JPS59190676A - Directional cosine estimation system - Google Patents
Directional cosine estimation systemInfo
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- JPS59190676A JPS59190676A JP58064547A JP6454783A JPS59190676A JP S59190676 A JPS59190676 A JP S59190676A JP 58064547 A JP58064547 A JP 58064547A JP 6454783 A JP6454783 A JP 6454783A JP S59190676 A JPS59190676 A JP S59190676A
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
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- G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
（技術分野）
本発明は、同一の指向性パターンを持つ受波素子の配列
からなるプレイを用いてマルチビームを形成し、該マル
チビームの出力から信号源位置の方向余弦を推定するに
あたって、前記受波素子の指向性パターンによって生ず
る方向余弦の推定誤差を除去する方向余弦推定方式に関
するものである０
（背景技術）
ソーナーや音響測位及びレーダーにおいては、空間上に
直線（１次元）、平面（２次元）あるいは６次元的に素
子を配列したアレイを用いてマルチビームを形成し、こ
のマルチビームの離散出力の最大点を求め、該最大点近
傍のマルチビームの出力に対し空間周波数領域において
補間操作を施し、補間後の出力の最大点を求め、該最大
点に対応する空間周波数により信号源位置の方向余弦を
求める方向余弦推定方式が広く用いられている。Detailed Description of the Invention (Technical Field) The present invention forms multi-beams using a play consisting of an array of receiving elements having the same directivity pattern, and the direction from the output of the multi-beams to the signal source position. This invention relates to a direction cosine estimation method that removes an error in estimating the direction cosine caused by the directivity pattern of the receiving element when estimating the cosine. Form a multi-beam using an array in which elements are arranged in a plane (one-dimensional), a plane (two-dimensional), or six dimensions, find the maximum point of the discrete output of this multi-beam, and output the multi-beam near the maximum point. A direction cosine estimation method is widely used in which an interpolation operation is performed on the signal in the spatial frequency domain, the maximum point of the output after interpolation is determined, and the direction cosine of the signal source position is determined using the spatial frequency corresponding to the maximum point.
ところで、従来の方式では、前記素子の指向性は無指向
性、すなわち方向に対する素子の受波感度は一定である
という仮定を前提としている。ところが、前記素子は通
常ある程度の指向性を持つており、従って従来の方式に
よって方向余弦を推定すると、素子の指向性のために誤
差を生ずるという欠点があった。By the way, the conventional method is based on the assumption that the directivity of the element is omnidirectional, that is, the receiving sensitivity of the element with respect to the direction is constant. However, the element usually has a certain degree of directivity, and therefore, when the direction cosine is estimated by the conventional method, there is a drawback that an error occurs due to the directivity of the element.
第１図は、アレイが直線（１次元）アレイの場合の幾可
学的説明図でろシ、１１１，１１２１・・・、１１Ｌ。FIG. 1 is a geometric explanatory diagram when the array is a linear (one-dimensional) array.
・・・、１１Ｍは各々受波素子、１２は該受派素子が配
列される基準軸、１６は信号源方向を示す直線、θ２は
前記基準軸１２に対する前記信号源方向を示す直線１６
の方向余弦角である。. . . , 11M is a receiving element, 12 is a reference axis on which the receiving elements are arranged, 16 is a straight line indicating the signal source direction, and θ2 is a straight line 16 indicating the signal source direction with respect to the reference axis 12.
is the direction cosine angle of .
第２図は、各受波素子の指向性パターンが無指向性であ
ると仮定した従来の方向余弦推定方式の機能ブロック図
であり、２１１．２１２．・・・、２１Ｑ、・・・。FIG. 2 is a functional block diagram of a conventional direction cosine estimation method assuming that the directivity pattern of each receiving element is omnidirectional. ..., 21Q, ...
２１Ｍは各々増幅器、２２１．２２２．・・・、２２Ｌ
、・・・、２２Ｍハ各々帯域通過フィルタ、２３はビー
ムフォーマ。21M are amplifiers, 221.222. ..., 22L
, . . . , 22M are each bandpass filters, and 23 is a beam former.
ｙ＋ ＋ ｙ２ｉ”＋ ｙｎ＋・・’、 ２／−Ｎはマ
ルチビームの出力、２４は第１の最大点検出器、ルｍは
マルチビームの出力が最大となる空間周波数の離散値、
２５は補間器、となる空間周波数、２７は変換器、・・
・令・は前記ある。y+ + y2i"+ yn+...', 2/-N is the output of the multi-beam, 24 is the first maximum point detector, m is the discrete value of the spatial frequency at which the multi-beam output is maximum,
25 is an interpolator, the spatial frequency to be used, 27 is a converter,...
・Order・ is mentioned above.
信号源が直線（１次元）アレイの開口に比べ充分に遠方
にある場合を考えると、信号源方向１３の方向余弦角が
θχであるときの第り番目素子１１Ｌへの入力信号Ｓ
＝ （、ｔ）は、キャリア成分及び初期位相成分を省略
すると
Ｓｚ（，１）−Ａ＝−る−μζＬ（１）で与えられる。Considering the case where the signal source is sufficiently far away compared to the aperture of the linear (one-dimensional) array, the input signal S to the th element 11L when the direction cosine angle of the signal source direction 13 is θχ.
= (,t) is given by Sz(,1)-A=-ru-μζL(1) if the carrier component and initial phase component are omitted.
ただしＡＡは振幅、ζＬは第ル番目素子１１カの位置座
標、系は空間周波数で信号の波長をλとすると
ＡＡぜイーθｚ（２）
−λ
で表わされる。Here, AA is the amplitude, ζL is the position coordinate of the 11th element, and the system is a spatial frequency, which is expressed as AAZE θz(2) −λ, where λ is the wavelength of the signal.
ビームフォーマ２３は、空間周波ｆｌＡのＮ個の離散値
’１＋ル２．・・・＋ ’７Ｌ・・・、４Ｎに対応する
方向余弦角θ２□、θ２□、・・・、θ２４．・・・、
θ７Ｎ方向にＮ個のマルチビームを形成し、該マルチビ
ームの出力として次式で与えられる２’＋＋、ｉ２＋・
・・、 Ｊ−ｎ 、・・、ｙＮｔ出力する。The beamformer 23 generates N discrete values '1+ru2.' of the spatial frequency flA. ... + '7L..., directional cosine angles θ2□, θ2□, ..., θ24. ...,
N multi-beams are formed in the θ7N direction, and the output of the multi-beams is 2'++, i2+, given by the following formula.
..., J-n, ..., yNt is output.
（３） ただし、Ｔ２−Ｔ１は積分時間である。(3) However, T2-T1 is the integration time.
第１の最大点検出器２４（ｌ−ｉｙ＋ ＋ ｙ２１・’
、 ７ｎ、・・・。First maximum point detector 24 (l-iy+ + y21・'
, 7n,...
ｙＮの最大値ｙ、ｍを求め、そのときの空間周波数に？
ルを出力する。Find the maximum values y and m of yN and find the spatial frequency at that time?
output the file.
補間器２５は前記空間周波数４％の近傍のマルチビーム
出力に補間操作を施し、空間周波数ルの連続関数として
ビーム出力ｙ（４）’ｓ：出力する。The interpolator 25 performs an interpolation operation on the multi-beam output near the spatial frequency of 4%, and outputs the beam output y(4)'s: as a continuous function of the spatial frequency.
第２の最大点検出器２６はｙ（勺の最大値ｍｃ−χｙ（
勺を求め、そのときの空間周波教会全出力する・変換器
２７は式（２）に基づいて前記台から方向余弦
無指向性、すなわち素子の規格化した指向性パターンが
全ての空間周波数Ｉ６に対して４（Ａ）−１が成立する
ときの、第２図で示される従来の方式の説明図である。The second maximum point detector 26 detects the maximum value mc−χy(
The converter 27 outputs the entire spatial frequency I6 at that time. Based on equation (2), the converter 27 converts the direction cosine omnidirectionality from the table based on equation (2), that is, the normalized directivity pattern of the element corresponds to all spatial frequencies I6. FIG. 3 is an explanatory diagram of the conventional method shown in FIG. 2 when 4(A)-1 holds true.
’ （Ａ）−１である場合には、従来方式で求められる
前期分は真値と一致し、従って前記・・・企・も真値と
一致する・
第４図は素子１’ｌ、１１２＋・・・、１１．、、・・
・、１１Ｍが無指向性でない場合に、従来方式をそのま
ま適用した場合の説明図である。' (A) If -1, the previous period obtained by the conventional method matches the true value, and therefore the above ... plan also matches the true value. ..., 11. ,,...
. , 11M is not omnidirectional, and is an explanatory diagram when the conventional method is applied as is.
文献「Ｒ，Ｊ、１４＃ｃＡ−ｐ４Ｑ７ＩｃＱ７Ｊ 伺ｅ
ｒｆＵｎｄ＜ｈｗｃＬｔｈｈ Ｓｅｒｗｎｅｌ”、 Ｍ
ｒ、Ｇｈａｗ−ｆｐ、ｉｌｌ、 ｐ、 ５７ 。Literature “R, J, 14#cA-p4Q7IcQ7J
rfUnd<hwcLthh Serwnel”, M
r, Ghow-fp, ill, p, 57.
１９６７ｊで明らかにされているように、アレイを構成
する各素子１１１．１１２１・・・、ｉｉ＝、・・・、
１１Ｍが同一の指向性パターンへ勺ヲ持つときのマルチ
ビームの指向性パターンは、前記各素子が無指向性であ
るときのマルチビー、ムの指向性パターンと前記素子の
指向性パターンの積で与えられるから、この場合の前記
ビームフォーマの出カフｉ＋ｇ’、・・・。1967j, each element 111.1121..., ii=,..., composing the array
The directional pattern of the multi-beam when 11M has the same directional pattern is given by the product of the directional pattern of the multi-beam when each element is omnidirectional and the directional pattern of the element. Therefore, the output power of the beamformer in this case is i+g', . . .
於・、・・・、ｙ埒は各素子が無指向性であるときのビ
ームフォーマの出カフ１ ＋ ７２ ＋・・・、 ｙ、
ｎ 、・・・、ｙＮヲ用いて。..., y is the output cuff of the beamformer when each element is non-directional 1 + 72 +..., y,
Use n,...,yNwo.
ｙ’ｎ、＝ｈ （ｘ−）、、ｙ、、 ； ７Ｌ＝１．２
．−、ｘ、−、Ｎ（５）で表現できる・ここで６（峠）
は空間周波数の離散値ルｎにおける指向性パターン値、
すなわち素子感度である。y'n,=h(x-),,y,,; 7L=1.2
．． -, x, -, can be expressed as N (5) ・Here, 6 (pass)
is the directivity pattern value at the discrete value n of the spatial frequency,
In other words, it is element sensitivity.
従ってパ＋ ７２ ＋・・・、 ｙ、’ｎ 、・・・、
ｙ’Ｈに補間操作を施し、その最大点から求めた空間
周波数◇は一般に前記分と一致しない。すなわち、従来
の方向余弦推定方式では、アレイを構成する素子が指向
性をもつ場合、推定誤差ΔＯｙＪθ２−λΔ屋（ただし
、１ａ−Ｑ−’Ｑ）ｆ生ずることになる。Therefore, pa + 72 +..., y, 'n,...,
The spatial frequency ◇ obtained from the maximum point by performing interpolation on y'H generally does not match the above-mentioned frequency. That is, in the conventional direction cosine estimation method, when the elements constituting the array have directivity, an estimation error ΔOyJθ2−λΔya (where 1a−Q−′Q)f occurs.
（発明の課題）
本発明の目的はこの欠点を除去するため、ビームフォー
マの出力に素子感度の逆数を掛け、等測的に素子が無指
向性である場合と同じビーム出力を得、無指向性でない
素子を使い従来方式を適用することによって生ずる空間
周波数の推定誤差をなくしたものであり、以下詳細に説
明する０（発明の構成および作用）
第５図は、本発明の実施例であって５１．、５１２゜・
、５１７１．、・・・、５１Ｎは各々乗算器、５２ Ｉ
＋ ５２２１・・・。(Problem to be solved by the invention) In order to eliminate this drawback, the purpose of the present invention is to multiply the output of the beamformer by the reciprocal of the element sensitivity to obtain the same beam output isometrically as when the element is omnidirectional. This method eliminates the spatial frequency estimation error caused by applying the conventional method using elements that are not sensitive to each other, and will be described in detail below. 51. , 512°・
, 5171. , . . . , 51N are multipliers, 52 I
+5221...
５２、町・−・。52. Town...
′￥２１寸は各々レジスタである・レジスタ５２．、５
２２゜・・・、５２．、・・、５２ＮＫは素子の指向性
パターンの空間周波数ＡＩ＋’２＋・・・、Ａｎ、・・
・、ＡＮにおける値の逆数、すなわち素子感度の逆数１
μ（”Ｉ） 、 Ｖ８ （”２） 。'¥21 each is a register・Register 52. , 5
22°..., 52. ,..., 52NK is the spatial frequency AI+'2+..., An,... of the directivity pattern of the element.
・, the reciprocal of the value in AN, that is, the reciprocal of the element sensitivity 1
μ(”I), V8(”2).
・・・、１μ（μｎ）、・・・、１μ（ＡＮ）の値が定
数として記憶されており、乗算器５１１．５１２１・・
・、５１九、・・、５１Ｎは該定数と前記ビームフォー
マ２６の出力ｙ′１゜２’２．１・・・、７’ｎ、・・
・、ｙ′Ｎ との積ｙ’ｖ”３ （ルｌ） ＋ 、′
２μ（／６□）。..., 1μ (μn), ..., 1μ (AN) are stored as constants, and the multipliers 511, 5121, ...
, 519, . . . , 51N are the constants and the output y'1゜2'2.1..., 7'n, .
・, y'N product y'v"3 (l) + ,'
2μ(/6□).
７”／４ （ＡＴＬ） 、 ・・・、 ２’Ｎ／Ａ （
ＡＮ） ｋ算出し、前記第１の最大点検出器２４と補間
器２５に出力する。7”/4 (ATL), ..., 2'N/A (
AN) k is calculated and output to the first maximum point detector 24 and the interpolator 25.
前記の式（５）より１乗算器５１．、５２２．・・・、
５１．、。From the above equation (5), the 1 multiplier 51. , 522. ...,
51. ,.
・・・、５１Ｎの出力は、
ｙ’ｎ７．ｅ、 （Ａ、、） −ａ （＋ｎ） ・２ｆ
φ＆（”−）＝ｙｎ ； ｎ−１，２，・・
・、Ｎ（６）
で与えられ、従って第１の最大点検出器２４による最大
点ルｍの検出及び補間器２５による補間操作は、素子の
指向性パターンとは無関係に、素子が無指向性である場
合と同じビーム出力ｙ１ ＋ ｙ２ ＋・パ、ム。..., the output of 51N is y'n7. e, (A,,) -a (+n) ・2f
φ&(”-)=yn; n-1, 2,...
. , N(6) Therefore, the detection of the maximum point m by the first maximum point detector 24 and the interpolation operation by the interpolator 25 are performed regardless of the directivity pattern of the element. The beam output is the same as when y1 + y2 +・pa,mu.
猾・、 ｙＮに対してなされることになる。This will be done for 猾・, yN.
以上説明したように本発明の実施例では、同一の指向性
をもつ素子を使用する方向余弦推定方式においては、ビ
ームフォーマ出力に受波感度の逆数を掛けることにより
、（６）式で示されるように第１の最大点検出器による
最大点ルーの検出及び補間器による補間操作は、素子の
指向性ノくターンとは無関係に、素子が無指向性である
場合と同じビーム出力に対してなされることになり、従
来方式の適用によって生ずる空間周波数の推定誤差ΔＡ
を無くすことができ、従って方向余弦の推定誤差ΔＱ５
’Ｊθｚｆ無くすことができるという利点がある。As explained above, in the embodiment of the present invention, in the direction cosine estimation method using elements with the same directivity, by multiplying the beamformer output by the reciprocal of the receiving sensitivity, As shown, the detection of the maximum point Roux by the first maximum point detector and the interpolation operation by the interpolator are independent of the directivity turn of the element, and for the same beam output as when the element is omnidirectional. The spatial frequency estimation error ΔA caused by the application of the conventional method
can be eliminated, and therefore the estimation error of direction cosine ΔQ5
'Jθzf can be eliminated.
（発明の効果）
本発明は、アレイを構成する素子に指向性がある場合に
も、マルチビームの出力を用いて信号源位置の方向余弦
を正確に推定することができるという利点があり、ソー
ナー、音響測位、レーダーにおける方向余弦推定方式に
利用することができる０(Effects of the Invention) The present invention has the advantage that even when the elements constituting the array have directivity, it is possible to accurately estimate the direction cosine of the signal source position using the output of the multi-beam. , which can be used for acoustic positioning and directional cosine estimation methods in radar.
第１図は、アレイが直線（１次元）アレイの場合の幾可
学的説明図、第２図は、各受波素子の指向性が無指向性
であると仮定した場合の従来の方向余弦推定方式の機能
ブロック図、第６図は各素子が無指向性の場合の従来方
式の説明図、第４図は各素子が無指向性でなく、同一の
指向性ノくターンをもつ場合に従来方式をその″Ｉ：、
マ適用した場合の説明図、第５図は本発明の実施例の機
能ブロック図である。
符号の説明（第２図、第５図）
２１、、２１２．・・・、２１カ、・・・、２１Ｍは各
々増幅器、２２．。
２２２、・・・、２２カ、・・・、２２Ｍは各々帯域通
過フィルタ、２３はビームフォーマ、ｙ＋＋ ｙ２＋”
’＋ 、）’？Ｌｌ”’ｌ ｙＮはマルチビームの出力
、２４は第１の最大点検出器、 Ａｍはマルチビームの
出力が最大となる空間周波数の離散値、２５は補間器、
ｙ （Ａ）は補間後のビーム出力、２６は第２の最大点
検出器、沓は前記補間後のビーム出力ｙ−（Ａ）が最大
となる空間周波数、２７は変換器、・・・分・は前記金
に対応した方向余弦推定値、２８は出力端子である０
５１□、５１□、 ””、 ５１ ｎ 、・−，５１Ｎ
は乗算器、５２１゜５２２、・・・、５２１．・・
・、５２Ｎはレジスタである。Figure 1 is a geometric explanatory diagram when the array is a linear (one-dimensional) array, and Figure 2 is a conventional direction cosine diagram assuming that the directivity of each receiving element is omnidirectional. A functional block diagram of the estimation method. Figure 6 is an explanatory diagram of the conventional method when each element is omnidirectional. Figure 4 is an illustration of the conventional method when each element is not omnidirectional and has the same directional turn. The conventional method is ``I:,
FIG. 5 is a functional block diagram of an embodiment of the present invention. Explanation of symbols (Figures 2 and 5) 21, 212. . . , 21, . . . , 21M are amplifiers, 22. . 222,..., 22ka,..., 22M are band pass filters, 23 is a beamformer, y++ y2+"
'+,)'? Ll'''l yN is the output of the multi-beam, 24 is the first maximum point detector, Am is the discrete value of the spatial frequency at which the multi-beam output is maximum, 25 is the interpolator,
y (A) is the beam output after interpolation, 26 is the second maximum point detector, shoe is the spatial frequency at which the beam output y-(A) after the interpolation is maximum, 27 is the converter, . . .・ is the estimated direction cosine value corresponding to the gold, 28 is the output terminal 0 51 □, 51 □, ””, 51 n , ・−, 51N
is a multiplier, 521°522, . . . , 521.・・・
. , 52N are registers.
Claims (1)
レイを用いて、空間周波数の複数の離散値に対応する方
向にビーム（以下マルチビームという）を形成し、該マ
ルチビームの出力から信号源位置の方向余弦を推定する
方向余弦推定装置において、前記空間周波数の離散値に
対応する方向の素子感度の逆数と該方向のマルチビーム
出力との積を算出する乗算器と、該乗算器の出力に対し
て補間を行なう補間器と、該補間器の出力が最大となる
空間周波数を求める最大点検出器を有し、該空間周波数
に対応する方向余弦を信号源位置の方向余弦の推定値と
すること全特徴とする方向余弦推定方式。Using an array of receiving elements with the same directivity pattern, beams (hereinafter referred to as multi-beams) are formed in directions corresponding to multiple discrete values of spatial frequencies, and signals are generated from the output of the multi-beams. A directional cosine estimating device for estimating a directional cosine of a source position, comprising: a multiplier for calculating the product of the reciprocal of the element sensitivity in the direction corresponding to the discrete value of the spatial frequency and the multi-beam output in the direction; It has an interpolator that performs interpolation on the output, and a maximum point detector that determines the spatial frequency at which the output of the interpolator is maximum, and calculates the direction cosine corresponding to the spatial frequency as the estimated value of the direction cosine of the signal source position. A direction cosine estimation method that takes all features as follows.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58064547A JPS59190676A (en) | 1983-04-14 | 1983-04-14 | Directional cosine estimation system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58064547A JPS59190676A (en) | 1983-04-14 | 1983-04-14 | Directional cosine estimation system |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59190676A true JPS59190676A (en) | 1984-10-29 |
| JPH0312710B2 JPH0312710B2 (en) | 1991-02-20 |
Family
ID=13261352
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58064547A Granted JPS59190676A (en) | 1983-04-14 | 1983-04-14 | Directional cosine estimation system |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59190676A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0367303U (en) * | 1989-11-02 | 1991-07-01 | ||
| JPH06258425A (en) * | 1992-07-22 | 1994-09-16 | Hughes Aircraft Co | System and method for decision and tracking of position of transmitter-receiver |
-
1983
- 1983-04-14 JP JP58064547A patent/JPS59190676A/en active Granted
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0367303U (en) * | 1989-11-02 | 1991-07-01 | ||
| JPH06258425A (en) * | 1992-07-22 | 1994-09-16 | Hughes Aircraft Co | System and method for decision and tracking of position of transmitter-receiver |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0312710B2 (en) | 1991-02-20 |
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