JPS5930033B2 - サイクロコンバ−タ装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、異なる、すなわち可変周波数の交流電源から
所望周波数の交流電力を発生するためのコンバータ装置
に関し、特に、サイリスタ位相制御型コンバータ及びサ
イクロコンバータに関するものである。

自然転流式サイクロコンバータにおいては、点弧パルス
の発生を制御するのが望ましい。

この機能は、例えば、適当な点弧（トリガ）点を決定す
るため基準正弦波電圧とサイクロコンバータ出力の積分
値とを比較する制御装置によつて行なわれていた。これ
らの通常発生する点弧パルスは、装置全体に影響及ぼす
ある状態下において、最適な性能を与えるような電力ス
イッチング素子（普通サイリスタ）の動作には好ましく
ない点弧パルスを瞬間的に発生することがある。従つて
、点弧パルスの発生に制限を加えるエンドストップ制御
手段が設けられる。このエンドストップ制御は、信頼性
のある転流を行なわせるように出力波形を制限するため
基本的な点弧パルス制御手段の動作を無効にする。電圧
波形がある特定の角度に達する前の点弧を禁止するため
にエンドストップが与えられる。

このエンドストップは、整流エンドストップと称される
。もし電圧波形が更に別の特定の角度に達する時までに
自然転流が行なわれていないならば点弧パルスを生ぜし
める別のエンドストツプが与えられる。このエンドスト
ツプは、逆変換エンドストツプと称される。こうして、
エンドストツプ制御によれば、各サイリスタが点弧され
前のサイリスタから電流を自然に引き継ぎ又は整流する
ことができる最も早い時期及び最も遅い時期が定められ
る。本発明に係るサイクロコンバータは、例えば、ぺり
一（Ｐｅｌｌｙ）が、［サイリスタ位相制御コンバータ
及びサイクロコンバータ（ＴｈｙｒｉｓｔＯｒＰｈａｓ
ｅ−ＣＯｎｔｒＯｌＩｅｄＣＯｎｖｅｒｔｅｒｓａｎｄ
ＣｙｃｌＯｃＯｎｖｅｒｔｅｒ）」と題してウイリイ・
インターサイエンス（Ｗｉｌｅｙ−１ｎｔｅｒｓｃｉｅ
ｎｃｅ）、１９７１年において述べており、その９章及
び１０章（２２９〜２７７頁）には、点弧パルス制御技
術が説明されており、特に、２５９〜２７１頁には、エ
ンドストツプ匍卿技術についての記載がある。

また、ギユーギ（Ｇｙｕｇｙｉ）等が、「静止電力周波
数変換器（ＳｔａｔｉｃＰＯｗｅｒＦｒＯｑｕｅｎｃｙ
Ｃｈａｎｇｅｒｓ）」と題してウイリ一・インターサイ
エンス、１９７６年の２７９〜３２２頁において制御回
路の原理について述べており、特に、３０８〜３１１頁
にはエンドストツプ制御についての記載がある。例えば
、ギユーギ（Ｇｙｕｇｙｉ）、ぺり一（Ｐｅｌｌｙ）及
びスタセイ（Ｓｔａｃｅｙ）へ１９７４年６月１８田こ
付与された米国特許第３８１８３１５号は、所定範囲外
の基準電圧変動が生ずるとき通常のパルスを無効にする
ため基準電圧とは別にエンドストツプパルスを発生する
エンドストツプ制御手段について記載している。

このような装置及びその他の従来のエンドストツプ制御
手段は、電源電圧に対して予め定められた位相角に固定
された限界を有している。このように固定位相角にする
と、サイクロコンバータが負荷故障を受けるとき通常状
態の下での出力を大きく制限することなく信頼性のある
安全な転流を行なえるエンドストツプ限界を得ることが
できなかつた。新しい型のエンドストツプ制御に関する
本発明の目的は、負荷故障から生ずるような装置の過渡
状態に従つて匍脚できるエンドストツプ限界を達成する
ことである。本発明は、サイリスタ位相制御サイクロコ
ンバータの基本構成要素と組み合せて、位相固定された
タイミング波形を別々に組むことによつて逆変換（Ｉｎ
ｖｅｒｓｉＯｎ）及び整流限界に対してエンドス トツ
プ限界が制御できるように決定される新しいエンドスト
ツプ制御手段を設けている。これらのタイミング波形は
、負荷故障等の過渡状態により生ずるような装置の諸パ
ラメータが必要とする点弧角の許容範囲を制限したり又
は広げたりするため位相修正できるように導出される。
発電機からの各線路対中性点電圧には、各相の整流及び
逆変換エンドストツプ限界を設定する２つのタイミング
波形を作り出す手段が組み合わされている。従来装置に
比較して本発明によつて与えられる付加的効果は、サイ
クロコンバータの転流を信頼性のあるものとするだけで
なく整流が限界内に確実に行なわれて最適な装置性能が
得られるようにエンドストツプタイミングを制御できる
ということである。特に、本発明による装置の性能によ
れば、電源電圧、電源周波数及び負荷電流等の条件に従
つて最適な限界内にサイクロコンバータの出力電圧が確
実に制限される。可制御エンドストツプ手段を負荷電流
検出回路と組み合わせることによつて、故障電流を高速
で制限することができる。エンドストツプ制御並びにそ
の他への適用に際して効果的な高速過大電流検出回路が
含まれている。本発明によれば、発電機定格条件を例え
ば約１５％だけ減する経済的な装置において高信頼性、
商品質及び商効率がより容易に得られるようなサイクロ
コンバータが提供される。本発明の構成は、広義には、
可変周波数の電圧源と、一定周波数の交流電力が供給さ
れるべき負荷と、の間に接続され、複数のサイリスタ型
電力スイツチを備える自然転流式電力回路；前記一定周
波数で基準電圧を発生する手段；前記基準電圧に従つて
前記電力スイツチへ順次印加される点弧パルスを制御す
る手段；負荷電流を検出し、この検出された負荷電流と
基準直流電圧とを比較しその差に基づき過大負荷電流信
号を発生する手段；及び、前記過大負荷電流信号をバイ
アス信号として所定位相角だけずらされて電源電圧に位
相固定された一連の信号を発生するタイミング波形発生
器と、前記点弧パルス制御手段及び前記タイミング波形
発生器に接続され前記過大負荷電流発生時に前記一連の
信号に基づき前記点弧パルスの発生時点を制御する論理
回路手段と、を含んだエンドストツプ点弧パルス制御手
段；を備えたことを特徴とするサイクロコンバータ装置
、に在る。

以下、本発明を、添付図面に例示されたその実施例に沿
つて詳細に説明する。本発明の説明に当たり、次の米国
特許を参照することができる。

１９７４年６月１８日にギユーギ（Ｇｙｕｇｙｌ）等に
付与された米国特許第３８１８３１５号、１９７１年６
月１５日にギユーギ（Ｃ３ｙｕｇｙｌ）等に付与された
米国特許第３５８５４８５号、１９７４年１２月３日に
ギユーギ（Ｇｙｕｇｙｉ）等に付与された米国特許第３
８５２６５４号及び１９７５年４月８田こギユーギ（Ｇ
ｙｕｇｙｌ）等に付与された米国特許第３８７６８８８
号。

これらの米国特許には、全サイクロコンバータ装、置に
おいて本発明を実施するのに有用な説明がなされている
。この全サイクロコンバータ装置としては、特に、速度
を可変にできるものとして、航空機エンジンのような原
動機によつて可変速度で駆動される発電機（通常、多相
発電機）の出力が一定周波数を維持するためサイクロコ
ンバータ装置によつて電力調整されるような航空機応用
分野において特に重要な可変速度周波数（ＳＣＦ）駆動
装置が挙げられるが、これに限定されるものではない。
一例として、４００ＨＺの３相電力が所望の出力である
場合には、その電源は、普通出力周波数の３倍から６倍
（１２００から２４００ＨＺ）の周波数を有する電圧を
発生する６相発電機である。前述した米国特許第３８１
８３１５号の第１図に例示されている全装置との関連に
おいて、本発明は、特に、サイリスタ点弧回路へ点弧パ
ルスを与える装置の「積分制御」部分の改良をなすもの
である。

しかし、本発明は、周知の余弦波交差法を含めて積分制
御以外の点弧パルス制御装置に適用できるものである。
本発明のための前提を更に設定し且つ満たされるべき必
要条件を明確にするため、添付図面の第１図及び第２図
を参照する。

第１図は、多相サイクロコンバータの正バンクにおける
サイリスタの３パルス群を示している。６相電源の場合
には、正バンクに対してもう１つの３パルス群（図示し
ていない）が設けられ、且つ、負バンクに対する相補的
（コンプリメンタリ一）なパルス群が設けられる。

サイリスタ（ある場合には制御整流器又はＳＣＲｌ一般
にはゲート付電力スイツチング装置と称される）ＴＨｌ
，ＴＨ３及びＴＨ５の各アノード（陽極）は、多相交流
発電機の異なる相へ接続されている。各相は、第１相，
第３相，第５相となつており、これらは、例えば、６相
発電機の３つの相を表わしている。各相には、発電機導
線の誘導性初期過渡リアクタンスＸｄ″が組み込まれて
いる。これらのサイリスタは、それらのカソード（陰極
）が共通に線路１０に接続されている。この線路１０に
は、負荷電流１。が流れる。正しい動作時には、サイリ
スタは各々制御・点弧回路によつて点弧されて順次、例
えば、ＴＨｌ，ＴＨ３，ＴＨ５の順に導通し、順次負荷
電流１。を流す。１つのサイリスタから次のサイリスタ
へ負荷電流を転流させるためには、電流１。

は正でなければならず、且つ、次に導通すべきサイリス
タは、その点弧時に発電機電圧によつて順方向にバイア
スされなければならない。適切な転流を行なうためには
、市販のサイリスタの逆回復時間Ｔ，，を考慮しなけれ
ばならない。

また、電流転送のためにある有限な転流時間が必要であ
り、その速度は発電機リアクタンスＸｄ″によつて制限
される。第２図は、発電機の中性点に対する線路入力電
圧１及び５を示している。線路５でのサイリスタＴＨ５
が導通していると仮定すると、次の順序にある線路１の
サイリスタＴＨｌの導通を行なわせる適切な転流がいか
にしてなされるかが問題である。ＴＨ５からＴＨｌへの
転流のための前述した適切な状態は、通常、第１相に対
する電圧波形３０切と２１００との間の領域内において
生ずる。もし自然転流が生じない場合に、３００で整流
エンドストツプＥＳＲを与え且つ２１００前で逆変換エ
ンドストツプＥＳＩを与えてこれらの範囲内において点
弧パルスが供給され転流が行なわれるようにすることが
本発明の目的である。転流重複を最大としサイリスタ逆
回復時間を最大とするためには波形図の２１００前で逆
変換エンドストツプＥＳＩを加えなければならない。

整流エンドストツプＥＳＲのための３０らの制限値は必
須のものでなく、設計の便宜上対称となるように選定さ
れる。ある有用なコンバータには、整流エンドストツプ
なしに逆変換エンドストツプが与えられ、十分な性能力
漣成される。次の説明は、好ましい態様として逆変換及
び整流エンドストツプの両方を使用する場合について扱
う。従来、そのエンドストツプ限界は比較的一定にされ
ており、許される限り３０は及び２１０にの限界値に近
づけられていた。

過負荷及び過渡状態に対して安全な範囲を定めねばなら
ず、従つて、通常の負荷での点弧角の許容範囲に望まし
くない制限が課せられていた。このような制限のため、
通常の出力電圧を得るに必要なものに比較して過大な容
量を有する発電機電圧定格を選定しておく必要があつた
。従来のエンドストツプ限界を使用する場合の欠点は、
電源及び負荷状態に対応してエンドストツプ限界を自動
的に調整することによつて解消される、ことが今や認識
されている。

３０こから２１０識の範囲内の点弧角範囲を更により狭
い範囲に限定することにより、出力電圧の大きさを緩和
し、利用可能な転流時間を増加させ、また、利用可能な
転流電圧を増大させること ：ができる。

より大きな転流電圧が利用できれば、２つの発電機線路
の初期過渡リアクタンス間の電流の転送をより早く行な
うことができる。この電流転送又は転流期間中、もし出
力電流が一定であると仮定するなら、転流されていて実
効的に短絡 二されている２つの線路の端子電圧は、２
つの発電機巻線によつて発生される発電機の２つの内部
起電力の平均値である。更に、転流期間自体は、（１）
発電機電圧の大きさ、（２）負荷電流の大きさ、（３）
初期過渡リアクタンス値、（４）発電機周波数、（５）
次の ｊサイリスタの点弧角、等のいくつかのパラメー
タに依存している。常に信頼性のある動作を得るために
は、発電機電圧及び負荷電流が過渡的に制御から外れる
とき、エンドストツプ制御によつて点弧角の範囲を適当
に制限しなければならない。第２Ａ図において、従来技
術によるエンドストツプ制御手段を有するサイクロコン
バータ装置が例示されている。発電機１２及び負荷１４
は、定周波数の出力波形を発生するように入力波形を修
正するサイリスタバンクの自然転流式サイクロ ４コン
バータ（ＮＣＣ）電力回路１６を主枝路に含むような回
路に接続されている。この出力は、まずＬＣフイルタ１
８によつてより一様な正弦波へと平滑化されて負荷へ加
えられる。また、発電機出力は、電力回路の電力スイツ
チに対する所望の点弧角を作り出す波形合成制御回路２
０へも加えられる。この回路は、ある場合には、点弧パ
ルス（点弧角）制御回路又は積分制御回路と称される。
しかし、周知の方法により積分制御回路以外のものも使
用できる。制御回路２０へは、回路２２からの一定周波
数の基準信号が加えられている。この基準信号は、特定
の応用例においては、内部から発生される４００Ｈｚ信
号である。その基準信号の大きさは、負荷回路における
それぞれ線路２２Ａ及び２２Ｂから供給される電流及び
電圧によつて制御される。回路２２は、サイクロコンバ
ータ出力を所望レベルに維持するために基準信号を適当
な大きさに保つ調整部を含んでいる。発電機出力は、前
述したように、電力スイツチを点弧させる制御回路２０
の動作に付加的な制限を与えるか又はその動作を無効に
するエンドストツプ制御回路２４へも加えられる。従来
技術を示す第２Ａ図に表わされる如く、エンドストツプ
制御回路２４は、負荷回路の過渡状態に応答するもので
はない。従来使用されていたようなエンドストツプ制御
回路２４及び基準発生器２２の説明については、米国特
許第３８１８３１５号及び第３８７６８８８号を参照す
ることができる。

基準発生器２２の調整器は、高品質の正弦波出力を維持
するため負荷電流変動に対する反応が比較的に遅い（９
１えば４００Ｈ２で約３又は４サイクル）のが好ましい
。従つて、第２Ａ図の装置は、１サイクルの何分の１か
の間に生ずる負荷電流の短い過渡状態には応答しない。
第２Ｂ図は、第２Ａ図とほぼ同様であるが本発明による
装置を達成するため重要な要素を付加したものを示すプ
ロツク線図である。負荷回路における変流器ＣＴは、負
荷電流から感知される電流を線路２２Ａにて調整器２２
へ供給するだけでなく高速作動型過大電流検出器２６へ
も供給する。検出器２６は、その電流信号を基準源２８
からの過大電流基準値と比較し、負荷電流が過大電流基
準を越えているとき誤差信号をエンドストツプ制御回路
２４へ供給する。過大電流検出器２６は、負荷電流が所
定限界を越える場合にエンドストツプの発生を素早く修
正するため、出力電流の１サイクルの何分の１かである
約２００から３００マイクロ秒の如く高速作動する。こ
のようにして、エンドストツプ制御回路２４′は、３つ
の重要な系統パラメータ、すなわち電源電圧、電源周波
数及び負荷電流に応答してより信頼性のある転流が行な
われるように制御回路２０へエンドストツプ信号を調整
して与えることができる。これは、定常状態下で出力に
厳しい制約を課さないように行なわれる。第２Ｂ図では
、エンドストツプ制御回路２４′が負荷電流に応答する
ように例示されているが、次の説明から明らかなように
、エンドストツプ信号変動を制御するパラメータは過大
負荷電流以外であつてもよい。

しかし、過大負荷電流は、重大な状態であり、本発明が
特に問題としているものである。本発明による前述した
概念を実施する好ましい態様では、位相固定された２つ
の独立した組のタイミング波形によつて、逆変換及び整
流（順変換）を行なうための実際のエンドストツプ限界
が制御される。

これらのタイミング波形は、必要に応じて点弧角の許容
範囲を制限したり広げたりするため、位相を容易に修正
できるように作り出される。発電機からの各線路対中性
点電圧には、整流及び逆変換エンドストツプ限界をそれ
ぞれ設定するための２つのタイミング波形が組み合わせ
られている。より具体的な例として、第３図は、波形合
成制御回路２０の好ましい回路を組み合わされたエンド
ストツプ制御回路２４′を示している。

制御回路２０は、ギユーギ（Ｇｙｕｇｙｉ）等の米国特
許第３５８５４８５号等の従来技術を利用した積分制御
の形式をとつている。第３図において、多相（例えば、
６相）電源１２は、６パルス・コンバータシミユレータ
又はマルチプレクサ３０を介して電源電圧を加算点３２
へ供給する。

加算点３２は、４００Ｈｚ基準信号も入力している。シ
ミユレータ３０は、一組のアナログスイツチでよい。加
算点３２から信号が積分器３４へ加えられる。積分器３
４は、比較器３６へ供給される積分出力を発生する。比
較器３６には、安定用ランプ（傾斜信号−Ｒａｍｐ）発
生器３８を介してフイードバツクがなされている。基本
的には、点４０には、一連のクロツクパルスが与えられ
、これらは多段シフトレジスタ又はリングカウンタ４２
へ供給される。リングカウンタ４２の出力は、順次、サ
イリスタ点弧回路へ加えられる。リングカウンタ４２の
出力は、エンドストツプ制御回路２４′並びにシミユレ
ータ３０にも加えられる。

エンドストツプ修正信号（例えば過大負荷電流信号）源
２６によつて影響されるようなエンドストツプ制御回路
２４′における信号処理は、後で詳述するが、整流及び
逆変換エンドストツプ信号ＥＳＲ及びＥＳｌを発生する
ようになされる。エンドストツプ信号を選択的に処理す
るため積分制御比較器３６とリングカウンタ４２との間
に論理ゲート４４及び４６が配設されている。例示した
この動作モードにおいては、基本的には、エンドストツ
プ制御回路２４′は、リングカウンタ４２の出力状態を
発電機電圧と比較し、その結果生ずるエンドストツプ信
号が、比較器３６からリングカウンタ４２への信号を制
御するように印加される。

例えば、整流エンドストツプ信号ＥＳＲは、装置パラメ
ータが所定の安全範囲内にある限り、通常、論理１とな
るように選定されている。それから、もしそれらの限界
を越えると、ＥＳＯは、論理０状態へ移行しアンドゲー
ト４４の出力を論理０へ変化させクロツクパルスがリン
グカウンタ４２へ印加されるのを禁止し早期の点弧パル
スを避ける。逆変換エンドストツプ信号ＥＳｌは、例え
ば、積分制御によつて所定範囲内に点弧パルスが発生す
るとき、通常、論理０となるように選定されている。

比較器３６から出力される正のクロツクパルスはオアゲ
ート４６を通過し、逆変換エンドストツプ信号ＥＳｌが
論理０のま＼である間は影響されない。許容動作範囲を
越えて、装置が逆変換エンドストツプで動作するとき、
比較器３６の出力は「Ｏ」のま＼で、正の逆変換エンド
ストツプ信号ＥＳｌはオアデート４６を通過して必要時
にリングカウンタ４２をクロツクする。エンドストツプ
制御回路２４′の構成を説明し本発明の好ましい態様に
従つてＥＳＲおよびＥＳｌ信号がどのようにして発生さ
れるかを説明するため、第４図を参照する。

主な構成要素は、整流エンドストツプ点弧波形発生器４
８、逆変換エンドストツプタイミング波形発生器５０、
整流エンドストツプ論理回路５２、逆変換エンドストツ
プ論理回路５４、及び過大負荷電流信号源２６である。
各タイミング波形発生器４８及び５０は、発電機１２か
らの電源電圧に対して位相固定され、検出器２６からの
過大電流信号の影響を受ける６相矩形波を発生する。

検出器２６からの過大電流信号により、タイミング発生
器４８及び５０の出力がシフトさせられ、整流タイミン
グ発生器４８が整流エンドストツプを遅らせ、逆変換エ
ンドストツプタイミング発生器５０が逆変換エンドスト
ツプの発生を進ませることができるようにしている。論
理回路５２及び５４は、それぞれ、タイミング波形発生
器４８及び５０からのタイミング波形を、積分制御回路
（点弧角制御回路又は波形合成制御回路）２０からのシ
フトレジスタ出力で処理して、禁止用ＥＳＲ信号及び強
制用ＥＳｌ信号を発生し、第３図に関して説明したよう
に制御回路２０へ印加している。

従つて、本発明は、電源電圧、電源周波数及び負荷電流
に応答して故障電流を高速で制限し且つサイクロコンバ
ータの最大出力電圧を制限できるように負荷電流検出を
行なうことのできるような方法で信頼性のある転流を確
実に行なうべくエンドストツプ限界を制御するという目
的を達成している。

更に、タイミング波形及びその結果生ずるエンドストツ
プ信号を修正するのにその他の種々のパラメータを使用
することができる。本発明を実施するための種々の具体
的な手段を例示して説明したのであるが、電力エレクト
ロニクス及び論理回路技術に従つて種々の別の手段を適
用することもできる。タイミング波形発生器の好ましい
態様が第５図に例示されている。

このようなタイミング波形発生器４８又は５０が整流及
び逆変換エンドストツプ制御回路の各々に対して１つず
つ設けられている。整流及び逆変換エンドストツプのた
めの２つのタイミング発生器は、後述するような差があ
るが実質的には同じである。第５図のタイミング波形発
生器は、第３図に示したような積分制御回路（点弧角制
御回路）２０と類似しているが勿論別のものである。タ
イミング発生器は、発電機の基本波端子電圧に関して安
定でそれら電圧の瞬時的ひずみによつてほとんど影響さ
れない６つの位相固定された波形を発生するものである
。

従つて、短い持続時間の発電機電圧ひずみのエンドスト
ツプ制御への影響を避けるため例えば１８０スの所定サ
ンプリング期間に亘つて６相発電機電圧をサンプルする
のにマルチプレクサ（サンプラ一）６０におけるアナロ
グスイツチが設けられているようなサンプリング処理が
行なわれる。そのサンプリング期間は、発電機内部イン
ピーダンスが低く従つて電源電圧がより安定であるなら
ば、より短い持続時間（例えば６００）を選んでもよい
。相電圧のサンプリングは種々の方法で行なうことがで
きる。個々の相電圧をサンプルしてもよい。または、マ
ルチプレクサ６０は、二重入力を形成する第１相と第４
相との間の差のような相補的な相の間の差によつて動作
するようにしてもよい。電源が特に安定しているならば
、タイミング発生器の回路を簡単化するため６相のうち
のいくつかの相（例えば３相）だけをサンプルするよう
にすることもできる。例えば、マルチプレクサ６０は、
第６図１に例示しＡ，Ｂ及びＣとして示した発電機線路
対中性点電圧の２つのパルス波形を１組としている。こ
れらは、加算されて第６図に示すような特性の電流波形
Ｄとして積分器６２へ供給される。この電流波形は、こ
の実施例では、反転型の積分器６２によつて積分される
。積分器６２において、その出力は、第６図に示される
ように、過大電流検出器又はその他のタイミング波形修
正器から導出されるような制御信号レベルＤ′を中心と
して積分される第６図の２つの加算されたパルス波形の
積分面積が等しくなるときに零値ピークとなつている。
従つて、制御信号Ｄ′を推移させることにより、積分器
出力が推移する。積分器出力信号Ｅは、比較器６４へ印
加され、比較器６４は、その信号を零基準値と比較し、
零積分器の出力が零の時だけ信号パルスを与える。比較
器出力Ｆは、第６図に示されている。比較器６４とシフ
トレジスタ６８との間には、必要ならば、比較器からの
パルスをシフトレジスタ６８のクロツク端子へ加える前
に鋭くするためのパルス整形器６６を設けることができ
る。

シフトレジスタ６８の出力は、第６図にＶから６′とし
て例示したタイミング波形であり、これらのタイミング
波形は、エンドストツプ論理回路５２，５４へ供給され
、且つ、発電機波形を処理するためマルチプレクサ６０
へも印加されている。第６図に示されるように、タイミ
ング波形ｖから６′は１８０よタイミング波形であり、
これらの波形は直接エンドストツプ論理回路へ印加する
ことができる。しかしながら、逆変換エンドストツプの
ためには、第６図に波形１″から６″として示した６０
はタイミング波形へ１８００タイミング波形を変換する
ための付加的な論理素子を設けると都合がよい。こうす
ることにより、選定される論理回路とタイミング波形と
の調和をよりよくすることができ、装置が逆変換してい
るときだけ逆変換エンドストツプが生ずるようにするこ
とができる。全体の波形はｖと１″とでは異なつている
が、これはタイミングパターンの基本的な変化ではない
。何故ならば、論理１信号から論理０信号へ変化する時
（比較器出力パルスＦとの一致時）は厳密に同じである
からである。従つて、タイミング発生器４８，５０は、
発電機電圧で位相固定され第４図の過大電流検出器２６
から発生される制御信号に従つて修正されるタイミング
波形を作り出す。

そして、整流及び逆変換エンドストツプのための実際の
エンドストツプ信号がそれらタイミング波形信号から得
られ、点弧角制御信号が積分制御回路２０から発生され
る。エンドストツプ信号が実際にどう発生されるかを説
明するため第７図を参照する。

第７図は、正コンバータバンクの逆変換エンドストツプ
のための波形を例示している。第７図１には、発電機波
形が示されており、１ａは、第１相、第３相及び第５相
の出力電圧を示し、１ｂは、第２相、第４相及び第６相
の出力電圧を示し、１ｃは、６パルス出力電圧波形並び
に重畳基準電圧波形Ｒを示している。番７図１において
実線は、コンバータ出力である。通常そうであるように
、例えば４００Ｈｚの基準信号は、コンバータ出力を発
生する個々の電圧より低い周波数である。基本的には、
エンドストツプ制御は、基準電圧がコンバータ出力の大
きさより大きい時に行なわれるので、波形が正である半
サイクル７０において整流エンドストツプが行なわれ、
波形が負である半サイクル７２において逆変換エンドス
トツプが行なわれる。

点弧パルス制御回路２０からの第７図のシフトレジスタ
出力『〜石は、負の時に点弧パルスが電力回路へ加えら
れることを示している。

すなわち、所定のサイリスタ１例えばＴＨｌ、へのパル
スは、信号１が低レベルになるときに加えられる。便宜
上、逆変換エンドストツプタイミング波形を第７図に繰
り返し示しているので、シフトレジスタの出力工及び論
理出力に関連して、シフトレジスタ出力の選択されたも
のとタイミング波形との間の関係が特定のものとなつた
瞬間にエンドストツプパルスが発生するように構成され
ていることがわかる。例えば、第７図において、線０は
信号５″が論理１の状態から論理０の状態へ変化して信
号工を論理０から論理１へ変化せしめるときに逆変換エ
ンドストツプが生ずることを示している。同様に、線Ｐ
において信号３及び信号１〃について同様の状態となる
ときにエンドストツプパルスが発生する。第７図は、そ
の結果生ずる逆変換エンドストツプＥＳｌを示している
。更に、第８図において、正コンバータ整流エンドスト
ツプ制御に印加される波形が示されている。この場合に
も、基準波形Ｒが正でコンバータ出力を越えるとき（第
７図１Ｃの領域７０）に整流エンドストツプを発生する
のに同様の工程を経由する。第８図１において、（第６
図と同様）整流エンドストツプ論理回路において第７図
に示されるような点弧制御回路のシフトレジヌタ出力１
からτで処理されてそれぞれ工＋１，１＋３′等を表わ
す信号ＧからＬを発生する整流エンドストツプタイミン
グ波形２′，４′，６′，３′，５′及びＶが示されて
いる。

更に論理的に処理することにより、それぞれＧ−Ｈ−１
及びＪ−Ｋ−Ｌを表わす第８図に示した信号Ｍ及びＮが
発生される。第８図には、その結果生じた整流エンドス
トツプ波形ＥＳＲ（ＲＥＳ）が示されており、これはＭ
＋Ｎに等しい。以上述べたことから、電力エレクトロニ
クス、特に、電力コンバータ技術及び関連論理回路の分
野の当業者には、本発明に従つてエンドストツプ点弧制
御装置をどのように実施するかが明確に理解されよう。

電源及び出力波形だけでなく負荷電流の大きさにも限定
されないが、このようなその他の可変パラメータにも応
答するエンドストツプ回路を使用する方法とコンバータ
装置とを組み合せることが主に必要である。重要なこと
は、そのような他の可変パラメータに応答して出力を時
間的にシフトさせるタイミング発生器を設けることであ
る。シフトされた又は通常のタイミング波形は論理回路
へ加えられ、所望のエンドストツプを発生する。前述し
た説明から、種々の手段の中からシステム設計者は適当
な特定の回路を選択することができる。

しかし、タイミング波形を修正する信号を発生する回路
を設けるに際して注意深く検討して、装置全体の所望の
信頼性、効率及び経済性を達成するのが特に重要である
。従つて、このために好ましい手段について次に説明す
る。通常の状態のもとでは、エンドストツプタイミング
発生器４８，５０は、点弧角（積分）制御回路すなわち
波形合成制御回路２０によつて決定されるように、点弧
角の最大範囲を許すように設定される。

一定のエンドストツプ限界を維持するため、発電機（電
源）電圧に比例した直流レベルを有するエンドストツプ
バイアス信号が必要である。過負荷及び故障状態のもと
で信頼性のある動作をさせるため、点弧角の許容範囲は
、エンドストツプバイアス信号のレベルを下げることに
よつて狭められる。発電機電圧から引き出され、通常、
それに比例したバイアス信号は、不足電圧検出回路を用
いて減少させることができる。

この種の構成は、発電機電圧がその定常レベル以下に減
少するときに点弧角の範囲を制限するために従来使用さ
れていたものである。しかしながら、サイクロコンバー
タ出力電流を感知することによつてバイアス信号を減少
させる別の方法が提供される。

この場合、出力電流が所定値だけその定常ピーク値を越
えるときはいつでも、ある信号が瞬間的に得られる。こ
のようにして得られる信号は、「過大電流］信号と称さ
れる。この信号は、単独又は他の検出（例えば不足電圧
検出）手段と組み合わされて使用されるとき、過負荷及
び故障状態下での信頼性ある動作を保証するとともに最
大サイクロコンバータ出力電流を有効に制限するのに使
用できる。不足電圧検出器２７及び過大電流検出器２６
を組み合せる回路のプロツク線図を第９図に示している
。

その基本的構成要素は、電力回路１６に関連して、すで
に例示されている。可変周波数発生器１２の出力は、平
均電圧検出整流器８０を介して供給される。そして、こ
の整流器８０の出力は、点８２で、過大電流検出器２６
及び不足電圧検出器２７の出力と加算される。通常、エ
ンドストツプバイアス出力は、これらの検出器出力によ
つて影響されない。何故ならば、それらの通常動作中は
零のま＼であるからである。大きなピークサイクロコン
バータ電流を生ずる負荷又は故障が生ずるとすぐに、負
の過大電流が生じ、その結果エンドストツプバイアス信
号が減少される。同様に、もし発電機の平均電圧が不足
電圧基準レベルより下がるなら、負の不足電圧信号によ
りエンドストツプバイアス信号Ｄ′が減少する。３相系
統のための過大電流検出器２６及びエンドストツプバイ
アス回路２６Ａの好ましい態様のより詳細な回路が第１
０図に示されている。

共通のエンドストツプタイミングを有する３つの出力相
のすべてを適切に保護するため、最も大きな相電流の大
きさを検出しなければならない。第１１図は、単一相に
対するピーク電流検出器２９を示している。図示した構
成は、電圧ホロワ形式で負の出力電流を生じさせるだけ
の２つの高速大電流演算増巾器８４及び８５を使用して
いる。演算増巾器８４及び８５は、変流器ＣＴによつて
検出された交流電流の正及び負の値に等しい同極性出力
を発生するように接続されている。この目的のため、反
転演算増巾器８６は、演算増巾器８５の前において、等
しい抵抗器Ｒ１及びＲ２と接続されている。共通プルア
ツプ抵抗器Ｒ３及び共通負荷コンデンサＣの出力は、そ
れらの入力が負となるときはいつでもそれら入力に追従
する。それから、コンデンサＣの電圧は、最も負に達し
たレベルのままとなる傾向にあり、プルアツプ抵抗器Ｒ
３の電流（１＋）のためゆつくりと再充電される。これ
らの電圧ホロワ８４，８５の入力はサイクロコンバータ
出力電流１Ｌを直接及びその反転した信号であるから、
どちらの極性のピーク電流が検出されコンデンサＣの両
端の出力にＩＬ（ピーク）に比例した負電圧として現わ
れる。第１０図を再び参照すると、共通出力コンデンサ
Ｃ及びプルアツプ抵抗器Ｒを使用した６つの単極出力高
速大電流演算増巾器Ａ４，Ａ５，Ａ６，Ａ７，Ａ８，Ａ
９を使用したこの装置は、各電流ＩＬＩ，ｉＬおよびＩ
Ｌを有するコンバータの３つの出力相に容易に適用され
る。

コンデンサＣの両端の負電圧として発生される出力は、
３つの相のすべてに対するいずれかの極性の電流の最大
レベルを表わしている。ピーク蓄積コンデンサＣに負荷
がかからないようにするため、電圧ホロワ又は緩衝増巾
器ＡｌＯは、コンデンサＣの電圧に追従し、しきい値検
出器として作用するＡｌｌによつて正の過大電流基準信
号を比較される。演算増巾器Ａｌｌの出力はクランプさ
れ、そして正の方向にだけ変わることができ、しかも、
過大電流しきい値を越えるときだけ変わることができる
。演算増幅器Ａｌｌの出力は、正の過大電流信号であり
、接続点８７において、接続点８８から引き出される負
の平均発電機（電源）電圧の大きさを表わす信号と加え
合わされ、演算増巾器Ａｌ３からエンドストツプ制御電
圧を出力する。演算増幅器Ａｌ２及びＡｌ３は、各々図
示のように加算増巾器として機能するように接続されて
いる。通常、過大電流信号は零であり、バイアス信号は
正で発電機又は電源電圧に比例している。過大電流が存
在するとき、その結果、生ずるバイアス信号は減少され
る。前述したようなピーク電流検出器を使用したこの特
定の構成によれば、高速で正確な過大電流検出が可能で
、その結果、エンドストツプ制御を用いた電流制限動作
が非常に素早いものとなる。

こ＼で使用されたピーク電流検出器は、多重入力最大ピ
ーク検出器におけるダイオードの必要性をなくすため、
演算増巾器Ａ４からＡ９の「電流降下特性（整流特性）
」のみを使用している。このような電流検出器構成は新
規であり、こ＼で説明したようなコンバータ装置の外に
種々の有効な用途がある。演算増巾器Ａ４，Ａ５等のた
めの所望の特性は、ＬＭ型装置を使用した図示の回路に
て容易に達成される。

このＬＭ型装置は、市販の集積回路装置で、単一の極性
の出力のみを有する演算増巾器として作動する固有の能
力を有している。単一のこの種の装置は、単極性の可変
人力のためのビーク検出器として従来使用されていたも
のであると思われるが、この種の別の装置と交流ピーク
検出のための回路とを組み合せて使用するようなことは
新規である。その上、この種の装置は、適当な高速（高
速作動）大電流能力を示す。その他の既知の演算増巾器
も使用できるが、交流回路においてそれらの出力の極性
が変化する点が異なる。従つて、この種の装置を本発明
による回路に使用するなら、所定相に対する一組の演算
増巾器の各各は、その出力にダイオード又は他の単方向
通電素子を接続しその組から単一同極性出力を与えるこ
とが必要である。演算増巾器及びそのダイオードは、共
に、こ＼で使用されるような「単極出力型演算増巾器−
１を備えている。また、プルアツプ抵抗器Ｒ及び共通コ
ンデンサＣは、それぞれ、負荷電流波形に比較して長い
時定数（例えば、０．１秒）を与えるため比較的大きい
（例えば、１００，０００Ω及び１マイクロフアラツド
）ものである。

このことは、演算増巾器Ａ４，Ａ５等はピーク負荷電流
を素早く検出するが、その検出されたピーク信号は、コ
ンデンサＣで比較的長い時間保持され、十分なエンドス
トツプ制御信号が確実に発生されることを意味している
。第１０図に例示したその他の構成部分は、既知の方法
に従つて選択し得る。演算増巾器Ａｌ，Ａ２，Ａ３，Ａ
ｌＯ，Ａｌｌ，Ａｌ２及びＡｌ３は、それぞれ、型７４
１等の普通の型の演算増巾器であればよい。本発明は、
前述の実施例に限定されるものでなく、本発明の原理に
従つて種々変形し得るものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の目的を説明するためサイクロコンバー
タの１つのサイリスタバンクを示す一部概略回路図２第
２図は第１図に関連した波形を例示する図、第２Ａ図は
従来技術によるエンドストツプ制御を行なうサイクロコ
ンバータの概略回路図、第２Ｂ図は本発明によるエンド
ストツプ制御を行なうサイクロコンバータの概略回路図
、第３図はエンドストツプ制御回路を積分型点弧制御回
路と組み合わせるための本発明の一実施例としての回路
の概略図、第４図は本発明によるエンドストツプ制御回
路の概略図、第５図はエンドストツプ制御を行なうため
の本発明の一実施例によるタイミング波形発生器の概略
回路図、第６図、第７図及び第８図は、それぞれ本発明
による装置の動作を例示するための波形図、第９図は本
発明の一実施例によるエンドストツプバイアス信号を導
出するための回路のプロツク図．第一１０図は本発明に
よる過大電流検出器及びエンドストツプバイアス回路の
一実施例の概略回路図６第１１図は第１０図の装置のた
めの単相ピーク電流検出器の，一実施例の概略回路図で
ある。 １２・・・・・発電機． １４・・・・・・負荷、１６
・・・・・第然転流式電力回路、１８・・・・・・ＬＣ
フイルタ、２０・・・・・・波形合成制御回路（点弧角
制御回路）、２２・・・・・・４００Ｈｚ基準発生器及
び調整器、２４ｔ・・・・エンドストツプ制御回路、２
６・・・・・・過大電流検出器、２８・・・・・・過大
電流基準源、４８，５０・・・一・・タイミング波形発
生器、５２，５４・・・・・・エンドストツプ論理回路
。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 可変周波数の電圧源と、一定周波数の交流電力が供
   給されるべき負荷と、の間に接続され、複数のサイリス
   タ型電力スイッチを備える自然転流式電力回路；前記一
   定周波数で基準電圧を発生する手段；前記基準電圧に従
   つて前記電力スイツチへ順次印加される点弧パルスを制
   御する手段；負荷電流を検出し、この検出された負荷電
   流と基準直流電圧とを比較しその差に基づき過大負荷電
   流信号を発生する手段；及び、前記過大負荷電流信号を
   バイアス信号として所定位相角だけずらされて電源電圧
   に位相固定された一連の信号を発生するタイミング波形
   発生器と、前記点弧パルス制御手段及び前記タイミング
   波形発生器に接続され前記過大負荷電流発生時に前記一
   連の信号に基づき前記点弧パルスの発生時点を制御する
   論理回路手段と、を含んだエンドストップ点弧パルス制
   御手段；を備えたことを特徴とするサイクロコンバータ
   装置。 ２ 前記点弧パルスを制御する手段が、多相サイクロン
   コンバータ出力波形が少なくとも部分的に基準波形に関
   して積分されて前記電力回路への点弧パルスを順次発生
   するような積分制御手段を備え、前記エンドストップ制
   御手段が、所定の大きさを越える負荷電流が発生した時
   に実質的に瞬時に点弧パルスの発生を禁止したり強制し
   たりすることによつて前記積分制御手段の動作を無効に
   するものである特許請求の範囲第１項記載のサイクロコ
   ンバータ装置。