JPS5933503A - Digital position control system - Google Patents
Digital position control systemInfo
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- JPS5933503A JPS5933503A JP14326182A JP14326182A JPS5933503A JP S5933503 A JPS5933503 A JP S5933503A JP 14326182 A JP14326182 A JP 14326182A JP 14326182 A JP14326182 A JP 14326182A JP S5933503 A JPS5933503 A JP S5933503A
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- G05B—CONTROL OR REGULATING SYSTEMS IN GENERAL; FUNCTIONAL ELEMENTS OF SUCH SYSTEMS; MONITORING OR TESTING ARRANGEMENTS FOR SUCH SYSTEMS OR ELEMENTS
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- G05B19/18—Numerical control [NC], i.e. automatically operating machines, in particular machine tools, e.g. in a manufacturing environment, so as to execute positioning, movement or co-ordinated operations by means of programme data in numerical form
- G05B19/19—Numerical control [NC], i.e. automatically operating machines, in particular machine tools, e.g. in a manufacturing environment, so as to execute positioning, movement or co-ordinated operations by means of programme data in numerical form characterised by positioning or contouring control systems, e.g. to control position from one programmed point to another or to control movement along a programmed continuous path
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- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05B—CONTROL OR REGULATING SYSTEMS IN GENERAL; FUNCTIONAL ELEMENTS OF SUCH SYSTEMS; MONITORING OR TESTING ARRANGEMENTS FOR SUCH SYSTEMS OR ELEMENTS
- G05B2219/00—Program-control systems
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-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、ディジタル位置制御方式に係り、特に、振動
要素を有する位置制御系において適切な速度指令投入を
行うだめのものに関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a digital position control system, and particularly to a system for appropriately inputting a speed command in a position control system having a vibrating element.
ロボットなどに用いられている従来の位置制御方式の一
例のブロック線図を第１図に示す。FIG. 1 shows a block diagram of an example of a conventional position control system used in robots and the like.
この従来方式では、まず、演算処理装置ＰＲＣにおいて
基準位置指令２０が算出され、これと位置検出器１９か
らの位置帰還信号２１との偏差がサンプラ１１を介し、
ホールド回路１２．Ｄ／Ａ変換器１３に与えられる。In this conventional method, first, the reference position command 20 is calculated in the arithmetic processing unit PRC, and the deviation between this and the position feedback signal 21 from the position detector 19 is calculated via the sampler 11.
Hold circuit 12. The signal is applied to the D/A converter 13.
次に、速度制御系ＳＰＣにおいてＤ／Ａ変換器１３の出
力（速度指令２２）と速度検出器１７からの速度帰還信
号２３との偏差がサーボ増巾器１４に与えられ、サーボ
増巾器１４の出力によってアクチュエータ１５が駆動さ
れる。更に、アクチュエータ１５によって負荷１６が駆
動され、それによって生じた実速度２４が積分要素１８
を通して実位置２５となる。Next, in the speed control system SPC, the deviation between the output of the D/A converter 13 (speed command 22) and the speed feedback signal 23 from the speed detector 17 is given to the servo amplifier 14. The actuator 15 is driven by the output. Furthermore, the load 16 is driven by the actuator 15, and the resulting actual speed 24 is expressed as the integral element 18.
The actual position is 25.
ここで、サーボ増巾器１４．アクチュエータ１５、負荷
１６．速度検出器１７を構成要素とし、入力を速度指令
２２、出力を実速度２４とする速度制御系ＳＰＣについ
て、例えば速度指令２２としてステップ状のものが与え
られて実速度２４に行き過ぎを生ずるような振動要素が
存在する場合は、サンプラ１１の非線形性との相乗効果
により、非振動的である場合と比較すると、実位置２５
に行き過ぎを生ずるおそれが多くなる。これは、例えば
ロボットアームのような低剛性負荷め軌跡制御をするよ
うな場合などにも、単に、その前の基準位置指令を実位
置との偏差に比例しだ速度指令投入を行っているからで
ある。Here, the servo amplifier 14. Actuator 15, load 16. Regarding a speed control system SPC which has a speed detector 17 as a component, and has a speed command 22 as an input and an actual speed 24 as an output, for example, if a step-like speed command 22 is given and the actual speed 24 exceeds, When a vibrating element exists, due to a synergistic effect with the nonlinearity of the sampler 11, the actual position 25
There is a high risk of overshooting. This is because, even when performing trajectory control for a low-rigidity load such as a robot arm, the speed command is simply input in proportion to the deviation of the previous reference position command from the actual position. It is.
したがって、この従来方式においては、速度制御系、９
ＰＣＫ振動要素を有する場合、そのままで実位置２５に
行き過ぎを生じさぜないためには、サンプラ１１．ホー
ルド回路１２．Ｄ／Ａ変換器１３、速度制御系Ｓ Ｉ）
Ｃ、位置検出器１９からなる位置制御系の一巡ループ
の伝達関数のゲインを下げることが必要となる。その結
果、上述のような従来方式は、追従位置誤差の増大を招
くことになシ、高速・円滑な位置制御が困難であった。Therefore, in this conventional method, the speed control system, 9
If the PCK vibration element is included, the sampler 11. Hold circuit 12. D/A converter 13, speed control system S I)
C. It is necessary to lower the gain of the transfer function of the open loop of the position control system consisting of the position detector 19. As a result, the conventional method described above does not result in an increase in follow-up position errors and has difficulty in achieving high-speed and smooth position control.
本発明の目的は、上記した従来技術の欠点をなく、速度
制御系の振動要素と速度指令投入のサンプリングによる
非線形性とを補償し、追従位置誤差を増大させずに実位
置の行き過ぎをなくするようにした高速・円滑なディジ
タル位置制御方式を提供することにある。An object of the present invention is to eliminate the above-mentioned drawbacks of the prior art, compensate for the vibration elements of the speed control system and the nonlinearity due to sampling of speed command input, and eliminate overshooting of the actual position without increasing the tracking position error. The object of the present invention is to provide a high-speed and smooth digital position control method.
本発明に係るディンタル位置制御方式の構成は、少くと
もザーボ増幅器、アクチュエータ、負荷および速度検出
器からなる、振動要素を有するフィードバック制御の速
度制御系を含む位置制御系において、その速度制御系の
実速度を積分して得た実位置と所定の基準位置指令との
偏差に対して２次巡回型のディジタル補償の演算を施し
て得た速度指令投入を上記速度制御系へ行うことにより
、その振動要素と速度指令投入の非線形性とを補償し、
上記実位置の行き過ぎを防止する位置制御ｌｌを行いう
るように制御・処理するものである。The configuration of the digital position control system according to the present invention is such that the speed control system is implemented in a position control system including a feedback control speed control system having a vibration element, which is composed of at least a servo amplifier, an actuator, a load, and a speed detector. By inputting a speed command obtained by performing quadratic cyclic digital compensation calculation on the deviation between the actual position obtained by integrating the speed and a predetermined reference position command to the speed control system, the vibration can be reduced. elements and the nonlinearity of speed command input,
Control and processing are performed so as to perform position control II that prevents the actual position from overshooting.
これを要するに、上記速度制御系を振動性２次系である
ものとし、そのＺ変換をして離散化したものを速度指令
投入部で補償するもので、その補償は、位置偏差を入力
して速度指令を出力する２次巡回型のディジタル補償要
素によって行うようにし、実位置の行き；過ぎを防止し
て高速１円滑な位置制御方式を得ようとするものである
。In short, the speed control system is assumed to be an oscillatory quadratic system, and the Z-transformed and discretized system is compensated in the speed command input section.The compensation is performed by inputting the positional deviation. This is performed using a secondary cyclic digital compensation element that outputs a speed command, thereby preventing the actual position from overshooting and achieving a high-speed, smooth position control system.
以下、本発明の実施例を図に基づいて説明する。Embodiments of the present invention will be described below based on the drawings.
第２図は、本発明に係るディジタ１位置制御力式の一実
施例のブロック線図、第３図は、そのタイムチャート、
第４図は、同制御・処理フローチャートである。FIG. 2 is a block diagram of an embodiment of the digital one-position control force type according to the present invention, and FIG. 3 is a time chart thereof.
FIG. 4 is a flowchart of the same control and processing.
ここで、１０は、演算処理装置ＰＲＣに係る２次巡回型
のディジタル補償要素、ＩＩＡ、ＩＩＢは、同サンプラ
、１２は、ホールド回路、１３は、１） ／ Ａ変換器
、１４は、速度制御系ＳＰＣに係るザーボ増幅器、１５
は、同アクチュエータ、１６は、同負荷、１７は、同速
度検出器、１８は、積分要素、１９は、位置検出器、２
６は、以下で順次に説明する各指令、信号等であって、
これらのうち第１図における符号と同符号のものは、そ
れと均等のものである。Here, 10 is a secondary cyclic digital compensation element related to the arithmetic processing unit PRC, IIA and IIB are samplers, 12 is a hold circuit, 13 is a 1/A converter, and 14 is a speed control Servo amplifier related to system SPC, 15
is the same actuator, 16 is the same load, 17 is the same speed detector, 18 is the integral element, 19 is the position detector, 2
6 is each command, signal, etc. that will be explained in sequence below,
Among these, those with the same symbols as those in FIG. 1 are equivalent.
第２図の実施例が第１図の従来例と異なるのは、演算処
理装置Ｐ几Ｃの速度指令投入部にディジタル補償要素１
０を設けたことである。以下、主として、このディジタ
ル補償要素１０の構成方法。The embodiment shown in FIG. 2 is different from the conventional example shown in FIG.
The reason is that 0 is set. The following will mainly explain how to configure this digital compensation element 10.
作用効果について説明する。The effects will be explained.
まず、速度制御系ＳＰＣに振動要素が含まれている場合
として、これを固有周波数ω。、減衰比ζ（ただし、０
≦ζく１）によって特徴づけられる振動性二次系と考え
る。すなわち、速度制御系ＳＰＣの連続系表現の伝達関
数Ｇ′（Ｓ）は、定常ゲインをＫとすれば次式（１）の
ようになる。First, assuming that the speed control system SPC includes a vibration element, this is defined as the natural frequency ω. , damping ratio ζ (where 0
It is considered to be an oscillatory quadratic system characterized by ≦ζ1). That is, the transfer function G'(S) of the continuous system representation of the speed control system SPC is expressed as the following equation (1), where K is the steady-state gain.
Ｇ’（Ｓ）＝にωｎ２ｙｌｓ２＋ｚζωｎＳ十ω、、′
）・・・・・・・・・・・・・・・（１）速度指令２２
は、サンプラＩＩＡ、ＩＩＢとホールド回路１２により
、一定周期ごとに投入・保持される。したがって、ホー
ルド回路１２ 、 Ｄ／Ａ変換器１３．速度制御系ＳＰ
Ｃからなる連続系部分についてＺ変換して離散系表現を
すると、そのパルス伝達関数Ｇ’（Ｚ）は次式（２）と
なる。G'(S)=ωn2yls2+zζωnS0ω,,'
)・・・・・・・・・・・・・・・(1) Speed command 22
is input and held at regular intervals by the samplers IIA and IIB and the hold circuit 12. Therefore, the hold circuit 12, the D/A converter 13. Speed control system SP
When the continuous system part consisting of C is Z-transformed and expressed as a discrete system, its pulse transfer function G'(Z) becomes the following equation (2).
Ｇ’（２）−に’ （Ｚ２＋几ｚ＋ｓ、 ）／（Ｑ”
＋ｐ ｚ十Ｑ） （Ｚ−１）・・・・・・・・・・・・
・・・・・・（２）ただし、’に’ 、Ｐ、Ｑ、Ｒ，Ｓ
は実定数である。G'(2)-ni' (Z2+几z+s, )/(Q"
+p z 1Q) (Z-1)・・・・・・・・・・・・
・・・・・・(2) However, 'ni', P, Q, R, S
is a real constant.
式（２）で表現される対象に対して、第１図の構成を採
用すると、基準位置指令２０．実位置２５のパルス伝達
関数の分母の次数が３次となるため、速度制御系ＳＰＣ
に振動要素がある場合、実位置２５に行き過ぎを生じる
。If the configuration shown in FIG. 1 is adopted for the object expressed by equation (2), the reference position command 20. Since the order of the denominator of the pulse transfer function at the actual position 25 is 3rd order, the speed control system SPC
If there is a vibrating element at , an overshoot will occur at the actual position 25.
そこで、第２図に示すように、演算処理装置１）Ｉｔ、
Ｃ内の速度指令投入部にディジタル補償要素１０を設
け、基準位置指令２０．実位置２５のパルス伝達関数の
分母の次数を下げることにより、実位置２５に行き過ぎ
を生じさせないようにすることが可能となる。Therefore, as shown in FIG. 2, arithmetic processing devices 1) It,
A digital compensation element 10 is provided in the speed command input section in C, and a reference position command 20.C is provided. By lowering the order of the denominator of the pulse transfer function of the actual position 25, it is possible to prevent the actual position 25 from overshooting.
ディジタル補償要素１０のパルス伝達関数をＤ ｃ （
Ｚ）とすると、基準位置２０．実位置１３０入出力特性
Ｇ（Ｚ）は次式（３）となる。The pulse transfer function of the digital compensation element 10 is defined as D c (
Z), the reference position 20. The actual position 130 input/output characteristic G(Z) is expressed by the following equation (3).
αＺ）＝Ｄｃ（Ｚ）Ｇ’（ｚ）／ Ｃ１＋ｋ −Ｄｃ（
ｚ）Ｇ′（Ｚ） ）−に’ Ｄａ（Ｚ） ’ （ｚ”
十Ｒ，Ｚ ＋Ｓ ）／（（Ｚ２＋Ｐｚ十Ｑ）（ｚ １）
十ｋＫ’Ｄｃ（Ｚ）（Ｚ２＋几Ｚ＋Ｓ））・・・・・・
・・・・・・・・・・・・（３）ただし、ｋは位置検出
器１９のゲインである。αZ)=Dc(Z)G'(z)/C1+k-Dc(
z)G'(Z) )-to'Da(Z)' (z”
10R, Z +S ) / ((Z2+Pz1Q) (z 1)
10kK'Dc(Z)(Z2+几Z+S))・・・・・・
(3) However, k is the gain of the position detector 19.
ここで、ＤＣ（ｚ）の決定条件として次の２条件を考え
る。Here, the following two conditions are considered as conditions for determining DC(z).
１、定常位置偏差（無限時間後の位置偏差入力２６）を
０とする。1. The steady position deviation (position deviation input 26 after infinite time) is set to 0.
■、実位置２５に行き過ざ゛を生じさせない。(2) Avoid overshooting the actual position 25.
この場合、条件Ｉから（）（Ｚ）は次式（４）を満足し
なければならない。In this case, conditions I to () (Z) must satisfy the following equation (4).
１−Ｇ（Ｚ）−（２−１） Ｆ（ｚ） ・・・
・・・・・・・・・・・・（４）ただし、Ｆ （２）は
Ｚ−１のべき級数でＩ Ｆ（１） ｌ ＜−１−である
。1-G(Z)-(2-1) F(z)...
(4) However, F (2) is a power series of Z-1, and I F (1) l <-1-.
式（４）を満足し、条件■を満足する基準位置指令２０
、実位置２５のパルス伝達関数Ｇ （Ｚ）は、次式（５
）で表現されるべき・１次系が考えられる。Reference position command 20 that satisfies formula (4) and satisfies condition ■
, the pulse transfer function G (Z) at the actual position 25 is expressed by the following equation (5
) can be considered as a first-order system that should be expressed as
Ｇ（２）−ｋＩ′／（Ａ−ｋｔ） ・・・・・
・・・・・・・・・・（５）ただし、ｋＩ、に１′は実
定数で０を超え１未満の値をとるものである。G(2)-kI'/(A-kt)...
(5) However, kI and 1' are real constants that take values greater than 0 and less than 1.
式（５）を実現するディジタル補償要素１０は、次式（
６）の形式で統一表現をすることができる。The digital compensation element 10 that realizes equation (5) is expressed by the following equation (
6) can be expressed in a unified manner.
Ｄｃ（ｚ）−（ａｏ＋ａＺ−’ ＋ａ２ｚ−’ ）／（
ｉ十す、Ｚ−１＋１）２ｚ−２） ・・・・・・
・・・・・・・・・（６）ただし、”Ｏ＋ ａｌ ＋
８２ ＋ ｂＯ＊ ｂｌは実定数である。Dc(z)-(ao+aZ-'+a2z-')/(
i tensu, Z-1+1)2z-2) ・・・・・・
・・・・・・・・・(6) However, “O+ al +
82 + bO* bl is a real constant.
式（６）を具体的に実現すると、第ｎサンプル時点の位
置偏差入力２６の値をＸｎ１補償要素出力２７の値をｙ
、、とすれば、
Ｙｎ＝ａｏＸｎ＋ａｌｘｎ−１千ａ２ｘｎ−２−ｂＩＹ
ｎ−１ｂ２Ｙｎ−ｚ・・・・・・・・・・・・・・・（
力
となる。すなわち、第ｎサンプル時点の補償要素出力２
７の値ｙｎは、第ｎサンプル時点の位置偏差入力値Ｘ、
、と、当該１サンプル前の入力値Ｘ、−１．’出力値Ｙ
ｎ−（と、同ザンプル前の入力値ｘ、、−２．出力値ｙ
ｎ−２とに、各重み係数ａ（１＋ａＩ ＋ ’）
ｌ ＊ ８２ ｘ−ｂ２を乗じたものの総和となシ、二
次巡回型ディジタル補償となるベキコとを表わしている
。When formula (6) is concretely realized, the value of the positional deviation input 26 at the n-th sample time is Xn1, the value of the compensation element output 27 is y
,, then Yn=aoXn+alxn-1,000a2xn-2-bIY
n-1b2Yn-z・・・・・・・・・・・・・・・(
It becomes power. That is, the compensation element output 2 at the nth sample time
The value yn of 7 is the positional deviation input value X at the nth sample time,
, and the input value X of the previous sample, -1. 'Output value Y
n-(and input value x before the same sample, -2. output value y
n-2, each weighting coefficient a(1+aI+')
It represents the sum of products multiplied by l * 82 x - b2, and the power that is second-order cyclic digital compensation.
各サンプル時点ごとに、位置偏差入力２６に対して上記
した演算を施して補償要素出力２７を得て、これをホー
ルド回路１２．Ｄ／Ａ変換器１３を通した後、速度指令
２２として投入することによシ、振動要素を有する速度
制御系ＳＰＣの振動要素と、速度指令投入のサンプリン
グによる非線形性とを補償することが可能となるので、
追従位置誤差を増大させずに実位置２５の行き過ぎをな
くすることができる。At each sample time, the above calculation is performed on the position error input 26 to obtain a compensation element output 27, which is sent to the hold circuit 12. By inputting it as the speed command 22 after passing through the D/A converter 13, it is possible to compensate for the vibration element of the speed control system SPC having a vibration element and the nonlinearity due to sampling of the speed command input. Therefore,
It is possible to prevent the actual position 25 from overshooting without increasing the tracking position error.
なお、以下に上記演算の具体的な内容、方法について述
べる。The specific content and method of the above calculation will be described below.
第３図は、サンプリング周期をτとして、その（ａ）で
基準位置指令２０．実位置２５および位置偏差入力２６
の各サンプル時点９間隔ごとの値θ１゜〜θＩ４・・・
・・・、θ、。〜θ３．・・・・・・およびＸｏ％Ｘ、
・・・・・・の関係を示し、その（ｂ）で補償要素出力
２７の各サンプル間隔ごとの値Ｙｏ”Ｙ４・・・・・・
を示している。In FIG. 3, the sampling period is τ, and (a) is the reference position command 20. Actual position 25 and position deviation input 26
Values θ1° to θI4 at each sample point every 9 intervals...
..., θ,. ~θ3. ...and Xo%X,
. . . In (b), the value Yo”Y4 . . . for each sample interval of the compensation element output 27 is shown.
It shows.
第４図は、演算処理装置ＰＲＣにおける上記演算のフロ
ーチャートを示すもので、まず、サンプリング番号ｋ（
０，１，・・・・・・）ごとに、基準位置指令２０の値
θｌｋを算出し、実位置２５の値θ、ｋをとりこみ、そ
の値（θｌｋ−θｐｋ）すなわち位置偏差入力２６の値
Ｘｋｆ：求める。FIG. 4 shows a flowchart of the above calculation in the processing unit PRC. First, sampling number k (
0, 1, ...), calculate the value θlk of the reference position command 20, take in the values θ and k of the actual position 25, and calculate the value (θlk - θpk), that is, the value of the position deviation input 26. Xkf: Find.
次に、この位置偏差入力２６の値Ｘｋに従って前式（７
）による補償演算を行い、その補償要素出力２７の値ｙ
ｋを求めてホールド回路１２．Ｄ／Ａ変換器１３へ出力
せしめる。Next, according to the value Xk of this positional deviation input 26, the previous formula (7
), and the value y of the compensation element output 27 is
Find k and hold circuit 12. The signal is output to the D/A converter 13.
最後に、以後の演算準備等のために上記位置偏差入力値
ｘｋ、ｋＩ要素出力値ｙｋの蓄積をした後、次サンプリ
ング時点を待って当該時点到来で次の演算処理を再開す
る。Finally, after accumulating the positional deviation input value xk and kI element output value yk in preparation for subsequent calculations, etc., the next sampling time is waited for, and the next calculation process is restarted when the next sampling time arrives.
以上、詳細に説明したように、本発明によれば、速度制
御系の振動要素と速度指令投入のサンプリングによる非
線形性とを補償することができるので、追従位置誤差を
増大させずに実位置の行き過ぎをなくシ、ロボットなど
の位置制御系の信頼性向上、高速化、安定化に顕著な効
果が得られる。As described in detail above, according to the present invention, it is possible to compensate for the vibration elements of the speed control system and the nonlinearity due to sampling of speed command input, so that the actual position can be corrected without increasing the tracking position error. It eliminates excessive overshoot, and has a remarkable effect on improving reliability, speeding up, and stabilizing position control systems such as robots.
【図面の簡単な説明】
第１図は、従来の位置制御方式の一例のブロック線図、
第２図は、本発明に係るディジタル位置側−御方式の一
実施例のブロック線図、第３図は、そのタイムチャート
、第４図は、同制御・処理フローチャートである。
１０・・・ディジタル補償要素、ＩＩＡ、ＩＩＢ・・・
サンプラ、１２・・・ホールド回路、１３・・・Ｄ／Ａ
変換器、１４・・・サーボ増幅器、１５・・・アクチュ
エータ、１６・・・負荷、１７・・・速度検出器、１８
・・・積分要素、（ほか１名）
第３ 目
（ｂ）
θ で ２τ ｊｒ： 仔 Ｓτ 吟
司芽４−目
１５−[Brief Description of the Drawings] Fig. 1 is a block diagram of an example of a conventional position control system;
FIG. 2 is a block diagram of an embodiment of the digital position side control system according to the present invention, FIG. 3 is a time chart thereof, and FIG. 4 is a control/processing flowchart thereof. 10...Digital compensation element, IIA, IIB...
Sampler, 12...Hold circuit, 13...D/A
Converter, 14... Servo amplifier, 15... Actuator, 16... Load, 17... Speed detector, 18
... Integral element, (1 other person) 3rd item (b) 2τ jr at θ: child Sτ Ginjime 4-item 15-
Claims (1)
よび速度検出器からなる、振動要素を有するフィードバ
ック制御の速度制御系を含む位置制御系において、その
速度制御系の実速度を積分して得た実位置と所定の基準
位置指令との偏差に対して２次巡回型のディジタル補償
の演算を施して得た速度指令投入を上記速度制御系へ行
うことにより、その振動要素と速度指令投入の非線形性
とを補償し、上記実位置の行き過ぎを防止する位置制御
を行いうるように制御・処理することを特徴とするディ
ジタル位置制御方式。■. In a position control system including a feedback control speed control system having a vibration element and consisting of at least a servo amplifier, an actuator, a load, and a speed detector, the actual position obtained by integrating the actual speed of the speed control system and a predetermined reference. By inputting the speed command obtained by performing a quadratic cyclic digital compensation calculation to the deviation from the position command to the speed control system, the vibration element and the nonlinearity of the speed command input are compensated, A digital position control method characterized by controlling and processing such that position control is performed to prevent the actual position from overshooting.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14326182A JPS5933503A (en) | 1982-08-20 | 1982-08-20 | Digital position control system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14326182A JPS5933503A (en) | 1982-08-20 | 1982-08-20 | Digital position control system |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5933503A true JPS5933503A (en) | 1984-02-23 |
Family
ID=15334625
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14326182A Pending JPS5933503A (en) | 1982-08-20 | 1982-08-20 | Digital position control system |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5933503A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0253332U (en) * | 1988-10-13 | 1990-04-17 | ||
| US7680004B2 (en) * | 2001-01-25 | 2010-03-16 | Dphi Acquisitions, Inc. | Digital servo system with inverse non-linearity compensation |
-
1982
- 1982-08-20 JP JP14326182A patent/JPS5933503A/en active Pending
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