００ｂｐｓオペレーシヨンに対し他の
基準数量±３へ、±５企。を提供する。これらの基準数
量は導体２０３を介して検出器６１，６３に導人される
。検出器６１，６３においてこれらの基準数量はＹＩ，
ＹＱの特定の信号レベルが２／３オペレーシヨンでの３
レべルの１つとしてまたは４／７オペレーシヨンでの７
レベルの１つとして検出される範囲内の限度として使用
される。例えば、２／３オペレーシヨンにおいて特定の
ＹＩ信号が下表のごとく表示されるならば、ＤＩの対応
する値は検出されるであろう。４／７オペレーシヨンに
おいて判定基準乗算器２０１は下記のごときパーシヤル
レスポンス信号の判定のため５へ，３企。

，へ，−３企。およびー５へのレベルを提供する。判定
オペレーシヨンは夫々検出器６１，６３でのＹ，ＹＱパ
ーシヤルレスポンス信号検出に対して同様に行われる。

サンプラ４５のサンプルタイミングは特に影響大である
。

もし到来信号のサンプルが送信機１３と同じデータ速度
、例えば毎秒４８００回の速度で行なわれないならば、
データ処理装置２３に送給された検出データはデータ処
理装置１１によつて発生されたものに対応しなくなるだ
ろう。サンプラ４５のタイミングの１つの技法は検出器
５１の直前に現われるＹＩ信号のパーシヤルアイパター
ン（Ｐａｒｔｉａｌｅｙｅｐａｔｔｅｒｎ）を示す第７
図を参照すれば適切に説明される。このアイパターンは
連続的なサンプリング時間Ｔ−１．Ｔ０．Ｔ＋１でのＹ
ＩまたはＹＱ信号の起り得る７つの信号レベルを表わす
。これらの信号レベルは４／７オペレーシヨンで数量検
出された信号ＤＩまたはＤＱの起り得る７つの値に対応
する。このアイパターンは時間Ｔ−１で７つの異なつた
レベルをもつが時間ＴＯでは夫々０のレベルをもつ信号
１５３の第１のグループを含む。信号１５３の第２のグ
ループは夫々時間ＴＯでＯレベルをもつが時間Ｔ＋１で
は７つの異なつた値のうち１つをもつ。好適実悔例にお
いて隣りのボ一での信号ＤＩまたはＤＱは３レベル以上
も異ならない。例えば、ＤＩが＋２の値を有するならば
、次のＤＩは＋２より３レベル以上も離れた−６を除い
て７つのレベルのいずれかをとり得る。それ故、信号１
５３，１５５の各グループは単に所定のサンプル周期に
おいて１つの信号が７つの異なつたレベルの１つで発生
し以前のレベルより３レベル以上離れない４つから７つ
までの異なつたレベルのうちのいずれかで終了するとい
う事実を示す。この結果、３７個の異なつた信号の１つ
が特定のサンプリング周期内で発生する。したがつて、
ＹＩ信号のアイパターウの全体は７個のレベルの夫々お
よびサンプリング時間の夫々での信号の集群を示す。も
ちろん、サンプリングは信号の集群に対応した時間にて
サンプラ４５で取出されることが望ましい。

異なつた信号レベルはこれらの時間で最も簡単に区別し
うるので、このような時間は好ましい。このことは起り
得る信号の集群およびサンプルの適当なタイミングを示
すためにその１部のみが第７図に示されている信号１５
７の第３のグループを参照すれば認識できる。いくらか
の起り得る信号が第７図に示されているけれども、所定
の時間間隔では唯１個の信号がアイパターンに現われる
ことが明瞭となろう。例えば、アイパターンは図示され
た時間間隔で唯１個の信号１５９からなろ一う。サンプ
ラ４５のタイミングが正確ならば、信号１５９はＹＩ信
号が厳密に−６のＤＩｌＯレベルに対応する時間ＴＯに
て検出される。信号１５９がより早い時間ＴＥｌまたは
より遅い時間Ｔ１で検出されれば、ＹＩ信号とＤＩｌＯ
レベルとに差が生ずる。この差はエラー計算回路６５に
よつてエラー信号ＥＩに与えられることに気付く。１例
として、時間ＴＬに対応したポイント１６１において、
エラー信号ＥＩは正の値をもつ。

しかし時間ＴＥに対応したホーン口６３でも信号ＥＩは
正の値をもつので、ポイント１６１，１６３は単に信号
ＥＩの符号だけでは区別できない。幸い、ＥＩに同一の
符号を与えるポイント１６１，１６３は信号がポイント
１６１，１６３の夫々を通過するときの信号１５９の傾
斜によつて区別できる。例えば、ポイント１６１での信
号１５９の傾斜は正であつて一方ポイント１６３での信
号の傾斜は負であることに気付こう。実際、時間ＴＥで
サンプルされた信号ＤＩは正のＥに負の傾斜を与え、あ
るいは負のＥＩに正の傾斜を与えることが証明されよう
。この結果、以前にサンプルされた信号ＤＩはエラー信
号ＥＩおよび負である傾斜（ＤＩ−ＤＬ，）の積に対応
する。逆に、時間ＴＬでサンプルされた信号ＤＩは正の
Ｅに負の傾斜を与え、あるいは負のＥＩに正の傾斜を与
えることが証明されよう。この結果、以前にサンプルさ
れた信号ＤＩはエラー信号ＥＩおよび負である傾斜（Ｄ
Ｉ−ＤＩ−１）の積に対応する。逆に、時間ＴＬでサン
プルされた信号ＤＩはエラー信号Ｅ工および正である傾
斜（ＤＩ＋１−ＤＩ）の積に対応する。したがつて、タ
イミングエラー関数Ｔは―ｙ＾＼ν―丁１ −？′ の符号をモニタすることによつて、Ｔが正ならばタイミ
ングが早く、Ｔが負ならばタイミングが遅いことを検知
でき、それ故タイミングを補正することができる。

タイミングが早いならば、（２０）式の左側の総和が確
かに負であつて右側の総冴Ｉ！まいくつかのボ一にわた
つてＯに平均化される。それ故、Ｔは負となりタイミン
グは補正される。タイミングが遅いならば、（至）式の
右側の総和は確かに正であつて左側の総和はＯに平均化
される。このときＴは正であつてタイミングは適当に進
められる。（２０式は次式のように簡単化できる。それ
故、タイミングはエラー信号ＥＩおよび夫夫時間Ｔ−，
．ＴＯ．Ｔ＋１にて検出信号ＤＬｌ．ＤＩ＋１の値によ
つて判定されたＹＩ信号の傾斜にもとずいて制御される
。しかし、数量ＤＩ＋，はタイミングエラーが適当に判
定された時間ＴＯにおいて利用できない。このことは次
式を注目することによつて処置できる。但し、ＥＩ−１
は時間Ｔ−１でのエラー信号に対応し、ＤＩ−２は時間
Ｔ−１に先行する時間Ｔ−２でのＤＩである。

したがつて、適当な代入によつて、タイミングエラー関
数Ｔは時間ＴＯで既知の数量の項で下記のように書き直
すことができる。４ｂａ？ｉ−？１〜ｂ′ （２２）式は乗数ＥＬ，の符号が所望の検出情報を供給
することに注目することによつてさらに簡略化できる。

この結果（２３）式が生じ、これはより簡単に条件づけ
られ乗数の記憶が簡略化される。このタイミングエラー
関数Ｔは第８図のプロツク図に示されたタイミング制御
回路網１６６によつて作られる。信号計算器６５からの
ＳＧＮ（ＥＩ）信号は遂次特定のエラー信号Ｅｌ．ＥＩ
−１に夫々対応した１対のレジスタ１６７，１６９に供
給さノれる。

レジスタ１６９からのＳＧＮ（ＥＩ−１）は乗算器１７
３に導入される。同じように、検出器６１からのＤＩ信
号は遂次シンボルＤ．ＤＩ−１．ＤＬ２に夫々対応した
３個のレジスタ１７５，１７６，１７７に導入される。
Ｄｌ．ＤＩ−２信号は差動加算器１７９で減算され、得
られた出力（ＤＩ−Ｄ１−２）は乗算器１７３に導入さ
れる。乗算器１７３の出力（２１）式に記載されたタイ
ミングエラー関数Ｔに対応する。この信号は積分器１８
１に導人され、積分器１８１はタイミングエラー関数Ｔ
の符号の変化を検出する。好適実悔例において４．８メ
ガ・＼ルツのような高周波数を有するクロツク１８３は
ボ一速度発生カウンタ１８５に接続される。

カウンタ１８５はクロツク１８３からのパルスの特定数
をカウントするよう設置され、この特定数は所定の時間
間隔に対応する。例えば、特定数は１０００であつて、
１／４８００秒の時間間隔においてカウンタ１８５は４
．８メガヘルツの周波数を有する１０００個のパルスを
カウントする。カウンタ１８５はサンプラ４５に接続さ
れ１０００個のパルスをカウントする時間間隔はサンプ
ラ４５のサンプリング速度を制御する。

タイミング制御回路網１６６にはカウンタ１８５のカウ
ント数を増加あるいは減少させる手段が設置され、サン
プラ４５のタイミング速度は夫々減少あるいは増加する
。この手段はタイミング速度調整制御器１８７を含み、
この制御器１８７は積分器１８１からの信号を受信しこ
の信号を附加または削除パルス回路１８９に導入する。
タイミング速度調整制御器１８７はゲート１８８を含み
、ゲート１８９はタイミング関数Ｔの符号を附加または
削除パルス回路１８９に導入するのを閉路出来るのが好
ましい。カウンタ１８５の出力に応答する調整速度カウ
ンタ１９１は調整制御器１８７に接続され、ゲート１８
９を開路する期間を制御する。この期間は１ボ一より長
い間システムがタイミング補正する間隔を持つことが出
来るので望ましい。例えば、好適実悔例においてこの時
間間隔は１６ボ一に等しい。好適実惟例においてパルス
回路１８９の出力はカウンタ１８５に接続される。

積分器１８１からプラス符号を受信すると、パルス回路
１８９はカウンタ１８５でカウントされたパルスに余分
のパルスを附力叱、特定数のパルスをカウントする期間
は短縮される。この結果、サンプラ４５のタイミング速
度が増大する。同じように、積分器１８１からマイナス
の符号を受信すると、パルス回路１８９はカウンタ１８
５によつてカウントされたパルスからパルスを削除しサ
ンプラ４５のタイミング速度は減少する。クロツク１８
３の周波数とカウンタ１８５によつてなされた特定のカ
ウントとの比率はタイミング速度の増大または減少の量
を決定する。

それ故、クロツク１８３の周波数が４．８メガ・＼ルツ
、カウンタ１８５の特定のカウントが１０００パルスで
ある場合、パルス回路１８９による１個のパルスの削除
または附加によつて夫々１ボ一１／４８００だけタイミ
ング速度は加速または減速される。前述したこの発明の
好適実強例は既存の電話線を介してデータを伝送する際
に格別の利点を有する。毎秒１２００シンボルにて（１
・１）パーシヤルレスポンス信号方式を採用することに
よつて、この発明の変復調器はただ６００・＼ルツのベ
ースバンド．また１２００ヘルツの両側波帯で４８００
ｂｐｓの速度にてデータを伝送できる。例えば、送信機
１３の搬送波が１６００ヘルツの周波数を有するならば
、一次デ゛一タチヤンネルは１０００ヘルツと２２００
ヘルツの間のスペクトルを占有する。これは電話線スペ
クトルの最良の部分であるので、電話線は満足のいくオ
ペレーシヨンのために簡単に等化される。さらにこの適
当なスペクトルは電話線毎に大きく変化しないので、変
復調器は既存の電話線のほとんどに対し有効的に動作す
る。ほとんどの電話線において、１０００ヘルツ２２０
０・＼ルツの間の一次データチヤンネルは次データチヤ
ンネルの上下帯に１５０ｂｐｓ周波数偏移変調単信チヤ
ンネルの伝送のために十分な帯域を残している。この発
明において一次チヤンネルは１０００・＼ルツと２２０
０ヘルツの間のスペクトルを占有する。既述した特化回
路網５７は特にパーシヤルレスボンス方式を有するシス
テムに使用するように構成されている。

これは既に利用できる検出データ信号を使用し、他に等
化されていない信号の符号を決定し記憶するのに使用さ
れる回路を省略できる。また同相および直角位相信号の
両者の多数表決を使用して等化調整の精度および等化収
斂現象の速度を増大させる。等化回路網５７は典型的に
電話伝送線１７によつて生ずる遅れ、減衰ひずみを補償
する。

エラー信号ＥＩ．ＥＱに応答して、等化器１００，１０
２，１０４，１０６のタツプは自動的に最新のものにさ
れ、電話線特性の変化を補正する。送信信号を前もつて
歪ませる必要がなく、受信機の手動調整も必要でない。
また等化回路網５７は信号パルスの前後にあられれるシ
ンボル間干渉を補正するという重要な利点がある。さら
に、回路網５７はそれ自体既述した理由のため非常に望
ましい直交両側缶波受信機とともに使用されるのに特に
適している。位相補正回路網５９の適当な位置も特に重
要である。

低域フイルタ５３，５５および等化回路網５７はデータ
の復調および検出のときに若干の遅れを生み、これらの
成分は高速のレスポンスが必要とされる位相ロツクルー
プのような補正ループから取除くことが望まれる。従来
技術のシステムにおいて位相ロツクループはフイルタ５
３，５５および等化回路網５７を含み、伝播遅れが顕著
であつた。この発明の位相補正回路網５９によつて、位
相ロツクループはこのような遅延装置を含まず伝播遅れ
は極小にされる。これによつて位相補正回路網５９は高
速位相ジッタに応答でき、位相エラーの小さい偏差でさ
え補償し過ぎることなく補正される。この発明のタイミ
ング制御回路網１６６はデイジタルシステムにおいてタ
イミング復元および制御を提供するので、特に有利であ
る。

システムは時間基準を設定するためアナログ信号の変化
に依存する必要がない。到来するデータはタイミング、
等化および位相補正のため最新化情報を提供することが
特に重要である。

エラー計算のための基準を与えるためパイロツト信号を
送信する必要がない。さらに、工ラ一信号ＥＩ．ＥＱは
各回路網を最新のものにするのに使用されシステムの好
循環を保有する。この発明は特定の実悔例を参照して記
述したが、この発明は別な方法で実悔できることはこの
分野の技術者にとつて自明である。このためこの発明の
範囲は添附のクレームのみによつて確定されるべきであ
る。なお、以下に列記するものはすべてこの発明の実弛
の態様をなすものである。

（１）、伝送される信号に周波数のオフセツト、遅れ、
減衰歪み、および、位相のオフセツト、位相のジツタを
もたらすような特性を有する電話線を介して第１および
第２のデータ処理装置にデータを伝送するシステムであ
つて、電話線による伝送に先立つて第１のデータ処理装
置からのデイジタルデータを受信しデータをアナログ信
号を変換するように接続された直交両側帯波送信機と、
アナログ信号を受信するように電話線に接続され、デー
タをデイジタル化しデータを第２のデータ処理装置に供
給する直交両側帯波受信機と、送信機および受信機に含
まれ、（１．１）パーシヤルレスポンス信号整形するよ
うに調整されたフイルタ手段と、をそなえたシステム。

（２）、第１項記載のシステムにおいて受信機は電話線
に接続され、データをデイジタル化しデイジタル化デー
タを復調し復調信号を得る第１の手段と、第１の手段に
接続され、復調信号中のデータを検出し検出信号を得る
第２の手段と、検出信号および復調信号に応答しエラー
信号を算出する第３の手段と、第１および第２の手段の
間に配置され、エラー信号に応答し電話線によつて伝送
された信号の遅れおよび減衰歪みを等化する第４の手段
と、をそなえたシステム。

（３）、第２項記載のシステムにおいて受信機はさらに
第４および第２の手段の間に配置される第５の手段をそ
なえ、第５の手段はエラー信号に応答し電話線によつて
伝送された信号の位相および周波数オフセツト、並びに
位相ジツタを補正するシステム。

（４）、電話線を介して第１および第２のデータ処理装
置間にデータを伝送するシステムであつて、特定の周波
数で第１のデータ処理装置からのデータを受信しデータ
を変調し電話線による伝送のための第１の信号を得る第
１の手段と、第１の手段に含まれ、データを整形し、特
定の周波数の１／４以下の帯域に制限された送信信号を
得る第２の手段と、電話線および第２のデータ処理装置
に接続され、第１の信号を復調し復調データを検出し検
出データを第２のデータ処理装置に導入する第３の手段
と、をそなえたシステム。

（５）、第４項記載のシステムにおいて、第１の手段は
直交両側帯波搬送波抑圧送信機であり送信信号のスペク
トルは特定の周波数の１／４より小さい巾を有するシス
テム。

（６）、第５項記載のシステムにおいて第１の手段に含
まれかつ第１のデータ処理装置に接続されデータを７レ
ベル信号に符号化し符号化データを第２の手段に導入す
る第４の手段をそなえたシステム。

（７）、第６項記載のシステムにおいて第３の手段に含
まれ復調信号を整形し特定の周波数の１／８より小さい
巾を有する通過帯域を設立する第５の手段をそなえ、第
２および第５の手段はシステムに対し（１・１）パーシ
ヤルレスボンス信号方式を供与するシステム。

（８）、第１のデータ処理装置から第２のデータ処理装
置にデータを伝送するシステムであつて、第１のデータ
処理装置からのデータを特定のデータ周波数で受信し、
データをコード化し整形し特定のデータ周波数の１／８
より小さい巾のベースバンドを有するデコーダ信号を得
る第１の手段と、第１の手段に接続され、整形データ信
号を変調し第１の手段によつて設立されたベースバンド
の２倍に等しい帯域巾を有するデータスペクトルを送信
信号に附与する第２の手段と、をそなえたシステム。

（９）、第８項記載のシステムにおいて、通過帯域を有
し、第１および第２の手段間に送信信号を伝送するよう
接続された電話線と、搬送波をデータ信号で変調し、そ
の搬送波は電話線の通過帯の中央に位置ずけられた周波
数を有しそのため送信信号のデータスペクトルはその中
心が電話線の通過帯の中央に位置ずけられるようにされ
た第２の手段と、データスペクトルの上側か下側の電話
線の通過帯域に配置され、データ信号とシステム制御情
報の同時伝送のため設置された少くとも１個の二次チヤ
ンネルと、をそなえたシステム。

σ０）、データ信号にデータ信号の周波数の対称並ひに
非対称の遅れおよび減衰歪みを含んだ第１の特性を与え
る電話線上でデータ信号を伝送するシステムにおいて、
電話線に接続され、送信信号を非コヒレントに復調し夫
々第１の特性を有する同相および直角位相成分をもつた
第１の信号を得る第１の手段と、第１の信号を受信しそ
の第１の特性を等化し第２の信号を得る第２の手段と、
第２の信号中のデータを検出し第３の信号を得る第３の
手段と、第２の手段および第３の手段に接続され、第２
および第３の信号の特性に依存した特性をエラー信号に
与える第４の手段とをそなえ、上記第２の手段はエラー
信号に応答し自動的にデータ信号の第１の特性中の変動
を補償するシステム。

（自）、第１０項記載のシステムにおいて第２の手段
二は第１の手段に接続され、エラー信号に応答し第１の
信号の同相成分の第１の特性を等化する第１の等化器手
段と、第１の手段に接続され、エラー信号に応答し 二
第１の信号の直角位相成分の第１の特性を等化する第２
の等化器手段からなるシステム。

（１２）、第１１項記載のシステムにおいて、第１の等
化器手段に含まれ、第１の信号の同相成分の対称的な第
１の特性を等化する第１の同相用トランスバーサル型等
化器と、第１の等化器手段に含まれ、第１の信号の同相
成分の非対称的な第１の特性を等化する第２の直角位相
用トランスバーサル型等化器と、第２の等化器手段に含
まれ、第１の信号の直 Ｊ角位相成分の対称的な第１の
特性を等化する第３の同相用トランスバーサル型等化器
と、第２の等化器手段に含まれ、第１の信号の直角位相
成分の非対称的な第１の特性を等化する第４の直角位相
用トランスバーサル型等化器と、第１および第３の等化
器からの入力を受信するように接続され、等化された同
相成分を第２の信号に附与する第１の加算器と、第２お
よび第４の等化器からの入力を受信するように接続され
、等化された直角位相成分を第２の信号に附与する第２
の加算器と、をそなえたシステム。

３）、第１２項記載のシステムにおいて、第１、第２、
第３および第４の等化器のうち少なくとも１つは第１の
信号の各成分中のデータを順次受信する一連の遅延レジ
スタと、夫々レジスタの各個中のデータに町変係数を乗
算し積を算出する一連の等化器乗算器と、各乗算器から
の積を加算しその総和を第１および第２の加算器のうち
の１つに導入する手段と、エラー信号に応答し等化器乗
算器の係数を変化させ、第１の信号の第１の特性中の変
動を補償する手段と、をそなえたシステム。

１、データ信号に位相、周波数オフセツトおよび位相ジ
ッタを含んだ位相特性を与える電話線を介してデータ信
号を伝送するシステムにおいて、電話線からのデータ信
号を受信しデータ信号を非コヒレントに復調し第１の信
号を得る第１の手段と、第１の信号を受信し実質的にそ
の位相特性を補正し第２の信号を得る第２の手段と、第
２の信号中のデータを検出し第３の信号を得る第３の手
段と、第２および第３の信号に応答し、第１の信号中の
位相特性の変動に依存する特性をもつたエラー信号を得
る第４の手段とをそなえ、上記第２の手段はエラー信号
に応答し第１の信号の位相特性の変動を補償する受信機
。

５）、第１４項記載のシステムにおいて、第２の手段に
含まれエラー信号に応答し第１の信号を第１の信号の位
相特性に依存した特性を有する係数だけ乗算し実質的に
第２の信号中の位相特性を除去する第５の手段をそなえ
たシステム。

６）、第１４項記載のシステムにおいて、第１の信号お
よび第２の信号の夫々は第１および第２の成分を有し、
第２の手段は第４の手段のエラー信号に応答し、夫々第
１の信号の位相特性に依存する特性をもつた第４の信号
および第５の信号を得る第５の記憶手段と、第１の信号
の第１の成分および第４の信号に応答し第１の積を算出
する第１の乗算器と、第１の信号の第１の成分および第
５の信号に応答し第２の積を算出する第２の乗算器と、
第１の信号の第２の成分および第５の信号に応答し第３
の積を算出する第３の乗算器と、第１の信号の第２の成
分および第４の信号に応答し第４の積を算出する第４の
乗算器と、第１の積から第３の積を減算し第２の信号の
第１の成分を得る差動加算器と、第２の積を第４の積に
加算し第２の信号の第２の成分を得る加算器と、をそな
えたシステム。

（５）、第１の周波数で第１のデイジタルデータ信号を
受信し伝送のため第１の信号をアナログ型式に変換する
送信機、並びに伝送線に接続され、特定のサンプリング
速度でアナログデータ信号をサンプリングし特定のサン
プリング速度に依存する第２の周波数を有する第２のデ
イジタルデータ信号を得るサンプリング手段と、サンプ
リング手段に接続され、第２の信号を復調し、等化し、
位相補正する第１の手段と、第２の手段に接続され、第
３の信号中のデータを検出し第４の信号を得る検出手段
と、第３および第４の信号に応答し第１のエラー信号を
得る計算手段と、第１のエラー信号に応答しサンプリン
グ速度を補正し第２の周波数を第１の周波数に一致させ
る補正手段とをそなえ、第４の信号中のデータは第１の
信号中のデータに対応する受信機を含み、伝送線を介し
てデータを伝送する組合せ。

Ａ８）、第１７項記載のシステムにおいて補正手段は第
１のエラー信号と第４の信号に応答し、第２のタイミン
グエラー信号を与えサンプリング速度を補正し第２の周
波数を第１の周波数に一致させるシステム。

σ９）、第１７項記載の組合せにおいて、計算手段によ
つて得られた第２のタイミングエラー信号は第２の周波
数が第１の周波数より大きいとき第１の特性、第１の周
波数が第２の周波数より小さいとき第２の特性を有し、
補正手段は町変速度をもつた第１のパルス源を提供する
第２の手段と、計算手段および第２の手段に接続され、
エラー信号の第１の特性に応答し第１の方法で第１のパ
ルスの速度を変化させ、さらに第２の信号の第２の特性
に応答し第２の方法で第１のパルスの速度を変化させる
第３の手段と、第２の手段に接続され、第１のパルスの
速度に応答しサンプリング速度を変化させ第２の周波数
を実質的に第１の周波数に対応させるサンプリング手段
と、をそなえたの組合せ。

（２０）、第１９項記載の組合せにおいて、補正手段は
さらに第２の手段に含まれ、既知の一定速度で一連の第
２のパルスを与えるクロツク手段と、クロツク手段に接
続され、第２のパルスの特定数をカウントし第２のパル
スの特定数をカウントする毎に第１のパルスの１つを与
えるカウント手段と、カウント手段に接続され、カウン
ト手段によつてカウントされた第２のパルスの特定数を
変化させ第１のパルスの速度を変化させる第３の手段と
、をそなえた組合せ。

（２１）、第２０項記載の組合せにおいて第３の手段は
エラー信号に応答しカウント手段によつてカウントされ
た第２のパルスの数を変化させるパルス町変手段を含ん
だ組合せ。

（２２）、第２１項記載の組合せにおいて、パルス町変
手段はエラー信号の第１の特性に応答しカウント手段に
よつてカウントされた第２のパルスから１つのパルスを
削除し第２の周波数の速度を減少させ、さらに第２のエ
ラー信号の第２の特性に応答し第９の手段によつてカウ
ントされた第２のパルスに１つのパルスを附加し第２の
周波数の速度を増大させる組合せ。

（２３）、送信機および受信機間でデータ信号を伝送す
る方法であつて、送信機および受信機と通信し、送信デ
ータ信号に第１の特性および第２の特性を与える特性を
もつた電話線を設置する。

受信データ信号を復調する。

受信データ信号を沢過し受信機に所望の通過帯を設立す
る、受信データ信号を等化し受信データ信号中の第１の
特性を補償する、受信データ信号からエラー信号を計算
する、涙波および等化ステツプ後、エラー信号に応答し
て受信データ信号の第２の特性を補正する、各ステツプ
を含んだ方法。

（２４）、第２３項記載の方法において、受信データ信
号を検出する、 等化された信号および検出された信号の特性に依存する
特性をエラー信号に与える、各ステツプを含んだ方法。

（２５）、第１のデータ処理装置からのデイジタルデー
タを受信するシステムにおいて、デイジタルデータをア
ナログ型式に変換しアナログ信号を特定の搬送波周波数
で特定の基本帯周波数をもつて送信する送信手段と、特
定のサンプリング周波数でアナログ信号をサンプリング
レデイジタルデータ信号を作成し第２のデータ処理装置
への導入のためデータを検出する受信機と、をそなえ、
サンプリング周波数は毎秒４８００サンプルより小さく
搬送波周波数および基本帯周波数の和の２倍より大きい
システム。

（２６）、サンプリング周波数は搬送波周波数の３倍で
ある第２５項記載の組合せ。

二（２７）、搬送波周波数が１６００
へルツである第２６項記載の組合せ。（２８）、サンプ
リング周波数が毎秒４８００ビツトである第２７項記載
の組合せ。

（２９）、第１のデータ処理装置から第２のデータ処
こ理装置へデータ信号を伝送するシステムにおいて、デ
ータ信号は遅れおよび減衰歪みを含んだ等化特性並びに
位相、周波数オフセツトおよび位相ジツタを含んだ位相
特性を有するものであつて、受信機は
５データ信号を受信し等化信号る得る
等化手段と、等化信号を受信し位相補正信号を得る位相
補正手段と、スレシヨールド信号レベルに関して位相補
正 ４信号の信号レベルを判定する検出手段と、位相補
正信号および検出信号に応答しシステムエラー信号を得
るエラー計算手段と、をそなえ、 等化手段はシステムエラー信号に応答しデータ信号の等
化特性を補正し、位相補正手段はシステムエラー信号に
応答しデータ信号の位相特性を補正し、検出手段はシス
テムエラー信号に応答しスレシヨールド信号レベルを補
正するシステム。

（３０入第２８項記載のシステムにおいて、データ信号
は第１のデータ周波数にて第１のデータ処理装置からデ
イジタル型式で受信され、伝送のためアナログ型式に変
換され、第１の手段はさらにアナログデータ信号をサン
プリングし第２のデータ周波数でデータ信号にデイジタ
ル型式を与える第５の手段と、システムエラー信号に応
答し実質的に第２のデータ固波数を第１のデータ周波数
に一致させるタイミング手段と、をそなえたシステム。

〔３１）、データを整形し所望の通過帯域を与える第１
のフイルタ手段を有する送信機、並びに送信機からのデ
ータ信号を受信し第１のフイルタ手段と協同してパーシ
ヤルレスポンス信号方式を供与する第２のフイルタ手段
と、データ信号を受信しその等化特性を補正し等化デー
タ信号を得る等化手段と、等化データ信号を受信しその
位相特性を補正し位相補正データ信号を得る位相補正手
段と、位相補正データ信号を受信し特定のスレシヨール
ド信号に関して信号レベルを検出し検出信号を得る検出
手段と、位相補正データ信号および検出信号に応答しシ
ステムエラー信号を得るエラー計算手段と、システムエ
ラー信号に応答しスレーシヨールド信号を所望レベルに
維持する判定スレーシヨールド制御器と、をそなえた受
信機を含んだデイジタルデータ伝送システム。

３２）、第３１項記載のシステムにおいて受信機はさら
にシステムエラー信号および検出信号に応答し等化手段
の制倒のための複数の等化エラー信号を得る等化制御回
路網と、少くとも１つの等化エラー信号に応答しスレシ
ヨールド信号を所望のレベルに維持する判定スレシヨー
ルド制御器と、をそなえたシステム。

（３３）、特定のスレシヨールド信号がパーシヤルレス
ポンス信号方式でのインパルスレスポンスの初回のサン
プル値である第３２項記載のシステム。

【図面の簡単な説明】

第１図は送信機および受信機を含んだこの発明のシステ
ムのプロツクダイアグラム、第２図は第１図に示された
送信機のプロツクダイアグラム、第３図は等化回路網、
位相ロツクループを含んだ第１図に示された受信機のプ
ロツクダイアグラム、第４図は第３図に示されたエラー
信号計算回路のプロツクダイアグラム、第５図は第３図
に示された等化回路網のプロツクダイアグラム、第６図
は第３図に示された位相ロツクループのプロツクダイア
グラム、第７図は等化され位相補正された信号のアイパ
ターン、第８図は第３図に示されたタイミング制御回路
網のプロツクダイアグラム、第９図は第３図に示された
判定スレシヨールド制御器のプロツクダイアグラムであ
る。 １１・・・・・・第１のデータ処理装置、１３・・・・
・・送信機、１５・・・・・・データアクセス装置、１
７・・・・・・電話線、１９・・・・・・データアクセ
ス装置、２１・・・・・・受信機、２３・・・・・・第
２のデータ処理装置。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 伝送される信号に周波数のオフセット、遅れ、減衰
   歪み、および位相のオフセット、位相のジッタをもたら
   すような特性を有する電話線を介して第１および第２の
   データ処理装置間にデータを伝送するシステムであつて
   、第１のデータ処理装置から供給されるデジタル信号を
   同位相および直角位相の信号成分に分離するエンコーダ
   と、該分離された信号成分をデジタル的に所定搬送派に
   よる変調を施こす変調回路とを備え、変調されたデジタ
   ル信号をアナログ信号に変換して電話線に導出する送信
   器と、該送信器より電話線を介して伝送されたアナログ
   信号をサンプリングするサンプラと、このサンプラの出
   力を同位相および直角位相成分に分離する手段と、分離
   された各位相成分が導入されてパーシャルレスポンス信
   号整形するように調整されたフィルタ回路と、電話回線
   の上記特性を補正するための等化回路網と、該等化回路
   網の出力信号が与えられて上記特性補正のためのエラー
   計算を実行して補正制御信号を形成する回路とを備えた
   受信器と、該受信器の出力がデコードされて第１のデー
   タ処理装置に対応するデジタル信号が供給される第２の
   データ処理装置とからなるデータ伝送システム。