JPS582688A - デジタル・インダクション検層装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、地中に掘られた試掘井が貫通している地下の
種々の性質と特性を決定するためのベンダクシ３ン検層
装置に関するものである。

試掘井を単に掘っただけでは地層中に貯留されている石
油とガスの存在、貯留場所の深度、埋蔵量などについて
の十分な情報が通常は得られないから、試掘井が掘られ
ている地下の地層の性質と特性を知ることが石油および
天然ガス産業にとっては重要である。地層についてのこ
の情報を決定するために１種々の電気技術が過去におい
【採用され【いた。一般に用いられ【いたそのような技
術の１つはインダクション検層器である。イン！クシ目
ン検層は、まずＡＣ送信器信号に応答して地層中に５ず
電流を誘導させることにより地層の抵抗率（またはその
逆数である導電度）を測定し、次にうず電流の存在によ
り発生された受信器信号中の位相成分信号を測定する１
地層の導電度が炭化してうず電流の大きさが変化すると
受信器信号が変化することになる。したがって、一般に
、受信器信号のうち送信器信号と同相である位相成分の
大きさがその地層の導電度を示すことになる。

理論的には、炭化水素の導電度は比較的低いから、地層
中に高い割合で炭化水素が含まれていると地層の電気抵
抗率は比較的高くなる。地層中に炭化水素が含まれてお
らず、１水が含まれていると、その地層の電気抵抗率は
比較的低い。通常は塩分を含んでいる地層水は比較的良
い導電体である・インダクション検層比抵抗検層器は、
それらの炭化水素の百無を示すものと解することができ
る地層について情報を得る。

米国特許第３３４０４６４号、第３１４７４２９号、第
３１７９８７９号、第３０５６９１７号にはインダクシ
ョン検層の基本的な原理を利用する従来の典型的な検層
器が示されている。それらの米国特許に開示されている
各検層器においては、信号発生器がＡＣ送信器信号な発
電し、その信号を送信器コイルへ与える。送信器コイル
内を流れる電流が地層中に磁界を誘導する。その磁界に
より地層中にうず電流が誘導されて流れる。それらの地
層電流の存在のために磁界が受信器コイルＲ＃ｃ結合さ
れ、そのため（受信器コイルが受信器信号を生ずる。

（希望の応答な得るために所定のやり方で配置されるい
くつかのコイルで構成されている「受信器コイル」と「
送信器コイル」を肩する検層器が一般的（用いられてい
る。）次に、受信器信号が増幅されて１つまたはそれ以
上の位相検出１１　（ＰＡＤ）に与えられる。各ＰＳＤ
は、それに与えられる位相基準信号と同じ位相な有する
位相成分信号を検出する。位相基準信号は送信器コイル
中の電流に対して所定の位相関係ＶＶする。Ｐ８Ｄの出
力は地中で更に処理でき、または処理や作業技術者に表
示するために地上の装置へ送ることができる。

従来のインダクション検層比抵抗検層器は主としてアナ
ログ型であって、ただいくつかの機能な実行スるために
いくつかのデジタル回路な・用いているだけである（た
とえば、米国特許第３３４０４６４号のフリップフロッ
プを参照されたい）。

従来の検層器がアナログ型であり、かつその他の理由か
ら、それら従来の検層器は、受信器信号中の位相成分信
号ｔより精密で正確な、誤差のない測定な行うという要
求がますます高まっているのに・それらの要求に応える
ことができない。

地層の導電度の定量的な決定・は、その大部分を、送信
器コイル中の送信器電流と同相である位相成分信号につ
いて得られる値を基にしている。この位相成分信号の仁
とｔ実すなわち国」位相成分と呼ばれる。送信器信号に
対し【位相が美度異なる位相成分信号の測定値が時に得
られる。この９度位相信号のことｔ「×」位相成分信号
と呼ぶ。

受信器信号のＲ位相成分信号とＸ位相成分信号の測定技
術が知られている。受信器コイルからの受信器信号の直
角位相成分（Ｖ、とＶ７）Ｙ検出するインダクシロン検
層装置が米国特許！３１４７４２９号と第３１７９８７
９号に開示されている。それらの米国特許には、受信器
の増幅器からの出力が、Ｒ成分信号検出用のＰ８Ｄ回路
とＸ成分信号検出用のＰＳＤ回路との２つの同じＰ８Ｄ
へ与えられることが示されている０位相成分信号を分解
するためにＰ８Ｄ　Ｋより求められる直角位相基準信号
音発生するだめに適切な移相部品が設けられる。

それらの位相成分信号の分解＃Ｃおける精度と確度を高
（するという要求は、地層の特性を表丁信号からとり出
すことができる特性の情報をより多（知りたいというこ
との当然の結果である。しかし、正確な測定値を得るた
め和は、従来の検層器で得た測定値（存在する誤差をな
くさなければならない。従来の検層器におい″ＣＲ成分
信号とＸ成分信号との測定値に：ｉ＠差が含れることに
なる主な原因は、検層器の出力信号が移相させられるこ
とである。それらの移相により、受信した信号を同一相
成分Ｒと直角成分Ｘに分解する時に用いられる送信器信
号と受信器信号および位相基準信号の間の同相／直角位
相関係がずれることくなる。

イ／ダクショ／検層器には静的移相誤差と動的（温度依
存］移相誤差との２つの主な移相誤差がある。靜円移相
誤差は検層器が定常温度状態で動作する時に生ずる移相
誤差である。それらの移相誤差は検層器のある電気回路
、すなわち、送信器コイル装置、受信器コイル、受信器
信号を調整するために用いられる増幅器、およびＰａＤ
自体、ＶＣより検出された位相成分信号に導入される。

動的移相誤差は地層電流の発生と受信器信号中の位相成
分の検出に用いられるそれらの同じ回路での温度ドリフ
トのような作用の結果として生ずる。製造工程の避けら
れない結果である部′品の値の変動によっても、予測で
きない移相が導入されることがある・成分信号を高精度
で分解するには、正常な検層作業中にそれらの移相誤差
を自動的かつ周期的に測定値から無（すことが必要であ
る。このことは、インダクション検層器が動作させられ
る温度環境が試掘弁の深さとともに広い範囲にわたって
変化するから、と（Ｋそうである。インダクション検層
器の回路（おける温度ドリフトに起因する移相誤差の動
的な補償が試みられている。米国％許第３３４０４６４
号には検層器の回路の温度ドリフトによって生じた変化
する位相推移ｔ、送信器コイル中の電流からテスト較正
信号ｔとり出し、正常な受信器コイル出力信号ｔこのテ
スト較正信号で直きかえ、直角１準信号七発生してその
信号Ｙ　Ｐ８Ｄへ与え、受信器信号中の位相成分を検出
し、基準信号の位相を検出された位相成分信号の大きさ
の関数として、その位相成分信号を最小にする向きに移
相させることにより自動的に調整する回路が開示されて
いる。この移相誤差補償回路と方法は、はぼ一定の移相
誤差ｔ、検層中に時間とともに変化し、かつ回路中の部
品の温度ドリフトのために生ずる温度依存移相誤差から
分離しようとはしておらず、それよりも、最後に行われ
た位相補償以後に生じた移相の原因とは無関係に、全て
の移相を補償しようとしている。

米国特許８３１４７４２９号と第３１７９８７９号に開
示され【いる検層器のような％Ｒとｘｖ測測定るそれら
従来の検層器はＲの測定とＸの測定のためにそれぞれ１
つずつ合計２つのＰ８０Ｙ必要とする。

インダクショノ検層器におけるこの二重回路構成は、２
つのＰ８Ｄの各ＰＡＤ　Ｋ対する静的移相誤差と温度依
存移相誤差が同じではない、すなわち、与えられた温度
において同じ量だけ移相するようにそれらの回路を作る
ことができるとしても、与えられた温度変化に対して同
じ応答をすることがない、ということを暗に示している
。このような違いがあるために、Ｒ測定値とＸ測定値に
種々の移相誤差が存在することになる。Ｐ８Ｄ回路に適
用される、米国特許第３３４０４６４号に開示されてい
るような移相技術によっても、１つの補償回路で両方の
ＰＳＤを補償することはできない、したがって、１つの
ＰＳＤＫｌつずつ、合計２つの補償回路を必要とするこ
とになる。もちろん、そのためにインダクシ冒ン検層器
の回路構成が非常に複雑となり、かつ全体の信頼度が低
下する。

導電度が低い時は、送信器コイルと受信器コイルの間の
直接相互結合の量（Ｘゾンデ誤差は）。

この相互結合な最小にする受信器コイル装置を用いてい
るインダクショ／検層におい【も、零ではない。実際に
は、［接結台による応答信号と受信信号中の８成分との
比が１０対１であることも普通でないことはない、地層
の導電度が低い時は、Ｒ成分ｔ±１％の確度で分解する
ためにｌミリラジアンの位相確度が求められる。地層の
導電度が高い時は、Ｒ成分は大きいことがあり得る係数
だけＸより大きくなる。これｔ数式で表せばＲ＝　１０
　ＸＸである。この場合には、ｘｔ±１％の確度で分解
するためには位相の確度を高くする必要がある。

静的移相誤差と温度依存位相誤差がほとんどない正確な
位相成分信号測定値を得るために９位相安定度が非常に
高く、ひずみが少い送信器信号音発生せねばならない。

位相の安定度を高くする理由は、送信器信号の発生と、
受信器信号中の位相成分信号の検出とにおける検層器の
信号の間の位相確度を高くするためである。また、ひず
み馨小さくせねばならない理由は、地層の周波数応答に
基因する。

インダクション検層における既知の現象は、地層応答が
周波数と地層の導電度との関数として異なることである
。一般に、低導電度の時にインダクション検層器により
受けられる応答信号は、送信器電流が一定の場合には、
周波数の自乗として強くなる。地層におけるほとんどの
導電度においては、低周波よりも高周・波における方が
地層応答が大きいから、低ひずみの送信器信号が求めら
れることが明らかとなる。送信器信号のひずみが大きく
なると基本周波数の高調波の振幅が大きくなる。それら
の高調波は送信器から地層を通って受信器へ伝わるが、
その際に基本波の減衰と移相にそれぞれ関連しない減衰
と移相を受ける。そのために、インダクション検層器に
よる測定から誤った結果を得させるような誤信号を受信
器に導入させることがある。したがって、それらのより
高い周波数の高調波から得た受信器信号中により多（の
ノイズが含まれることになる。

周波数とともに地層応答がこのように変化するから、イ
ンダクシ！Ｉ７検層器により正確に測定できる地層抵抗
率の範囲を拡げるためにその現象を良く用いることがで
きる。地層の導電度が高く、送信器信号の周波数が高い
時は、「表皮効果」として知られている現象：のために
受信信号と地層導電度の間に比例関係が失われ、信号の
解釈が更に面倒になる。

また、送信器信号の周波数と地層導電度が低いと、地層
からの応答はインダクション検層装鷺のノイズレ（ル以
下となる。この場合には、有意の測定は不可能である。

したがって、導電度が低い時は、送信器信号の周波数を
高くすることによって地層導電度をより正確に知ること
ができる。しかし、導電度が高い時には高い周波数に対
する応答カークが低下するから、導電度が高い時はそれ
らの測定から得られる導電度のあいまいさｔｌｌけるた
めには、送信器信号の周波数を低（することが望ましい
。これは、検層前に予測される導電度範囲に適切な１つ
の周波数を選択することにより、または送信器内で２種
類またはそれ以上の周波数を同時に発生し、後で各受信
器回路と各位相選択回路において周波数を分離すること
により、または検層中に種々の周波数へ順次切り換える
ことにより、行うことができる。

従来の検層器における別の問題は、測定した検層器出力
応答から、地層の真の正しい特性を決定することである
。すなわち、地ｌＩ％性を表す検層器入力信号を測定さ
れた検層器出力応答に関連づける検層器の伝達関数を決
定する問題である。地層特性の真の値を測定した出力応
答ＹＭにして推定することができるのは、この伝達関数
を用いることによってである。

温度が変化すると回路ノソラメータ（たとえば増幅器の
利得）が変化するから、１つの動作位置における検層器
の較正された伝達関数は、他の動作位置におけるそれと
は異ることがある。伝達関数の決定は、通常は、地上で
受信器コイルの近くに１つまたはそれ以上の信号源ｖｔ
き１種々の地層導電度ｔシミュレートすることにより行
われる。

それらのテスト信号に対する石谷が記録され、検層器の
較正伝達関数を得るために用いられる。その後で、この
伝達関数は検層器の入力を出力に関連づける関数として
用いられる。また、従来の検層器の場合には、検層作業
中に得たデータは、その検層作業中における温度変化が
伝達関数に及ぼす影響に対しては修正されない。

全てのインダクション検層器の別の特徴は、検出された
位相成分信号の宵月な情報な含むダイナミックレンジが
非常に広いことである＊　１０Ｇ００対１　（＞８０ｄ
ｂ）というようなダイナミックレンジもまれではない。

検出された成分信号中の臀な情報にはある量のランダム
ノイズが重畳される。そのノイズσ）ために行われた測
定の質が低下することになる。従来のアナログ検層器に
おいては、仁のノイズには、検出されたアナログ位相成
分信号がワイヤライン検層ケーブルを介し【地表へ送ら
れる間に発生されたノイズも含まれる。位相成分信号を
アナログで地表へ送ると、誤差電位が加えられることと
、検層ケーブルのリードにノイズまたは漏話が生ずるこ
とにより信号の質が低下することになるという問題が生
ずる。

従来の検層器は検出した成分信号における広いダイナミ
ックレ／ジｔ１種々のやり方で取り扱おうとしている。

米国特軒第３０５６９１７号にはそのような技術の１つ
が開示され【いる。その技術におい【は、ダイナミック
レンジは、一定の受ｇｓ器信号電圧ｌ得るために送信４
電１！ＩｔＹ調整する第１のレンジと、送信器電ａＶ一
定に保つｓ１！２ルンジとの２つのレンジに分けられる
０次に、受信器信号が一定の時に送信器電流を表す信号
が記録され、送信器電流が一定に保たれる時に受１！器
電流な表す信号が記録される。その記録された信号は第
１の範囲における地層の導電度と、第２の範囲における
地層の抵抗率を表す。検出された位相成分信号における
この大きなダイナミックレンジをとり扱う他の技術も前
記米国籍粁第３０５６９１７号に開示されている。

従来の検層器は嫌とんど、検層ケーブルによって伝送さ
れるアナログ信号Ｋｍじるノイズを無（丁か、ノイズの
量を少（するための標準的な技術を用いている。より線
対、シールド＃ｉ、低ノイズ・スリップ・リングなどを
用いることがそれらの標準技術の例であるが、その例は
僅かである。検出された信号の大きさとは無関係に、検
出され・た信号を精密で正確な測定を行５ことなイン！
クション検層器が求める場合には、それらの先行技術は
もはや適切なものではない。

従来の検層器には限界があり、受信信号の直角位相成分
を精密かつ正確に測定する必要があるから、検出された
位相成分信号における広いダイナミックレンジを測定し
て、それｔ試掘弁の中でデジタル形式に変換し、全ての
信号レベルにおいて同じ分解能および同じ確度で測定す
るためのインダクション検層器を得ることが有利である
。それらのデジタル信号はノイズがほとんど混入するこ
となしに地表へ送られる。また、地層電流の発生と、受
１！信号の位相成分の検出とに用いられる検層器回路に
おいて、静的な移相誤差と温度に依存する移相誤差を動
的に補償すると有利である。

更に、移相誤差を補償しながら、位相が互いに直角なＲ
とＸの成分信号ｔ１つの位相検出器が順次検出できるよ
うにするために１位相が非常釦安定で低ひずみの送信器
信号と、非常に安定な位相成分信号を井戸の中でデジタ
ル的に発生するインダクション検層器を得ることも有利
である。また、デジタル的九発生された送信器信号の周
波数を、複数の送信器周波数のうちから選択できるよう
なデジタル・インダクション検層ａｔ得ること４Ｎ利で
ある。また更に、検層作業中に、検層器が実際に出会う
導電度に対する最適な地層応答信号を生ずる送信器周波
数を自動的に選択するインダクシ冒ン検層器を得ること
も有利である。また、検層作業中の任意の時刻における
検層器の伝達関数の温度に関係する変化を修正するため
の線形化修正関数を得るために用いられるテスト較正測
定を自動的に生ずるインダクション検層装置を得ること
も有利である。

本発明に従って、所定の周波数の送信器信号に応答して
地層電流を流させ、かつそれらの地層電Ｒに応じて発生
された受信器信号を測定することにより、地下の地層の
特性を測定するためのデジタル・イ／／クション検層器
が得られる。この検層器は試掘井九沿う種々の深度点に
おける受信器信号の直角位相成分のデジタル浮動小数点
サンプルを得る。それらのサンプルは、送信器信号と同
相の成分信号と、それと位相が直角な成分信号を１つの
位相検出回路で順次測距することにより得られる。直角
位相成分測定値（検層器の回路により導入された移相誤
差を自動的に補償する手段が検層器に含まれる。

このデジタル・インダクション検層器により得た浮動点
デジタル・サンプルから地下の地層の特性データを生ず
るように、地上に設けられている中央処理装置（ＣＰＵ
）がプログラムされる。このＣＰＵは指令とデータ情報
を井戸の中のデジタル・インダクション検層器へ送って
、浮動小数点デジタル・サンプルを得るための動作モー
ドと動作ノ々ラメータを指定する。インダクシ璽ン検層
器を試掘井の中につり下げているワイヤライン書ケーブ
ルを介して、検層器とＣＰＵ０間でデジタル情程を送る
ため和デジタル・テレメータ手段が用いられる。

このデジタル・インダクション検層器は、低ひずみで、
位相が安定している正弦波状の送信器信号に応答して、
地下の地層中Ｖｃ−界を誘導する送信器コイルを含む。

この磁界によってうず電流が地層中に誘導される。それ
らのうず電＠によっても磁界が誘導される。受信器コイ
ルが地層電ｆｉにより発生された磁界に応答して、地層
の特性、すなわち、導電度Ｖ表す受信器信号を生ずる。

検層器の回路の内部タイミングと機能的な動作を制御す
るための制御器が含まれる。その制御器は地表のＣＰＵ
から送られたデジタル指令信号とデジタル制御１号に応
答する。この制御器はファームウェアでプログラムされ
る処理器であって、検層器の各種の機能を制御するため
のファームウェア・ルーチンを含む読取り専用メモリと
、主デジタル・タイミング信号を発生するためのシステ
ム慟クロック発生器を含む。

この検層器には、低ひずみで位相が安定している正弦波
状の送信器信号ｔデジタル的に発生する波形発生器も含
まれる。その送信器信号は送信器コイルへ送られる。こ
の波形発生器は読取り専用メモリを含む、このメモリは
発生すべき送信器信号の大きさを表すデジタル情報ｌ含
む。このメモリはアドレス・カウンタＫＣ答してデジタ
ル・コード語ｔデジタルーアナログＣＤ／Ａ　）変換器
へ出力して、希望の正弦波送信器信号波形に近似する階
段状波形信号を生ずる。この波形発生器はフィルタも含
む。このフィルタはＤ／Ａ変換器の出力端子に接続され
て１階段状の正弦波の高四波ＹＰ波することによりその
正弦波を滑らか和する。送信器コイルに実際に与えら戟
る低ひずみめ送信器信号を得るために、送信器の増幅器
がそのＰ波された正弦波を増幅する。

このデジタル・インダクション検層器は、デジタル位相
基準信号を発生して、その信１ｔ”ｔ’位相検出器へ与
え、受信器信号を位相基準信号と同相の成分と直角位相
成分に分解するために制御ａＶＣ応答する。位相基準信
号は、制御器からの指令に応じて、送信器信号九対する
位相関係′ｌ！を第１の関係から第２の関係へ順次変え
る。第１と１８２０位相関係をそれぞれ有する第１と第
２の位相基準信号は互いに正しく直角関係にある。自動
位相器は第１と第２の７リツプ７０ツゾも含む。第１の
７リツプフロツゾの出力（位相基準信号）が、制御器か
らの制御信号に応答して、第１の位相関係から第２の位
相関係へ移相させられるように、それら第１と第２の７
リツプ７０ッゾ信号は相互に接続される。

このデジタル・イン！クション検層器は、受信器信号と
自動位相器からの位相基準信号に応答し【、受信器信号
中の直角位相成分信号を順次検出する位相検出手段も含
む。検出された各成分は位相基準信号の現在の位相と同
相の成分である。位相検出手段には位相検出器と、送信
器コイル中の電流から得たテスト信号と、受信器コイル
とのいずれかからの１号を増幅する受信器増幅器も含ま
れる・位相検出手段は帰還誤差信号を自動位相器へ与え
る。その帰還誤差信号は自動位相サイクル中和発生され
た検出された成分の大きさを表丁。

各自動位相サイクル中和、受信器信号の直角成分を検出
するために位相基準信号が発生される。

また、各自動位相サイクル中に送信器電流からテスト信
号が発生される。自動位相サイクル中にそれぞれ発生さ
れた位相基準信号とテスト信号の間の位相関係を１和し
て、帰還誤差信号は自動位相器に位相基準信号を、検出
された無効成分を零にする向きに移相させる。自動位相
器により行われる移相の量は各自動位相サイクルが終っ
た時に保持され、それにより、検層器の回路により導入
される移相誤差を補償する。

波形発生器のＲＯＭには、振幅データとともに出力され
る基準り四ツク発生信号も含まれる。発生された基準ク
ロック信号は自動位相器へ与えられて１位相基準信号奮
発生するために用いられる。

基準クロック発生データ信号は送信器信号発生データ信
号に対してＲＯＭＫ格納され、自動位相器から発生され
た位相基準信号が送信器信号に対して移相させられて、
検層器の回路により導入された移相誤差を補償するよ５
になっている。

このデジタル拳インダクション積層装置は１位相検出手
段からの受信器信号出力の検出された直角位相成分の大
きさの浮動小数点デジタル・サンプル娑逐次得るために
浮動小数点デジタル−アナ目グ（Ｄ／Ａ　）変換器も含
む。各浮動小数点信号は。

浮動小数点数の指数を表すデジタル語と、その大きさｔ
表子デジタル語信号を含む。浮動小数点Ｄ／Ａ変換器は
、位相検出手段からの成分信号出力の大きさに比例する
デジタル・クロッキング周波数音発生する電圧−周波数
（Ｖ−Ｆ）変換器を含む。

カウンタが所定の時間中にデジタル周波数信号のクロッ
ク龜サイクルをカウントする。この所定の時間は検出し
た成分信号を積分する積分時間を表すＯ カラ／りの各ピットごとの段ヲ何するシフトレジスタが
、各所定の時間が切れた時にカラ／りのカウント内容を
受けて、それを格納する。桁送りノルスに応答して、シ
フトレジスタの所定のサブセット数の出力ピット中和含
まれているカウントの大きさｔ増す向きに、シフトレジ
スタは格納しティるカウントを桁送りする。このサブセ
ットΦピツトは符号ピットと最上位のピットＣＭＳＢ）
ｔ’含み、各浮動小数点デジタル信号の大きさを形成す
る。シフトレジスタは各桁送りノ臂ルスごとに１ピット
位置だけ桁送りす木すこの桁送り動作は、大きさのＭｇ
Ｏ中に「１」が現れることと、第２のカウンタのカウン
トが所定のカウント（零）に達することのいずれかが先
に起るまで続けられる。＠２のカウンタのカウントは各
浮動小数点デジタル・サンプルの指数を形成ｊる。

以下１図面を参照して本発明の詳細な説明する。

まず、本発明を含んでいるデジタル・インダクション検
層装置が絵画的に示されている第１図を参照する。本発
明のデジタル・インダクシ目ン比抵抗検層器ｌがワイヤ
ライ／・ケーブル１４により試掘井１６の中につり下げ
られている。ワイヤラインーケーブル１４の各端部には
テレメータ送信器−受信器装置１２がとりつけられる。

これらの装置１２は、地上に設けられている中央処理装
置（ＣＰＵ）１０と井戸の中のデジタル・インダクショ
ン検層器ｌの間でデジタル情報の交信を行うためのテレ
メータ手段を構成する。テレメータ送信尋−受信器装置
１２はＣＰＵ　１０からの指令とデータ情報を積層器１
０回路へ送り、検層器ＩＫより得られた浮動小数点デジ
タル信号を送受信する。それらのデジタル・サンプルは
地下の地層の特性を表すものであって、更に６埋のため
に地上のＣＰＵ　ｔｏへ送られる。

適当なドラムおよびウィンチ機構により、井戸の中につ
り下げられるケーブルな長（したつ、短くしたりし【井
戸の中の装置に希望の動き７行わせる。

デジタル拳インダクション検層器ｌ 久に第２図を参照する。この図にはデジタル番インダク
ション検層器ｌの詳しいブロック図が示されている。こ
の検層器１は当業者に周知の原理を基にし【動作する。

送信器コイルあが変化するＡＣ送信器電流ｔＴＩＩＣよ
り励損される。この電流ｌＴニより、検層器ｌのゾンデ
を囲んでいる地下の地層中に磁界が誘導される。この磁
界のために地層中Ｖｃ５ず電流が誘導される。送信器コ
イル調のすぐ近くには、送信器コイルあの中に存在する
磁界とのｌＷｃ績合炉台電気的に分離される受信器コイ
ルＩが設はシれる。地層中に流れるうず電流により磁界
が発生される。それらの磁界は受信器コイル３６により
検出される。そのためにコイルあの出力端子に受信器信
号電圧３７（ｖρが生ずる。

この電圧は地層の導電度を示す。この受信器信号３７か
ら位相成分が得られる。この位相成分ｔ−ＣＰＵ１０に
より処理して地下の地層の特性を得る。

本発明を説明する目的で、１つの送信器コイルと１つの
受信器コイルを纂２図に示しであるが。

多数の送信器コイルまたは多数の受信器コイル。

もしくはそれらを組合わせたものでも本発明は同様に実
施できろ。多重コイル装置１Ｙ用いるインダクション積
層装置の例が米国特許［３１５０３１４号に開示されて
いる。そのようなコイル装置から特別な利益が得られる
。たとえば、相互誘導結合にもとづく受信器電圧信号（
Ｘゾンデ誤差）をはぼ無くすように最近のコイルアレイ
は構成される。

第２図に示す回路は制御４乙の制御の下にそれぞれの機
能を実行する。テレメータ送信器−受信器装置１２はワ
イヤライン・ケーブル１４からのテレメータノ饗スーデ
ータＶＣ’Ｅｈ答しく、　ＣＰＵｌ０からの指令とデー
タ情報を制御器ｎへ与える。このデータはインダクショ
ン検層器のモードと／ぐラメータＹ指定する。水晶クロ
ック発振４冴が主システム・タイミング信号５を生ずる
。この信号２５はデジタル波形発生器２ｓｔ−介して制
御器ρへ与えられる。

デジタル波形発生器はクロック信号２５′ｔ−分割して
から制御Ｓηへ与える。クロック発振器スからは全ての
タイに／ダ信号がとり出される。ｆａｚ図に示されてい
る各種の機能ブロックの制御器２２による同期と制御に
ついては後で詳しく説明する。

波形発生器２６はシステムクロック２５Ｋｉ答して階段
状に近似した正弦波形ｔ’　＋７−ドごへ与える。

その波形は最終的にはＡＣ送信器信号となり、リ−Ｆ２
８ｔ−介して送信器コイル調へ与えられる。送信器信号
の周波数は波形発生４加が発生できる周波数のうちから
選択できる。希望の送信器信号周波数を選択するために
、井戸の中での作業中の任意の時刻に地上から周波数選
択信号を送ることができる。送信器信号のための階段状
近似正弦波形音発生することに加え≦、波形発生器には
数種類のクロック信号を自動位相器（へ与える。この自
動位相器は２つり主な機能Ｙ［する。その１つは位相基
準信号４２を位相検出４切へ与えることである。位相基
準信号によりその位相検出器は受信器信号３７の直角位
相成分信号を検出できることになる。第２の機能は、位
相検出４栃からの出力信号を位相補償サイクル中に最小
にする向きに移相させることである。位相検出４菊の出
力信号を最小にすると、積層器のある回路により導入さ
れる移相誤差がなくなる。波形発生！２６の出力端子に
は低域フィルタ８６カ接続される。このフィルタはリー
ド２７に現われた階段状近似信号の高調波を除去する。

フィルタ％の出力は送信器電力増幅器部ぺ与えられる。

この増幅器はり−ド田上の正弦波送信器信号を増幅して
から送信器コイルあへ与える。

増幅器間の出力端子とアース間（はコンデンサＣＩが接
続される。このコンデンサはリード列上の送信器信号の
力率調整を行う。周波数選択信号Ｆ。。

ＦＩ　Ｋ応答する固体スイッチを介して別のコンデンサ
Ｃ２、Ｃ３Ｙコンデンｔｃ１　Ｋ並列接続できる。

本発明のデジタル検層装置の特徴の１つは送信器周波数
を複数の送信器周波数の中から選択できることであるか
ら、送信器電力増幅ａＳＳの出力の力率補償ケ選択され
た送信器周波数の関数とし【更に行い、送信器の電力消
費量を減少させるために。

コンデ／すＣ２、Ｃ３ｖ予備的に設けておく・増幅ａＳ
Ｓの出力端子には変ｆＩＬ１１３１の１次巻線が直列に
接続される。変流器３１の１次巻線には送信器コイルあ
も直列接続される。変ｆｌＬ器３１０２次巻線の端子間
には抵抗ＲとコンデンサＣ８の並列組合せが接続される
。抵抗Ｒの端子間に生じた電圧信号は送信器コイル３４
に流入する電流からとり出されたテスト基準電圧として
機能する。この基準信号から、検層器の測定回路により
導入された移相誤差の自動位相補償と、検層器の伝達関
数の自動較正のための自動位相補償に用いられるテスト
信号が来る。コンデンサＣ３は抵抗Ｒの端子間に生ずる
基準テスト信号を少し移相させる。コイルＵと３６　カ
不完全であるために、受信器コイルあの出力端子におけ
るＶ、中和存在する移相を複製するためのものである。

抵抗ＲとコンデンサＣとの端子間にはトランス器の１次
巻線が接続される。トランス器の２次巻線複数の出力タ
ップａ、ｂ、ｃ、ｄが設けられる。

各タップには異なる電圧レベルが生ずる。制御可能なス
イッチＢ２がトランス３の出力タップ点から１つｔ選択
してテスト信号３３４’得る。受信器コイルあの出力端
子に受信器電圧ｖｒが生ずる。前記のよ５に、Ｖ　　は
地層中Ｖ流れているうず電流により発生させられた磁界
Ｋｆ５じて発生される。

正常動作においては、リー躇上の一信器電圧がスイッチ
５１１１ｔ介して受信器増幅器（の入力端子へ与えられ
る。この増幅器あの出力端子は位相検出手段の入力端子
へ与えられる０位相検出手段と増幅器あは受信器信号ｖ
ｒ　中の互いに直角な位相成分を検出するために用いら
れる位相検出手段４を構成する。

位相検出器４０にそれらの位相成分信号を検出させるた
めに、検出すべき成分の位相と同相の位相基準信号を発
生せねばならない。この位相基準信号と送信器コイルｕ
中の電流ｌ　・の間の位相関係は、受信器信号のうちの
どの位相成分を検出することを決定する。本発明では、
１つの位相検出器４０が受信器信号の直角位相成分すな
わち喝と同る。位相検出手段が２つの直角位相成分を順
次検出する＊６には、ＩＴ　に対して２つの位相関係を
有する位相基準信号４２を交互に発生することが必要で
ある。それらの位相関係とは、第１Ｋ１同相成分信号Ｒ
’ｔ’発生する位相関係、第２に直角位相成分）１発生
する同相関係がそれである。成分Ｒとｘｔ正しく直交さ
せるため＃Ｃは、第１と＠２０位相関係の間の位相の変
化を正しく美度にせねばならない。

自動位相４冨は波形発生器Ｉからのりｐツク信号と制御
器２２に応答して、送信器ｉＴＫ対して順次位相関係１
に：＊する位相基準信号４２を生ずる。波形発生器３は
、Ｖ−ドτ上に発生された正弦波送信器波形九対して所
定の位相関係で、基準クロック信号音り−２５０　（４
ｆ）に生ずる。その信号は方□、十１ 形波位相基準信号４１！発生するために自動位相器３２
により用いられる。自動位相器４２については後で詳し
く説明する。

位相検出手段からはり−ド４１．４５に２つの出力が与
えられる。リード４１に、与えられる出力は受信信号３
７中の検出された位相成分信号を表すアナログ信号であ
り、リード４５に与えられる信号は帰還誤差信号ＡＵＴ
Ｏφ１である。検出された位相成分信号は浮動小数点Ｄ
／Ａ変換器４６に与えられ、ＡＵＴＯφ信号は自動位相
４翌へ与えられる。この信号ＡＵＴＯφは検出された位
相成分信号の極性を示す帰還信号である。この帰還誤差
信号は１位相基準信号４２の位相ｔ−ａ整して、送信器
信号の発生と、リードご上の受信器信号中の位相成分−
号の検出とに含まれる検層器の回路の可変ｉ相誤差（は
とんど温度に依存する〕を補償する。

理想的には、送信器コイルと、受信器コイルおよび井戸
の中の電子装置が完全なもの（温度ドリフトを生ぜず、
全てのインダクタが純インダクタンスＹ１ｉｒするなど
）だとすると、受信信号算の成分の位相は一定であって
予測できるが、そのような理想的な状況は存在しない。

そのために、検層器の種々の信号中には予測できない移
相県差が入り込む。基本的には、２種類の移相誤差源が
本発明の装置により補償される。地下のコイルの回路と
電子装置により導入された移相誤差は、一定温度と一定
条件の下で測定門れた場合Ｋ「静的ゾンデ移相誤差」と
定義され、温度ドリフトなどのような事柄により導入さ
れた移相誤差は「動的移相誤差」と定義される。それら
の動的移相誤差は静的移相誤差を変調するよう九作用す
る。本発明におい【は、それらの静的移相誤差は、リー
ド父上の４準りロック１号を、リードｎ上にデジタル的
に発生された送信器信号九対して所定量だけ移相させる
ことにより、補償される。それら２つの信号はともに波
形−生器２６＃Ｃより発生される・後で詳しく説明する
よう和、基準クロック信号と送信器信号音発生するため
に用いられるデジタル・データは、読取り専用メモリの
場所の内容が読出された時に希望の移相がそれらの静的
移相誤差を補償するように、そのメモリに相対的に格納
される。

ある意味では、基準クロック信号を送信器信号に対して
移相させることにより、コイル回路と電子回路中に存在
する全移相誤差ｔ’ｇｉ種移相修正することになる。静
止移相修正は送信器のため（選択された周波数にも適用
される。その理由は、コイルと電子装置が周波数依存移
相を生ずるからである。

自動位相器３２は、リードＣ上の位相基準信号ｔ１リー
ド（資）上の基準クロック信号な移相させることにより
移相するための、手段を含む。その基準クロック信号か
らはリードＣ上に位相基準信号がとり出される。本発明
のデジタル−インダクション検層器の正常な動作は自動
位相サイクルにより周期的に中断させられ、そのサイク
ル中和、リード４２上の位相基準信号の位相関係と、送
信器電流工。

とく対する修正が行われて１位相検出手段４３に存在す
る温度依存移相誤差を補償する。これは実際には第２種
の移相誤差補償である。

各自動位相サイクル中に１選択手段４７の一部で・、・
（。

ある制御スイッチＳ１　が制御器２２により制御されて
、トランス３１からリード３３に与えられたテスト信号
を選択する。このテスト信号は受信器増幅器あへ与えら
れ、送信４電ｆｉｉＴ　に対し【既知の位相関係ｔ′有
する基準信号とし【機能する。制御器２２カらの指令１
１’ｒＡＲＴ　ＡＵＴＯＰ）ＩＡ８１　［１ｕ答し【自
動位相器（は、テスト信号３３に対して約美度の位相関
係ＶＶ″する位相基準信号を生ずる。最後の自動位相サ
イクルから位相検出手段０により導入された移相量（変
化がなかったとすると、リード４１上の検出された出力
位相信号は零または零に近い。そのような状況では、こ
の自動位相サイクルにおいては位相基準信号４２Ｙそれ
以上移相させる必要はない。しかし、リード４１上の信
号が零でないと、ＡＵＴＯ４は帰還誤差備考を自動位相
４諺へ与えて、それに含まれている移相手段部（第１１
図）が位相成分信号社の位相’に、）Ｊ−ド４１上の検
出された位相信号の大きさｔ零へ向つ【小さくする向き
に、調整できるようＩＩＣｊる。各自動位相サイクルが
終った時にはｓ　、、？動位相器３２）ｔ、リード４２
上の位相基準信号に対して行われた移相量を次の自動位
相サイクルまで保持する。したがって１位相検出手段４
３により導入された移相誤差などは動的に補償される。

第２図に示されているように１位相検出器４０により発
生された検出された位相成分信号は、浮動小数点アナロ
グ−デジタル（Ａ／Ｄ　）変換器４６に与えられる。こ
のよ５［Ｌ、？得られたデジタル・サンプルはテレメー
タ送信器−受信器装置１２１に介して地上のＣＰＵ　１
０へ送られる。に勺変換器栃の構成と動作につい【は後
で第稔図を参照して詳しく説明ｊる。

制御器ρ 次に、制御器四の詳しいブロック図が示されている第５
図を参照する。この制御Ｗｓ２２は般用のプログラム内
蔵制御器であって、そのＲＯＭ５７にファームウェア・
ルーチンが含まれる。制御４乙の内部タイミング・シー
ケンスは状態制御器５０１Ｃより制御される。この状態
制御器５ｏは波形発生器％からの２．５Ｍ）Ｔｚ　クロ
ック信号に応じて種々のタイミング信号（第６図）音発
生する。それらのタイミング信号は第５図に示されてい
る回路のシーケンシングを制御するためにそれらのシイ
ミンダ信号が用いられる。他の諸機能のうちで、制御１
！２２は、七のいくつかの出力＠ＶＣ制御信号を生ずる
こと、そのいくつかの入力線におけろ論しベルｔセット
し、それらの信号に応答すること、システム・クロック
から発生されたクロックＫｌ’５答する内部カラ／りを
用いて可変遅延時間音発生すること、８ピツト語ｔメそ
りから外部回路へ直接転送すること、プログラム制御の
下に、または外部で発生された８ピット−アドレスを用
いて、ファームウェアＲＯＭ５７内の任意のプログラム
場所へ飛越す（方向づけられた飛越し）こと、および２
つの２進ピツトについ【簡単なプール演算を行うこと、
′％：実行する。このような機能により制御器２２は、
タイミングを計った測定、複雑な直列ビット操作および
浮動小数点変換テレメータ送信器−受信器装置１２にお
いてテレメーターインターフェイス作業のための制御パ
ルスの発生などのような順序づけられた一連の事象を経
てインダクション検層器の内部動作を制御する。

並列ローメ入力端子ｔ−舊する８ピツト・アップカウン
タ（直列接続された２つの４ピツト・アツプカウンタ）
より成るカウンタ（資）が、プログラム・カウンタの鳴
能Ｖ＋現するために用いられる。プログラム・カウンタ
郭は各ゾロダラム命令ｔアクセスするためにＲＯＭ　５
７　Ｙアドレスする。制御器に「飛越し」命令が与えら
れると、新しいプログラム・カウンタ値が、２つの４ピ
ツト・カウンタのＤＯ〜Ｄ３データ入力線を介してカウ
ンタ％ヘロードされる。

制御４乙の心臓部は命令デコーダ・ユニツ）５２である
。ここで説明している実施例では、このデコー／１１ユ
ニット５２はモトローラＭＣ−１４５００工業制御ユニ
ツト（Ｍｏｔｏｒｏｌａ　）　ＭＣ−１４５００Ｉｍｕ
ｓｔ−ｒｌｍｌ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　Ｕｎｉｔ　（Ｉ　Ｃ
Ｕ　）である、このＩＣＵは、グレＩリイ（ｖｅｒｎ　
Ｇｒｅｇｏｒｙ　）　、プランド（ＢｒｌａｎＤｅｌｌ
ｓｎｄｅ）著「モトローラＭＣ１４５００Ｂ工業制御ユ
ニツト・ハンドブック（Ｍｏｔｏｒｏｌａ　ＭＣ１４５
００Ｂ！ｎｄｕｓｔｒｉａｌ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　［Ｉｎ
１ｔ　Ｈ繍り鏡’）Ｊ　１９７７年モートローラ社発行
、に記載されているｅ　ＩＣＵ３２は僅かに１６種類よ
り成る１組の命令Ｙ：認識する・シリグラムは命令とア
ドレス語とが交互罠なつた形でＲＯＭ　５７に格納され
る。それらの命令とアドレス語は制御器データノス６５
に出力される。このような入り組んだ構造により動作速
度を高く、相互接続線の数Ｙ少くできる。各８ビツトの
命令語のうちの最初の４ＣツトΦニツゾルはＩ　ＣＵ　
５２により受けられ、ＩＩ２のニップルは１６個のデコ
ーダのうちから１個ｔアドレスして、１６本の出力線の
うちの１本ヘノ々ルスを生しさせる。各プログラム命令
中の以後のアドレス語は、この制御器が外部回路と交信
する際に通る入力ポートまたは出力ボートを定めるため
に用いられる。第１表はＲＯＭ　５７のためのプログラ
ム命令記憶装置を示すものである。

第　　　１　　　表 読出し命令または書込み命令によりＩＣＵ３２は入カマ
ルチゾレクサ６０１に：介し″［１つの２進♂ツトを得
ることができ、またはアドレスできるラッチ圏とデコー
ダ６１１’介して１つの２進ぜットを出力レジスタにロ
ードできる。ゾログラム可能な遅延時間が、　１６ピツ
ト・ダウ７カウンタ聞へ８に’ット・データ＠ｔ２語ロ
ードすることに−・より制御器２２によって発生される
。カウンタ襲は直列接続されている２つの８ビツト・ダ
ウンカウンタＡ、Ｂで構成される。周期は２−２　　主
クロック・サイクルにセットできる。これは入力クロッ
クが２．５齋の時の３．２〜２０９ミリ秒に対応する。

制御器２２においてとくに有用な１つの命令により、（
カウンタのような）外部回路がデータ／々スを制御して
新しい数ｔプロダテ五曝カウンタヘロードして「方向づ
けられた飛越し」を行わせることができる。

これは内臓されているシリグラムの正常動作における割
込みに等しい。

次に、指定された遅延時間ＴＶ制御器四で発生するプロ
グラム流れ図が示されている第７図を参照する。ダウン
カウンタ５ＢＫよりカウントされるクロック・サイクル
の数を表すカウント数Ｃは、カウンタあの各半分へ与え
られる２つのパイ）［分離せねばならない、カランタム
は上位パイ）Ｙとり扱い、カウンタＢ（こ九に最初にロ
ードせねばならない）は下位パイ）Ｙとり扱う、それら
のカウンタからの出力は零検出ピットＺＤであって。

このピットＺＤはｉルチゾ・レクテωのＸｉ入力端子へ
帰還される。この零検出ピットはカラ／りＡから得られ
る（上位ノンイト）。正しいカウントを得るためには、
このぎットは低レベルとなり（カウンタＡが空であるこ
とｔ示す）１次に高レベルにならなければならない（カ
ウンタＡｑＢが共に空であることｔ示す）。両方のカラ
／りが零である上昇遷移時点を定めるためＫは両方の状
態を検出せねばならない。以下の説明は、第７図の流れ
図に従って、システム書クロックが２．５ＭＨｚの時［
８０ミｌＪ秒の遅延時間を生ずるためのＲＯＭ　５７の
プログラム場所の一例についてのものである。まず、カ
ウントすべきクロック・サイクルの数ｔカウンタ５８に
ロードせねばならない。

１ ここで、零検出ビットＺＤＹＥＩ−ドし、テストせねば
ならない。これは、「ｌ１０）？スな結果レジスタ（Ｒ
Ｒ）にリードする」および「ＲＲが零であればスキップ
する」、また「ＲＲが零でなければ元へ戻る」とい５Ｉ
ＣＵ命令を用いる。ＺＤ情報は入力／−）１＃ｃおい℃
、アドレス０１．命令コード口」として得ることができ
る。

２２　　　１Ｆ　　　ＲＲへのＩ１０ノ饗ス０１　　　
ポート１（ＺＤ）へ入力 ２３　　　　ＥＦ　　　ＲＲ＝０であればスキップ０ ２４　　　０Ｆ　　　プログラム場所 ２２　２２へ飛越す カウンタが零になるまで装置はこのλ−プ内に位置し、
カウンタが零になった時は場所２４＃ｃおける命令Ｊ家
スキップさせら淋、ルーチ／は継続される。

次に、零検出ピットふ１ｒｌＵＫなるまで、零検出ビッ
トの補数がロードされることを除き、上記と同じ操作を
用い【零検出ビットをテストする。

２５　　　２Ｆ　　　Ｉ１０ノスの補数０１　　　ＲＲ
Ｉへの入力 ２６　　　　ＥＦ　　　ＲＲ＝０であればスキップ０ ２７　　　０Ｆ　　　プログラム場 ２４　２５へ飛越し カウンタＡのｎぎットが再び「１」になったら２つのカ
ウンタはその時は零であり、希望ｆ）ｗ１間間隔が発生
されており、プログラムはループから飛び出して場所ｎ
に続く次の命”令へ行く。

第８図に本発明の好適な実施例のためのファームウェア
・プログラム流れ図を示す、この流れ図の種々の点には
、前記した例と同様和して発生された可変遅延時間を表
す「タイムアウト」ブロックが示され【いる。

波形発生器が 第２図を参照して先に説明したよ’５Ｃ，デジタル波形
発生器２６は正弦波形に近似する階段状波形を発生する
。この波形は低域フィルタ８６によりＰ波：され、電力
増幅器−増幅されて低ひずみ、高安定の正弦波送信器信
号となり、送信器コイルあへ与えられる。この信号の周
波数は波形発生器がが発生で靜る複数の送信器周波数た
とえば１０　ＫＨｚ、２０　ＫＨｚ、　４０　Ｋ１１３
Ｂの中から選択できる。

後で説明するように、送信器周波数の自乗で受信器コイ
ルの振幅応答が増大するから、低ひずみの送信器信号が
望ましい。したがって、高調波含Ｍ率が高くなるにつれ
て、受信信号のひずみが大きくなる。

第３図には、送信器電流ｌＴ　と、地層中に誘起された
電圧、および受信器コイルあの中に誘起された電圧との
間の位相関係を種々の送信器波形について示したベクト
ル図である。高導電度の地層での抵抗率測定が（この場
合には１表皮効果のために３５答が大きな影響を受ける
）　１０　Ｋｌｌｚ台という低い送信器周波数で良く行
えたり、低導電度地層（この場合には表皮効果の影響は
小さい）の抵抗率測定が高い周波数（４０ＫＨｚ台）で
うまく行えることがｑＶＣ当業者に知られていた。その
理由は。

受信器信号の振幅応答すなわち感度が送信器電流の周波
数の自乗に応じて変化するためである。この明細書で用
いる「感度」という用語は、受信器コイル謁の電圧を、
与えられた地層導電度と同波数において、送信器コイル
電流で除したものとして定義しである。数値の一例をあ
げれば、１ミリモーおよび２０　Ｋｋにおいて１０マイ
クロールド／アンペア、である。周波数が高くなると受
信器信号がこのように増大するから、受信器信号ｖｒの
ひずみを最小にするためには、送信器信号の高調波含有
率を低（する必要があることが容易にわかる。

ひずみを小さくする必要を１．送られた基本波周波数の
高調波が、基本波周波数とは無関係な減衰と移相な受け
て地層中を伝わる、という事実から生じたものである。

そのために、それらの高調波は。

インダクシ目ン検層器測定から誤った結果を生じさせる
ことがある誤信号を受信器に生じさせることになる。

低ひずみで、位相が安定し【いる送信器信号なデジタル
的九発生してリード２８に与えることに加えて、デジタ
ル波形発生器％は基準クロック信号も発生する。この信
号はリード（資）゛を介して自動位相４支へ与えられる
。そのクロック信号は、位相基準信号を発生するために
自動位相器３２九より使用される。この位相基準信号は
り−ド４２を介して位相検出ａ４ｏへ与えられ、リード
五を介してその位相検出器４０に与えられた受信器信号
から希望の位相成分を検出するために用いられる。また
、リード父上の位相基準クロック信号は、前記静的ゾン
デ移相誤差が補償されるように、リード列上の発生され
た送信器信号に対して移相させることにより発生される
。いいかえれば、リード父上のり四ツク信号を移相させ
ることにより、リード４１上の検出された位相成分信号
は、送信器信号の発生と、リードｎ上の受信器信号ｖｒ
　中の位相成分信号の検出とに含まれる回路により導入
される静的移相誤差は含まない。・・ 次に、デジタル波形発生器％が低ひずみ、高位相安定度
の送信器信号と、移相された基準クロック信号を発生す
る方法を第９図を参照して説明する。ＩＮ９図はデジタ
ル波形発生器Ｉの詳しいブロック回路図である。第９図
には水晶制御クロック２４（＠２図）の回路も示されて
いる。クロックあの出力が１２ピット２進カウンタ槌、
へ与えられる。

カウンタ６はＲＯＭ７０　、７２用のアドレス発生器と
して、およびクロック信号発生器として機能する。

そのクロック信号は制御器２２　（２，５１１Ｈｚ　）
と自動位相器３２（８ＡＲＣＬＯＣＫ）へ与えられる。

正弦波形に近似するデジタル階段状波形の発生と、基準
クロック信号の発生−ＲＯＭメモリチップ７０．７２ｔ
Ｃ格納されているデジタル・コードにより指定される。

それら２つのメモリチップは５１２　Ｘ１６ヒツトのＲ
ＯＭを構成する。ｎピット２進カウンタ圀の出力はＲＯ
Ｍ７０　、７２をアドレスして、それらの格納されてい
るデジタル・コード語を出力させろために用いられる。

１組の排他的オアゲート７６はＲＯＭ７０　、７２から
の出力に応等して、発生すべき送信器信号の大きさを表
すデジタル・コードを発生する。それらのデジタル・コ
ードｉｆＩは、ｌクロック・サイクルに大きさコード語
を格納する入力ラッチ７８　、８０を含む〜へ変換器７
９へ与えられる。

Ｒ−２Ｒ精密抵抗回路網鯰がラッチ７８　、８０からの
出力に応じて、格納さむている各デジタル・コード出力
に従ってアナログ電圧を生ずる。演算増幅４混が精密抵
抗回路網圏の出力電流に応答して出力アナログ電圧を発
生する。アドレス・カウンタ槌がそのアドレス全体を循
環すると、■へ変換器７９の出力端子に階段状波形が生
ずる（第１０図参照）。

この波形は低域フィルタ８６でＰ波され、電力増幅器８
８により増幅されてアナログ正弦波送信器信号となり、
リード列を介して送信器コイルあへ与えられて送信器電
ｆＬ鴨を生ずる。

ＲＯＭ７０　、７２からの大きさコード語出力に加えて
。

ＲＯＭはリード５０に基準クロック出力を発生するデー
タも出力する。デジタル階段状近似波形のための格納さ
れている大きさコード語に対して、基準クロック信号発
生データが格納されるメモリアドレス場所を適切に選択
することにより、リード列上（現われる正弦波送信信号
に対して所定量だけ移相された基準クロック信号をリー
ド５ｏＷｃ生ずることが可能である。補償すべき静的移
相誤差の量を知ることにより、　ＲＯＭ７０　、７２を
適切にプログラムされる。

前記したように、デジタル波形発生器２６（第９図）は
、複数の所定周波数のうちから選択したある周波数をＭ
する送信器信号路な発生できる機能をもＭする。テレメ
ータ送信器−受信器装置氏からの指令ノ々ス入力に応答
するＭＩＸラッチ困が第９図に示されている。地上に設
けられているＣＰＵ　１０から送られてきた指令により
、ラッチ槌の出力中のあるビットがＲＯＭ７０　、７２
のアドレスする２つのビットを制御させられる。アドレ
ス制御のそれら２ピツトはリード’Ｚｉ３に与えられる
送信器信号の周波数を決定する。ある特定の場所におけ
る地層の導電度範囲がほぼわかり【いる時は、最も高い
確度を与える送信器信号周波数を複数の可能な送信器周
波数のうちからオペレータから手動で選択できる。

これに関連して、第１４図は種々の送信器周波数に対す
る受信器信号と地層電度の間の関係を示すものである。

先に説明したように、送信器周波数が低く、地層導電度
が低い時は、地層からのル５答はイ／ダクション検層装
置のノイズレベル以下に低下し、頁意な測定が不可能と
なる。したがって。

地層の導電度が低い時は高い周波が最も望ましい。

菖１４図に示すように、地層導電度が高い時は、送信器
信号が高いと応答信号が低下するために、低い周波数が
最も望ましい。

送信器周波数の手動選択に加えて、　ＣＰＵｌ０は測定
される実際の導電度のようなパラメータを基にして最も
良い測定値を与える送信器周波数を自動的に選択できる
。たとえば、第２表は本発明に従って周波数を選択する
のＫ［利である導電度−周波数の関係を示す。

第２表 ２〜１００００　　　　　　１０ １〜５０００　　　　　　２０ ０．２〜１００Ｇ　　　　　　　４０ したがって、地層導電度が高い時は低い送信器周波数（
１０ＫＨｚ）を選択することにより、高い地層導電度に
対する直線性の表い応答を得ることができる。また、地
層の導電度が低い時は高い送信器周波数を選択できる。

第３の面では、波形発生器は重畳された２種類の正弦波
周波数より成る波形を発生するようにプログラムされる
。こうすることにより多数の周波数を同時に用いて検層
を行うことができる。この場合には、各送信器周波数に
対する地層の応答を本発明に従って検出するために、波
形発生４加と自動位相器（および位相検出手段４３の移
相機能を倍にして、各周波数ととに移相機能の１つの組
合わせを用いるよう和せねばならない。

本発明は、　ＣＰＵｌ０からのデジタル指令に応じて。

複数の送信器周波数のうちの任意の１つ、または２種類
かそれ以上の周波数の組合わせを発生するための手段を
波形発生器２６に含む。第３図に示すよ５に、この％’
１例で送信器信号のために示されている３つの周波数は
１０　Ｋｔｌｚ、２０　Ｋｈ、　４０　Ｋｈである。同
じ振幅な臀するそれらの周波数を、アドレス・カウンタ
瀝からのアドレスの同じ順序およびレートで発生するた
めに、ＲＯＭ７０　、７２は各周波数ととに特別にプロ
グラムされる。メモリアドレスの特別の順序に対して、
　ＲＯＭ７０　、７２は１０　ＫＨｚ周波数のサイクル
の半分」２０Ｋｆｌｚ周波叙の完全なｌサイクル、およ
び４０Ｋｈ周波数の完全な２サイクルを発生する。この
特別なシーケンスはＲＯＭ７（１、７２に対する９ピツ
トアドレスの下位７ピツ）　（ＡＵ〜Ａ７）により形成
された可能なメモリアドレス全体のシーケンスを含む。

その９ピツトアドレスのうちの残りの上位２ピツト（Ａ
７．Ａ８）はラッチ鑓の出力から発生される。

それら２つのピットは周波数選択ピッ）Ｆ　　Ｆｌ　　
　１ ヲ表すもので、　ＲＯＭ７０　、７２のためのアドレス
φスペースの３つのアドレス部のうちの１つヲ指定する
。先に述へたように、このアドレス・スペースの中には
、３種類の可能な周波数を発生するためのデジタル大き
さコード語と基準りｐツク発生データが含まれる。１０
　Ｗｋ周波数を発生するものとすると、ＦｏとＦ工は論
理０状態であって、ＲＯＭの下位メモリ場所を選択する
。このＲＯＭメモリアドレス・スペースには１０　ＫＩ
Ｔｚ周波数の１サイクルの半分を発生するデータが格納
される。アドレス・カウンタ簡からの１つ上位のアドレ
スピットＱ。

は、排他的オアゲート７６の１つの入力を制御して、Ｒ
ＯＭの出力端子に発生されたデジタル大きさコード語を
補数演算させるために用いられる。このようにして、１
０ＫＩｌｚ周波数の第２の半サイクルすなわち負の半サ
イクルをＲＯＭ７（Ｉ　門７２から出力された同じ大き
さの値から発生させて、第１の半サイクルを発生させる
ことができる。しかし、２０ＫＨｚまたは４０　ＫＨｚ
の周波数を選択した時にはこの技術は使えない＝ ＲＯＭ７０　、７２のアドレス・スペースのうち、Ｆｏ
とＦユの論理状態により指定きれる、それら２つの高い
周波数２０　Ｋ１１ｚ　、　４０　Ｋｌ（ｚのためのア
ドレス・スペースにおいては、そこに格納される大きさ
の値は発生すべき正弦波形の完全なサイクルを表す。

しかし、３種類の周波数の全てに対してを工、リード５
ＯＫ現われるりｐツク信号を、それぞれの周波数におい
て検層器のコイルと電子装置における特定の移相誤差を
補償するだけ、移相させるようにして基準クロック発生
データが大きさ値に対して格納される。

・１ 移相誤差補償回路 再び第２図を参照して、送信器電流ＩＴの発生と、受信
器信号ｖｒ中の位相成分信号検出とに含まれる回路が検
出された位相成分電圧に移相誤差を生じさせることがあ
る。送信器導体は完全なインダクタではないから、送信
器電流と地層中に誘起された電圧との間の位相角は理想
的なりＯ変位相関係ではない。この位相差は移相誤差と
なり、修正しないでいると位相成分信号の測定値に反映
されることになる。ま史、受信器コイル３ｔと、位相成
分信号自体の検出に含まれる位相検出手段旬により移相
誤差が導入される。ある定常温度においては、リード３
７上の受信器信号ｖｒの位相成分ＲまたはＸと電流ｌＴ
の間の移相誤差はほは一定となる。この一定の移相誤差
のことを静的位相誤差として先に定義した。この移相誤
差の量を変調すると、位相検出手段弘３の電子装置の受
動部品と能動部品との値の温度による変化のような事態
によシ導入される変化となる。本発明のインダクシ冒ン
検層器は温度が深さに応じて変る試掘井の中で動作させ
られるから、それらの移相誤差の本質は動的である。

それらの移相誤差のことを動的位相誤差または温度依存
位相誤差と先に定義した 本発明の検層器は静的移相誤差と、動的に変化する温度
依存移相誤差を自動的に補償する。静的位相誤差はリー
ド３３上の基準クロプク信号をリードｕ上の正弦波送信
器信号を移相することＫよシ補償される。動的な温度依
存移相誤差の自動補償は自動位相サイクルの間に行われ
る。その自動位相サイクルにおいては、テスト信号が送
信器コイル電流ｔＴからと９出されて、正常な受信器信
号として位相検出手段旬へ与えられる。各自動サイクル
の間に、位相検出手段勾に受１器信号３り（この場合に
はこれがリード３３上のテスト信号である）の直交位相
成分信号（Ｘ成分）を検出させるために、リード輻上の
位相基準信号の位相が選択される。いいかえると、リー
ド弘ユ上の位相基準信号は、自動位相サイクル中は、ト
ランス３１からとシ出したテスト信号３３に対して位相
が約２０変異なる。

自動位相サイクル中に検出された位相成分信号の極性を
示すＩＪ　−）”４４３上の帰還誤差電圧ＡＵＴＯφが
自動位相器３コへ帰還される。この信号ＡＵＴＯφは自
動位相器３コに含まれている回路装置を制御して、各自
動サイクル中に、検出された位相成分信号の大きさを零
に近づけるようにする向きに、リート陣ユ上の位相基準
信号を移相させる。各自動位相サイクルが終ると、リー
ド弘コ上の位相基準信号に対して行われた移相の量が次
の自動位相サイクルまで保持される。このようにして、
リード弘２上の位相基準信号の位相を送信器コイル３４
Ｅの電流１丁を周期的に調整することによυ、温度依存
移相誤差を動的に補償できる。自動位相器３２は、送信
器電流１丁に対する２つの位相関係の間で切り換わる１
つの位相基準信号をリード侵に生じ、しかもそれら２つ
の位相状態の間の位相関係は常に正しく７０度であるか
ら、いずれかの位相状態における移相誤差を補償する必
要があるだけである。リード弘二上の位相基準信号が自
動位相４見によりどれだけ移相されるかという事とは無
関係に、位相基準信号において正確に１０度の移相を常
に行見るから、前記λつの位相状態のうちのいずれかの
位相状態における移相誤差を補償するだけでよいといつ
の社本当である。

第参図は、送信器コイル３４！を流れる電流のベクトル
と、コイルに印加される送信器電圧のベクトルと、リー
ド３７における受信器信号ｖｒ中の直角位相成分信号の
ベクトルとの間の位相角関係を示すベクトル図である。

第参図に示されている位相関係は、実際の試掘井中にお
ける本発明のインダクシ曽ン検層器の公称動作条件を示
すものである。

すなわち、検層器の温度は検層器が遭遇すると予測され
る一温度範囲の中間である。前記したように、静的位相
誤差は、リード５０上の基準クロック信号を送信器コイ
ル３ダを流れる電流九対して移相させることによシ補償
される。この移相角が第参図には０３として示されてい
る。

第参図には、各自動位相サイクル中にリード４Ａコ上の
位相基準信号を自動位相器３コが移相させることができ
る修正範囲も示されている。自動位相器３コはリード粘
土の位相基準信号を、その位相状態とは無関係に、この
修正範囲内で移相して動的移相誤差を補償できる。した
がって、受信器信号３７中のＲ位相器分信号をリード粘
土の第１の位相基準信号で検出でき、その後で、第１の
位相基準信号とは直交（り０度）するり一ド粘土の第２
の位相基準信号でＸ位相成分信号を検出できる。

波形発生器３に格納されている位相差を時間の関数とし
て第１０図に更に示しであるＯ＠７０図はリード５θ上
の基準クロック信号と、リード５０上の位相基準信号を
、送信器コイル３４ｃに印加された送信器信号電圧波形
と対照して示すタイミング波形図である０ここで説明し
ている実施例では、１０ＫＨｚ送信信号周波数のｌサイ
クルはよｎ個の増分発生される（この増分の数は選択し
た周波数にもちる／Ｊ［し、２０ＫＨｚではｌコＩ　、
　ＩＲ）　ＫＨＫでは評である）０ 第７０図には、デジタル波形発生器ＪｊＫよシ発生され
たり−ド３ｏ上の基準クロック信号が角度０Ｊだけ移相
されている様子が示されている０リードＩＩユ上の位相
基準信号は送信器信号に対するＲとＸの位相関係で示さ
れている０この位相基準信号に対する位相関係Ｒ，Ｘは
一つの別々信号として示されているが、実際には直角位
相成分のいずれを位相検出手段勾で検出すべきかく応じ
て示される／）または別の位相関係を有するただ１つの
位相基準信号軸だけがある。第１０図は、位相基準信号
に対して、移相の総量は位相角の和０３十〇参（第参図
も参ｆｉ）に等しい状況が示されている。位相角０参は
り−ド粘土の位相基準信号中に自動位相器３２により導
入されて、動的移相誤差を補償する移相角である。

自動位相器３コ 次に、自動位相器３コの詳しい回路図が示されている第
１／図を参照する０この図では、リード５０上の基準ク
ロック信号がＲ−λＲ精密抵抗回路網り４に与えられて
いる様子が示されている。波形発生４易によシ発生され
た逐次近似レジスタ・クロック（ＳＡＲＣＬＯＣＫ）に
は逐次近似レジスタブＯが応答する。このＶジスタデＯ
の出力は精密抵抗回路網りぶへも与えられて、抵抗回路
網りｔの出力！Ｉ　１０１ｒに現われる電圧が、逐次近
似レジスタ９０の現在のデジタル内容により決定される
ＤＣ平均値を有するようになっている。このようにして
、ｒ波された基準クロック信号の平均値は、レジスタブ
Ｏのデジタル内容を制御することによシ、制御できる０
抵抗回路網りｔの出力端子はコンデンサＣ参〜Ｃ７の並
列組合わせにより接地できる０それらのコンデンサは、
デ、アルλ：参ライン・デコーダタｔへ人力させられる
周波数選択制御ビプ）Ｆｇ、Ｆｌに応答して、カードス
イッチｌＯＯを介して選択的に接地される。デコーダタ
ｔと、スイッチｌＯＯと、コンデンサＣ参〜Ｃ７は、レ
ジスタ９０の内容の大きさに従って、ｒ波された前記ク
ロック備考に対して行われる移相を制御する位相制御器
１０ｔを構成する。

抵抗回路網り乙の出力側にコンデンサが存在するために
この抵抗回路網とコンデンサの組合わせは低域フィルタ
として機能し、この低域フィルタはリード５０上のデジ
タル方形波基準クロック信号をｒ波する。この基準クロ
ック信号の平均値は逐次近似レジスタに含まれている値
により変調される。

この電圧波形ｌＯｔは第１０図に示されている。この図
には抵抗回路網り６の出力端子に接続されているフィｚ
ｐ・コンデンサの平滑効果が示されている。

抵抗回路網り６の出力端子に直列接続されているインバ
ータ／１０．　ｌ／コは、ｒ波されて直流バイアスされ
た基準クロック信号をデジタル回路に適当な方形波に変
換する。インバータｔｉｏのようなインバータ・ゲート
の特性は、出力が状態を変える前に入力電流電圧がしき
い値レベルをこえなければならないことである。したが
って、基準信号を平滑にし、その直流平均値を制御し、
インバータ・ゲートのしきい値特性を利用することにょ
シ、インバータｔｉｏ、　ｉｔコの出力端子に現われた
基準信号を僅かに移相させることが可能である。移相さ
れた基準クロック信号が、、第１０図に位相角θ鵜だけ
移相させられている様子が示されている。

リード５０上の移相された基−クロック信号に第１と第
２のフリップフロップ１０２．１０４１が応答する。デ
コーダ〃に与えられた位相選択ビットに応じて、送信器
コイル電流１丁に対して８位相関係またはＸ位相関係の
いずれかを有する位相基準信号を７リツプフロツプ１０
コがリード弘コに出力するように、それらのフリップフ
ロップ１０コ、１０参は相互に接続される。それらの位
相選択ビットはフリップフロップへのプリセット入力と
クリヤ入力を制御するために用いられる。

フリフプフロップｌＯコ、ＩＯ参の初期論理状態をプリ
セット人力およびクリヤ入力により制御することにより
、送信器電流１７に対するλつの位相関係の間で正確に
９０度だけ移相された方形波信号がフリップフロップｌ
Ｏコの出力端子に発生される。

この正確な位相変化関係により、直角位相成分信号Ｒ，
Ｘを１つの位相検出４侵により正確に検出できる。どの
送信器周波数を選択するかに応じて、カプトスイッチｉ
ｏｏは抵抗回路網デ乙の出力端子へ適切な接地コンデン
サＣ４Ｉ−〜Ｃ７を選択的に接続する。

自動較正回路 試掘弁内の環境で使用するのに適する種類の信号処理回
路に共通の問題は、回路を構成する部品の温度ドリフト
などによシひき起される非直線性を含む伝達関数の非直
線性である。また、装置の利得は信号のレベルによって
大幅に変ることがあシ、この問題は信号のレベルが広い
範囲にわたって、たとえば数桁の範囲にわたつて変化す
ることがあるインダクク曹ン検層の場合に一層顕著であ
る。十分に異なる信号レベルに装置の利得を定めるには
単点較正が全く不適当であることがある。

とくに、比較的大きな一つの被測定信号の差が小さいも
のとして最終結果が計算される装置は、不正確な較正の
結果として存在する小さな誤差に対してとくに感度を示
す。

この問題をほぼなくすために、予めプログラムされたパ
ターンに従って一定の時間間隔で測定チャンネルへ切シ
換えることができる較正回路を本発明は含んでいる。送
信器出力のサンプルがとシ出されて較正信号の発生に用
いられる。第２図の回路は、トランスコ９の出力タップ
点ａ、　ｂ、　ｃ、　ｄＫ較正信号をとシ出すために、
本発明の一実施例による自動較正回路を含んでいる。ト
ランスコブは地層応答信号の予測される範囲をほぼカバ
ーするのに十分なレベルで多くの信号を生ずるように作
られる。制御器ｎが較正信号の１つと正常な受信器信号
ＶｒＯ間で測定チャンネルを順次切シ換える。

前記した自動サイクルの間は、制御スイッチＳ２がタッ
プＡを使用すべきテスト信号として選択する。自動較正
サイクル中は較正タップのいずれか１つを使用できる。

温度変化その他の原因で送信器または測定チャンネルの
出力が変化すると、較正信号および受信信号がそれに比
例して変化するから、このドリフトの補償が可能となる
。

λつの信号の比を求め、較正回路の固定値に対する地層
の特性を決定するという線形化式を得ることができる。

以後の地層信号デ′−夕に適用される修正を表す較正測
定の結果を基にして、ＣＰＵ１０がその式を計算できる
ようにｆるために数学的な手法がＣＰＵ１０において用
いられる。この数学的手法は、本質的には、較正テスト
信号応答を数字関数に通用することである。この関数は
、通常の回路解析技術を用いて検層器の回路設計のモデ
ルから得られる、検層器の計算された伝達関数を表す。

実際には、伝達関数における数値定数を再計算するため
にテスト較正点が用いられる。

式で用いられるそれらの数値定数は、温度ドリフトの予
測される大きさによシ決定される時間間隔で周期的に再
計算される。このやシ方の結果を第７３図に示す、この
図において、検層器の伝達関数が出力信号Ｓｏ対大入力
信号ｌのグラフとして示されている。参つの出力ｙ工ｒ
　）’２１　）’５１３’４を生ずる参つの較正点Ｘｌ
＊　１２　、　Ｘ５　、１４が示されている。

それらの出力はＸ工〜Ｘ、の振幅についての知識を基に
修正式を計算するために用いられる。コンピスータによ
シこの式に適用される次の地層データＳ。

はほぼ修正されてＳｌに極めて近い見かけの信号Ｓｌ′
を生ずる。検層器の測定チャンネルに非直線性を生じさ
せる物理的な原−を解析すると、実際の伝達関数の七デ
ルとなる方程式を誘導できる。そうすると、修正式を得
るためにその方程式を反転することが可能である。式に
最小自乗法を用いる別の方法も使用できる。

多重較正点ｘｌ−−は、各信号の間の比が精密であるこ
と、全体の絶対レベルが一定であること、のコつの要求
を満さねばならない。本発明では（第２図参照）、精密
抵抗Ｒが一定の絶対的な大きさを定め、多くの巻線比の
巻線を有するトランスコブが温度に対して安定である較
正信号を供給する。

したがって、温度に対して安全であること、という要求
は測定チャンネル回路から較正回路へ移される。

ノイズ信号が地層中または検層器の回路のいずれかで地
層信号に混じることは避けられない。いずれの場合でも
、較正の間に装置によシ費される時間は平均化によシ（
たとえばＣＰＵ１０を用いて）Ｓ、Ｇ比を向上するため
に用いることができる時間が失われることになる。地層
信号に加わるノイズのために較正信号／ノイズの比を低
くするのに余分な負担がかかることになる。最終的な計
算結果Ｓｔは地層信号と較正信号が組合わされたもので
、それぞれのノイズ寄与も含まれる。２種類の信号が逐
次測定されるから、ランダム過程によシ発生させられた
ノイズ成分（たとえばジ璽ンソンノイズ）の間に相互関
係はない、したがって、最終的なＳ／Ｎ比を最高にする
ために一つの信号の測定において検層器によシ費される
相対時間に対して最適な解を見出さねばならない。

計算金簡単にするために、較正点が１つの場合について
考えて見るととにする。これは、装置における非直線性
（および関連する修正）が小さければ、許容できる近似
である。較正点が１つの場合には次式が得られる。

ここに、 Ｓａ＝　　較正信号 ８３　＝　　地層信号 Ｎｌ　＝　　地層ノイズ／単位帯域幅 ＮＲ−受信器ノイズ／単位帯域幅 Ｔｃ＝較正時間 一＝測定時間 である。これらは全て受信器の入力端におけるものであ
る。

較正信号Ｓｃを測定するために許される最長時間は、温
度変化によるこのパラメータの比較的遅いドリフトによ
シ決定さ・れ、シ乍比を最高にするためには、単位帯域
幅当りのパワーが一定の「白色」ノイズの場合における
帯域幅よシも帯域幅が広くてはならない。地層信号Ｓｌ
は、検層器が試掘弁の中を降ろされる時に、岩質地層の
変化する構造を分解するのに十分な帯域幅で測定せねば
ならない。

これは、トラツスデエーサアレイの空間的な分解能と、
検層器を動かす速さに依存する。両方の場合に、連続し
て得られる測定値を平均化するコンビエータを用いて帯
域幅を調整できる０種々の作業上の要求に合わせて検層
の速さｉ門える場合には、試掘弁に沿う距離の関数とし
てサンプルを平均化することにより、８／Ｎ比を自動的
に最適にするために帯域幅を適応させるようにコンビエ
ータがプログラムされる。このようにして構成された装
置では、検層の速さを変えることによｆｉｓ／ｌ’Ｊ比
を自由に変えることができる。

地層パラメータ（Ｐ）の最後の計算は全地層信号と全較
正信号の比をとることによシ行われる。

ノイズは加算されるから、別々のＳ／Ｎ比を組合わせる
ために部分導関数法を用いることができる。

測定と較正の完全なｌサイクルに利用できる合計時間を Ｔ　＝　Ｔ、　＋　’ｒ、　　　　　　　　　　　　　
　＋４１とすると、 となる。この関数は測定時間の一部で起る明確な最大点
を有する。

この解析は検層器において逐次測定のプログラムを最適
化するために使用できる。しか、シ、先に説明したよう
に、最後の積分時間（Ｔｍ、Ｔｅ）は、ある特定の状況
に適合させるように、コンビエータによシ更に調整でき
る。

Ｓ／Ｎ比を高くする最も効率の良い方法は、連続して行
われる各接続において利用される引き続く時間間隔の間
に検層器が信号を積分することである。浮動小数点〜小
変換器４４６がこの機能を行う。

引き続く時間間隔の長さが等しいとこのプロセスは簡単
となるが、これは式＋６３　、　（７）から計算した最
適地層／較正時間比と衝突することがある。

サンプルのパターンを調べるととＫよシ問題の解を知る
ことができることもある。たとえば、’ｒｍ／Ｔの最適
値が約０．７１すなわち入である時は、較正ごとに地層
測定を３回行うことができる。すなわち、較正（タップ
人）、地層、地層、地層、較正（タップＢ）、地層、等
、、このパターンは制御器ｊ、Ｚｌｃ格納され、検層器
の実際の作業条件や性能の変化に合わせて修正できる。

浮動小数点アナログ−デジタル変換器ｔ６次に、双極性
浮動小数点へ小変換器ｔ６の詳しｂ回路図が示されてい
る第１２図を参照する。このん小変換器は単極性変換器
として動作することもできるから、以下は単極性変換器
としての動作について説明する。位相検出器りの出方が
電圧−周波数（Ｖ／Ｆ）変換６弘５へ与えられる。この
Ｖ／Ｆ変換器はリードｌ参７を介して与えられる入力ア
ナログ電圧の大きさに比例するデジタル・クロック周波
数信号／Ｊ／を生ずる。本発明の変換器の基本的な原理
はリード４Ｕ／ｉ与えられた検出された成分信号を、■
汐変換器弘Ｓからのクロック・サイクルを直列接続され
ている非同期１２ビット−進カウンタｌコｔ、／３０で
累算することＫよプ、所定の時間Ｔ１にわたって積分す
ることである。各時間Ｔ１が切れるたびにカウンタ／２
４．／３０の内容が、直列接続されているシフトレジス
タ・ユニｙ）／λｊ、／３≠より成るシフトレジスタへ
転送される。

デジタル・インダクシ冒ン検層の特徴は、位相検出弱り
のような位相検出器の出力端子に、検層されている地層
の導電度の関数として発生される信号のダイナミックレ
ンジが非常に広いことである。この広いダイナミックレ
ンジにわたって適正に機能させるために、各時間Ｔ１の
間にＩＦ変換器弘Ｓからのクロック・サイクルを累算す
るのに多数のλ進カウンタ段を必要とする。多数のクロ
ック・サイクルを作ることができたとしても、２つのカ
ウンタｌλｔ、／３０の全内容を地上へ送る必要はない
。それよりも、データ圧縮を用いるととにより、各変換
時間が終った時にカウンタｌコロ、ｉ３゜に含まれてい
る２進数を、大きさを表すデジタルコードと、指数を表
すデジタルコードを有する浮動小数点の数へ変換する。

大きさと指数とのための桁の数はカウンタ／Ｊｊ　、　
ＩＪＯに含まれるビットの総数よシ少い。このようにし
て、本発明の検層器によりデジタル・サンプルは、地上
への伝送後でのＣＰＵ１０による浮動小数点計算を容易
に行え、地上へ知らされるデータの量を大幅に減少させ
られる。

、／Ｊ　り７り／２４．　ＩＪＯに累算された変換カウ
ントを変換するために、シフトレジスタｌコｔ、　／Ｊ
λ。

１３参には各変換時間が切れた時にコ進カクンタｌλ４
．／ＪＯの内容がロードされ、シフトレジスタ／２１．
　ｌＪ２．１３４４の出力ビットのサブセット数から形
成されたデジタル語の最上位のピッ）　ＣＭＳＢ）が論
理！（双極動作が用いられたとすると、デジタル・サン
プルの符号に応じて論理ｌまたは論理０）を含むように
桁送ルさせられる。出力ビットのこのサブセットはコ進
カウンタｌλｔ、／３０に含まれているビットの総数よ
り少く、このようにして得た浮動小数点数の大きさを表
す。第１コ図に示されているよう罠、カウンタ／Ｊ４．
　／３０の上位／コビットは浮動小数点数の大き′さと
して出される。ダクンカクンｐ　ＩＪｔが桁送シハルス
に応答する。それらの桁送、〕ハルスを１個受けるたび
にダウンカウンタがそのカウントをｌカウントだけ減少
するように、それらの桁送りパルスはシフトレジスタ／
２１．　ＩＪＯ，／Ｊ４ｔを桁送シする。参ビット・ダ
ウンカウンタｔ３ｒは浮動小数点変換値の参ビット指数
を構成するＯ各浮動小数点変換の開始時に、ダウンカウ
ンタＩＪＩの内容が全て「ｌ」のノシターンにプリセッ
トされる０ シフトＶジスタｌコｒ、ｔｘコ、　ＩＪ参に含まれてい
る内容の桁送シは、λつの事象、すなわち、浮動小数点
値のための大きさコード語の最上位のビット位置に論理
ｒ／Ｊが現われるか、カウンタ／３１のカウント値がＯ
になるか、のいずれか一方が起きるまで、左へ連続して
行われる０それら２つの事象のいずれかが起ると、桁送
り動作は停止され、大きさの値と指数の値が〜勺変換器
侮から浮動小数点変換サンプルとして送られる０別の装
置では、前記したように、ｒ／Ｊまたは「Ｏ」を含むＭ
８Ｂは、データをもう１回桁送りすることによりなくさ
れ、失われたビットを回復するための手段が後の復号に
おいて設けられ、浮動小数点サンプルの確度を高くでき
る０ 変換サイクル時間Ｔ１の長さと、η々変換器弘Ｓの比例
定数が、デジタルの大龜さの浮動小数点値と指数の浮動
小数点値を、リード弘／に与えられる検出された位相成
分信号の振幅値へ変換するための変換定数を決定する。

単極性動作を行うためには、η１変換器Ｑは一６ｊ−一
〇θ℃の全ての温度において２００〜ＪＯＯＫＨｚ／Ｖ
　ｆ）変換係数と、／ｍＶ−１０Ｖ（＃０ｄｂ）のダイ
ナミックレンジを有する。

以上説明した各回路はインダクシ冒ン検層において遭遇
する極端な温度現境で動作させるためのものである。−
００℃以上の温度もまれではない。

したがって、そのような温度になると、回路部品の選択
、配置および設計に注意を払って、回路が機能を行い続
けることができるよりにする。

第を図には第１コ図に示されている双極性ヤΦ変換回路
における種々の信号のタイミング図が示されている。双
極性モードで動作している時のＭ勺変換器幅の動作は、
入力の極性に応じてアップカウントまたはダウンカウン
トするようにカウンタｌ−４，ＩＪＯが構成されること
を除き、先に説明した単極性モード動作とほぼ同じであ
る。双極性動作では、位相検出４句からの入力電圧歪と
負の双方に移行する。単極性動作では、電圧移行は常に
正である。第６図はリードｔｌ上の信号に対する可能な
双極性電圧信号を示す。双極性ヤΦ変換器として動作さ
せるために、前記η１変換器４ＡＳはその人力信号の大
きさの絶対値に関係する周波数を有する出力信号を生ず
る。すなわち、入力信号の大きさの絶対値が同じであれ
ば、その入力信号の極性とは無関係に同じ周波数が発生
される。　□正と負の入力電圧を識別するために、比較
器ｌコアはリート″４ｃ／上の信号に応答してカウント
制御信号ＵＰ／ＤＯＷＮ　Ｃ０ＮＴＲ０Ｌ　を生じ、そ
の信号をカクンタｌコ４．　／３０へ与える。第６図に
示すように、リード弘／上の信号が正の時はカクンタ／
ＪＡ。

１３０はアップカウントし、負の時はダウンカウントす
る。このよう圧して、各カウント期間Ｔｌが終った時の
カクンタ／２４．　／ＪＯのカクンタ値は入力信号弘ｌ
の１つの期間にわたる平均値゛を含み、カクンタｌコＡ
、　ｔｓｏ中のカクンタ列の最後のカウンタ中の最上位
のビットは平均値の極性を表す。

各カウント期間ｉｌが終るとリセット信号ＲＥＶＥＴが
カウンタｌ−４，ｔ３ｏをリセットし、次のカウント期
間が始まる。それと同時に、いま終ったばかりのカウン
ト期間あ時に得たカウント（これはいまはシフトレジス
タｉ２ｒ、　／Ｊコ、　／Ｊ参に含まれている）を前記
したように浮動小数点サンプルに変換できる。いいかえ
ると、各カウント期間が始まると、変換４偏により得ら
れた積分されたサンプルは浮動小数点サンプルに変換さ
れ、地上へ送るために利用できるようにされる。

□動作の概要 正常な動作においては、本発明のデジタル・インダクシ
■ン検層器ｌは地上のＣＰＵ１０から送られてきた指令
信号とデータ信号に応答して、複数の送信器周波数の中
から１つの送信器周波数を選択し、または多くの周波数
を同時に選択する。可能な最も正確な測定値を自動的に
得るために、選択される周波数は測定されする地層の実
際の導電度のようなことを基にできる。デジタル波形発
生器コは周波数選択信号に応答して、低ひずみで、位相
の安定度が高く、λつかそれ以上の重量された正弦波信
号よシ成る正弦波状の送信器周波数信号をデジタル的に
発生する。この送信器信号は送信器コイル３ダヘ与えら
れる。重ね合わせの原理を用いて、前記複合波形の種々
の周波数をあたかも別々であるかのように考えることが
できる。以下は、正弦波送信器出力の場合についての説
明である。

この送信器コイル中に流れる電流によシ地層中に生じた
磁界に応答して地層中にうず電流が誘導される。それら
のうず電流によっても磁界が誘導され、それらの磁界は
受信器コイル３４と鎖交して受信器信号Ｖ、を生ずる。

この信号ｖｒはリード３７を介して１つの位相検出器り
へ与えられる。この位相検出４侵は試掘井の各測定点で
、受信器信号ｖｒに含まれている直角位相成分Ｒ，Ｘを
逐次検出し、地層の導電度を表す信号を得る。

本発明では成分Ｒ，Ｘは１つの位相検出器により逐次測
定されるが、それらの測定を逐次行う速さは十分に高い
から、与えられた深度点におけるＲとＸの測定は、検層
器が静止させられている間にＲとＸの測定を行って得た
のと同じ測定値が得られる０いいか見ると、本発明は、
測定は逐次行うが、各深度点でほぼ相互に関連するＲと
Ｘの測定値を得るものである。それらの直角位相成分の
積置かつ正確な測定を行うために、本発明は、インダク
シ冒ン検層器自体の回路部品に°よシひき起される移相
誤差を補償するものである。それらの移相誤差には静的
移相誤差と、動的移相誤差すなわち温度依存移相誤差と
の一つのがある。

デジタル波形発生４易は、リードＵ上の正弦波送信器信
号に対して所定の位相関係を有する基準クロック信号も
リードＳＯ上に生ずる。この基準クロック信号に応答し
て自動位相器３コは位相基準信号を発生し、その信号を
リート憧コを介して位相検出器％へ与える。基準クロッ
ク信号と送信器信号の位相差によシ靜的移相誤差が補償
される。温度依存移相誤差を補償するために、正常な検
層作業中に自動位相サイクルが周期的に行われる。この
自動位相サイクル中に、所定のテスト信号が送信器電流
ＩＴからとシ出されて位相検出器りへ与えられる。この
場合Ｋｔｉ受信器コイル３４からの正常な受信器信号で
はない。

位相検出器Ｑの出力の極性は検出されてから、帰還誤差
信号として自動位相器３コヘ与えられる。

この帰還誤差信号は、自動位相器３コを制御して、リー
ド軸上の位相基準信号を、位相検出４侵の出力を零にす
る向きに移相させる。送信器電流ＩＴから得たテスト信
号中はＸ成分を含まないことがあるから、検出した位相
成分信号が実際に零であるようにする向きに位相基準信
号を移相させることにより、ＲまたはＸ位相成分信号の
全ての測定値中に存在する温度依存移相誤差を自動的か
つ動的に補償することがわかる。

正常な検層作業中は、１つの位相検出４侵によシ逐次検
出されたＢとＸの位相成分信号は、ダイナミプクレンジ
が広い浮動小数点ヤΦ変換器侘によシ浮動小数点デジタ
ル・サンプルに変換される。

したがって、本発明は、更（処理するために地上のＣＰ
Ｕ１０へ送られる前は８／Ｎ比が最高である井戸内の受
信器信号ｖｒ中の成分信号ＲとＸの非常に精密かつ正確
なデジタル測定値を得ることができる０ 受信器信号中の成分の逐次測定中に、検層器は送信器電
流１丁から得た一連の所定の較正信号を生じ、その信号
を、通常与えらｎる受信器信号■、の代りに位相検出４
旬へ与える。このようにしてその較正信号に対して得ら
れた信号から、地上のＣＰＵ１０は、信号測定値を修正
して検層器自体の伝達関数内の非直線性をなくすための
修正式を発生できる。それらの非直線性は広い信号範囲
における利得の非直線性や、回路部品の温度ドリフトな
どによりひき起されるものである。

【図面の簡単な説明】 第１図は試掘井を検層するために設けられたデジタル・
インダクシ、ン検層装置の略図、第一図は第１図に示す
デジタル・インダクシ冒ン検層装置の機能回路プロ、ツ
ク図、第３図は受信器コイル装置内に誘導された電圧が
送信器電流周波数の関数としてどのように変化するかを
示す位相図、第参図は送信器コイル装置内の電流と、送
信器電圧出力と、受信器コイル装置内で受けた信号Ｒ，
Ｘとの間の位相関係を示す位相図、第ｓ人、ｊＢ図は第
７図に示されている制御器の詳しい回路図、第を図は第
コ、ｌコ図に示されている浮動小数点ヤΦ変換器の種々
の信号のタイミング図、餉７図は時間間隔を発生するた
めの制御器ファームウェアルーチンの流れ図、第ｔム、
ｔＢ図は第ｊＡ。 ７８図に示されている制御器のファームクエア用のファ
ームウェア流れ図、第りＡ、り８図は送信器信号を発生
するデジタル波形発生器の詳しいブロック回路図、第１
０図は受信器信号中の位相成分ＲとＸを検出するために
位相検出器へ与えられる位相基準信号と送信器信号電圧
波形の位相関係を示す図、第１／図は第２図に示されて
いる回路に含まれている自動位相器の詳しいブロック回
路図、第１コ図は第２図に示す浮動小数点ヤ争変換器の
詳しいブロック回路図、第１３図は自動較正ａｍ化技術
を示す図、第１４Ａ図は種々の送信器周波数に対する受
信器信号と地層導電度の関係を示すグラフである。 １０・・・ＣＰＵ、／コ・・・テレメータ送信器−受信
器、−・・・制御器、メ・・・クロック、易・・・波形
発生器、３／・・・トランス、３コ・・・自動位相器、
３ダ・・・送信器コイル、３６・・・受信器コイル、％
・・・位相検出器、侘・・・浮動小数点Ｍ）変換器、弘
ｌ・・・状態ユニット。 出願人代理人　　猪　股　　　　清 ノλｆ３ ｎｌ ノ乞ｔｌ 八０ １δＯ＋ Ｊ”、５−、ｓｎ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、格納されているデジタル・データ信号から発生され
   た送信器信号Ｋ［答して地層中に５ず電流を誘導させて
   流させる送信器コイルと、それらの電流Ｑ存在に応答し
   て地層特性信号な発生する受信器コイルとＹＮＬ、特性
   信号の少くとも１つの成分！を核成分と同相の基準位相
   信号に応答して位相検出器で測定するデジタル・インダ
   クション検層装置において、この検層装置はうず電流の
   発生と特性信号の位相成分信号の検出とに関与する電気
   回路により成分信号測定中に導入された移相誤差を補償
   するための装置を含み、この装置は、 メモリ・アドレス信号に、応答してデジタル基準位相信
   号音発生するデジタル記憶装置と、送信器信号を発生す
   るために用いられる前記デジタル・データ信号出力に同
   期し【前記記憶　　　　　゛装置のためのメモリ・アド
   レス信号を発生するアドレス発生器と、 を儂、え、発生される基準位相信号が、発生される送信
   器信号に対して、検層装置内の回路により導入された位
   相誤差な補償する向きに移相させられるように、前記記
   憶装置内の基準位相信号の発生のためのデジタル・デー
   タ信号が送信器信号の発生のためのデジタル−データに
   関連して格納されている−とを特徴とするデジタル曇イ
   ンダクシ璽ン検層装置。 ２、特許請求の範囲第１項記載の装置であって。 前記デジタル記憶装置はデジタル・クロック信号音発生
   し、前記デジタル・クロック信号に応答して前記デジタ
   ル基準位相信号を発生する自動位相器を備え、前記装置
   は、 送信器信号を表すテスト信号または特性信号′ｌｋ前記
   位相検出器へ与える信号として選択する選択器と、 前記位相検出器により検出された成分信号の大きさを示
   す帰還誤差信号な発生する手段と、′を儂え、 前記選択器は自動位相サイクル中和テスト信号を選択し
   、前記自動位相器は送信器信号と位相が匍度異なる基準
   位相信号を発生し、前記自動位相器は検出された特性信
   号を最小にする向きに基準位相信号を移相させることに
   より、特性信号を得ることに関与する回路により導入さ
   れる変化する位相誤差を周期的に補償することを特徴と
   する装置。 ３、％許請求の範囲第２項に記載の装置であって、鵠記
   自動位相器は。 帰還誤差信号に応答して基準位相信号に加えるべき移相
   量を表すデジタル信号な発生するｉ次近似レジスタと、 デジタル信号を制御電圧に変換するデジタル−アナログ
   変換器と、制御電圧に応答して前記記憶装置からのデジ
   タル・クロック信号を制御電圧の大きさにしたがって移
   相させる位相制御器とｔ備えることｔ％徴とする装置。 ４、％ＦＦ請求の範囲第３項に記載の検層装置であって
   、前記位相制御器は 制御電圧とろ波されたデジタル・クロック信号１アナロ
   グ的に加え合わせることにより、特性信号の周波数と同
   じ周波数を有し、かつ制御電圧の大きさにより平均値が
   制御される波形を得るための加算ろ波器と、 この加算ろ波器からの出力九応答して、移相させられた
   １準位相信号をとり出すために用いる移相させられた方
   形波特性信号を発生する方形化手段とを備えることを特
   徴とする装置。 ５、特許請求の範囲第３または４項に記載の検層装置で
   あって、前記自動位相器は第１と第２の７リツプフロツ
   プを含み、それらの７リツプフロツプは移相させられた
   基準位相信号に応答し、かつ自動位相サイクル中和第１
   の７リツプフロツプからの出力信号ｔ９０度選択的に移
   相できるよ５にそれらの７リツプ７１２ツブは相互に接
   続°され、前記第１の７リツプフロツゾの出方信号は基
   準位相信号を含むこと１に％徴とする装置。 ６、特１ｒｆ、＋！求の範囲第１〜５項のいずれかに記
   載の装置でもつ【、送信器信号音発生するために格納さ
   れているデジタル・データ信号は、前記アドレス発生器
   が送信器信号発生データとデジタル・クロック発生デー
   タを前記記憶装置に同時に発生させるように、前記記憶
   装置に格納されることを特徴とする！１ｃｎｔ。 ７、送信器信号に応答してうず電ｆｔを誘導させ【地層
   中和流させる送信器コイルと、誘導された５ず電流に応
   答して地層特性信号を発１する受ｇｌ器信号とを封し、
   特性信号の少（とも１つの成分を位相検出器で測定する
   デジタル番インダクション検層装置において、電気回路
   により特性信号測定値に導入された位相誤差を補償する
   方法であつ【、送信器信号上発生する過程１ｋＩｌｓえ
   、さらに。 送信器信号に対して所定の位相関係７に有する位相基準
   信号を発生する過程と、 地層特性信号と位相基準信号を位相検出器に与えて位相
   基準信号と同相の特性信号成分な検出する過程と、 葎）送信器信号や表すテスト信号を発生し、（ｂ）　　
   テスト信号を位相検出器へ与え、（Ｃ）　　テスト信号
   と位相が頒度異なる位相基準信号を位相検出器に与えて
   、移相誤差特性信号を表す出力を位相検出器から発生さ
   せ、（ｄ）　　移相誤差特性信号を零にする向きに位相
   基準信号な移相させて検層装置の回路により導入された
   位相誤差を補償する、 ことにより他の位相誤差を周期的に補償する過程と、 を儂え、送信器信号に対する位相基準信号の所定の位相
   関係が位相誤差を補償することな特徴とする電気回路に
   より成分信号に導入された位相誤差を補償する方法。 □ ８、特１ＦＦｉ求の範囲第７項記載の方法であって、送
   信器信号と位相基準信号を発生する過程は、デジタル・
   メモリの場所に送信器信号の振幅を表すデジタル信号な
   格納する過程と、送信器発生信号と移相誤差基準発生信
   号がメモリから同時に読出された時に１得られた位相基
   準信号が送信器信号に対し【所定の移相誤差関係を有す
   るように、送信器信号発生信号に対して移相誤差発生信
   号をデジタルメモリ場所に格納する過程と、 を備えることを特徴とする方法。 ９、特許請求の範囲第８項に記載の方法であって。 他の位相誤差を周期的ＶＣ禰償する過程は。 送信器コイル中の電流を検出することによりテスト信号
   を発生する過程と、 地層特性を表す信号として受信器コイルからの地層特性
   信号ではな（てテスト信号を選択する過程を含むことｔ
   ％黴とする方法。 １０、送信器コイルと地層の信号特性な発生するための
   受信器コイルを含み、地層の特性を測定するために地上
   の装置に組合わされて試掘井中で動作させられるインダ
   クシ１）検層装置であつ：ｌ て。 所定の周波数を有する正弦波送信器信号を発生する波形
   発生器と、 この波形発生ａＫ応答して基準位相信号を発生する基準
   信号発生器と、 １準位相信号に応答して、特性信号の成分のうち送信器
   信号と同相の成分（８）の大きさを示す出力信号と、特
   性信号の成分のうち送信器信号九対し【直角である成分
   （３）の大きさを示す出力信号とを交互に発生する°１
   つの位相検出器と、を備えることを特徴とするインダク
   ション積層装置。 ＩＬ％許請求の範囲第１０項に記載の種層装置であって
   、特性信号の直角位相成分を得る時に検層装置の回路に
   より導入された位相誤差′ｔ−補償する補償器を備え、
   この補償器は。 前記位相検出器へ与えられる特性信号としてテスト信号
   な送信器信号からとり出すための手段と、 前記位相検出器からの成分出力信号の大きさ、１ を示す帰還誤差信号音発生して前記基準備考発生器へ与
   える手段と、 前記位相検出器からの出力を小さくする向きに基準位相
   信号を移相させる手段と、 を備え、基準位相信号と送信器信号の位相差は匍度であ
   ることｔ特徴とする検層装置。 １２、特許請求の範囲第ｎまたはＩＩＪ！に記載の検層
   装置であって、前記位相検出器の出力な表すデジタル信
   号を得るためのアナ日グーデジタル変換器と、デジタル
   信号音検層装置の出力として地上の装置へ送るための手
   段とを備えることｔ特徴とする検層装置。 １３、正弦波送信器信号ＶＣ応答して地層中にｍ痒を誘
   導させる送信器コイルと、その磁界の結果として地層中
   を流れる電流から誘導される受信器信号を発生するため
   の受信器コイルとを含み、地層の特性を示す受信器信号
   中の直角成分を得るインダクション検層装置において。 正弦波送信器信号を発生する過程と、 送信器信号に対する位相関係が第１の位相関係から第２
   の位相関係へ又互に変化する周波数を有し、第１の位相
   関係の時と第２の位相関係の時とで互いに位相が正確に
   匍度異なる位相基準信号な発生する過程と、 受信器信号の成分信号のうち位相基準信号の各位相と同
   相である成分信号を検出する過程と、を備える直角位相
   成分を測定する方法であって、 受信器信号と位相基準信号ｔ１つの位相検出器に与えて
   、１つの位相検出器により受信器信号の直角位相成を正
   確に得ることができるようにする過程を備えること１ｋ
   ｌ＃徴とする直角位相成分を測定する方法。 １４、％許請求の範囲第１３項に記載の方法であって。 受信器信号の各直角位相成分の検出は前記位相検出器に
   おい【逐次性われること１に％徴とする方法。 １５、送信器信号に応答して流すべき地層電流を誘導さ
   せるための送信器コイルと、地層電流の結果として地層
   信号音発生する受信器コイルとを含み、試掘井が貫通し
   ている地層の特性を示す地層信号を測定するインダクシ
   目ン検層装置において、正常な検層作業中に検層装置の
   全体の伝達関数を自動的丸線形化する方法であって、（
   ａ）　　予測される地層応答信号の範囲（ゎたって変化
   する異なる振＠ｙ！ｌ′ＮＬ、かつ相互間に所定の正確
   な比ＶＯＷする複数のテスト較正信号を送信器信号から
   発生する過程と、 （ｂ）　　正常な地層信号の代り（テスト較正信号のう
   ちの選択した１つの信号和対する検層装置の出力応答を
   周期的に測定する過程と、（Ｃ）　　テスト較正１号に
   対する検層装置出方応答を基にし【線形化訂正関数を決
   定する過程と、（ｄ）　　地層信号九対する続いて得ら
   れた検層装置応答へ線形化訂正関数を、それらの測定の
   ための検層装置伝達関数として与える過程と、を備え、
   過程（ｂ）〜（ｄ）”ｔ−周期的にくりかえすことによ
   り、正常な検層作業中に行われた全ての地層信号測定九
   対する直線的な全体の検層装置伝達関数を得ることｔ特
   徴とする、イン／クシコン検層装置の正常な検層作業中
   の全体の伝達関数を自動的に縁形化する方法。 １６、特許請求の範囲第１５項に記載の方法であって。 テスト較正信号な発生する過程は。 １つの基準テスト信号を発生する過程と、温度変化をあ
   まり感じない電気回路において複数のテスト較正信号な
   とり出すことにより、温度が変化しても相互間に正確な
   振幅比を保つテスト較正信号な得る過程と、 を備えることを特徴とする方法。 １７、特許請求の範囲第１５または１６項に記載の方法
   であって、選択された１つのテスト較正信号に対する検
   層器の出力応答を測定する過程は。 （１）　　正常な情報信号として測定回路に与えるべき
   信号として複数のテスト較正信号の中から次のテスト較
   正信号を所定の順序で選択する過程と、 （′ｂ）選択されたテスト較正信号に対する検層器の出
   力ゐ答を測定時、−中和測定する過程と、（Ｃ）　　正
   常な情報信号に対する検層器の出力応答を次の測定時間
   中に測定する過程と、 （ｄ）　　過１ｉ（Ｃ）’Ｌ’所定回数くりかえす過程
   と、（ｅ）　　正常な検層作業中和過程（１）〜（ｄ）
   ｖ＜つかえす過程と、 を含む特徴とする方法・ １８、特許請求の範囲第１６項九たは１７璃（記載の方
   法であって、線形化数を決定する過程は、数値係数を含
   む式を、検層器の穫々の回路モデルから、検層器の伝達
   関数に対して得る過程と、伝達関数の式を測定した較正
   点にあてはめることＫより、テスト較正信号に対する検
   層器の出力応答から数値係数の値を再計算する過程とｖ
   ｆｌえ、再計算された数値係数は検層器の伝達関数に体
   する新しい線形関数を生ずることＶ特徴とする方法。 １９、％許請求の範囲第１５．１６．１７または１８項
   に記載の方法であって１選択されたテスト較正信号に対
   する出力応答を周期的に測定する過程とそれらの応答を
   基にして新しい線形化関数な決定する過程は互いに独立
   した速さで行われ、新しい線形化関数を決定する過程は
   、伝達関数の予測された変化から決定された間隔で、検
   層器の周囲温度の変化の関数として実行されることなの
   直角位相成分な測定するためにワイヤラインケーブルに
   より試掘弁の中につり下げられるインメクション検層器
   な備え、所定の周波数の送信器信号に応答して地層電流
   を流させ、かつそれらの地層電流に応答して発生された
   受信器信号を測定する仁とにより地層の特性ｔ’ｌｊ定
   するインダクション検層装置であって、 正常な受信器信号の代りにテスト較正信号を所定の順序
   で発生し、かつ周期的に与えるための信号手段と、 テスト較正信号に対する応答信号にあてはめることによ
   りそれらの応答信号から検層器九対する再計算された線
   形化関数を周期的に得るための手段と、検層器の伝達関
   数として用いられる再計算された線形化関数を、正常な
   受信器信号に対するその後に得られた出力応答に適用す
   る手段とｔ含み、前記検層器に結合されて、測定された
   直角成分信号から地下の地層の特性デ−タを表す信号音
   発生する地上に設けられる中央処理装置と、 を備えることを特徴とするインダクション検層装置。 ２１、特ＩＦＦ請求の範囲第加須に記載の装置であって
   。 繭記検層器は 正弦波送信器信号に応答して地下の地層中和磁界を誘導
   させる送信器コイルと、 地層の特性を示す受信器信号音発生する受信器コイルと
   、前記中央処理装置からの指令と制御信号に応答して検
   層器の内部タイミングおよび機能動作を制御する制御器
   と、 前記送信器コイルに与える正弦波送信器信号を前記制御
   器ｖｃ１１５答して発生する波形発生器と、受信器信号
   に応答して受信器信号中の直角位相成分を検出する位相
   検出器と、 を儂え、　　　　　　　　　　−１ 鵠配信号手段は送信器信号に応答して、予測される地層
   応答信号の範囲にわたつ【変化する振幅の異なる複数の
   テスト較正信号を発生し、それらの較正１号は所定の正
   確な比ｖＮｕ各信号の振幅は温度変化に応答して同じだ
   け比例して変化し、 前記信号手段は前記制御に応答して、受信器信号の代り
   に、複数のテスト較正信号のうちの１つを選択して、そ
   れを位相検出器へ与えることｔ％徴とする装置。 ｎ１％許請求の範囲第加須または２１項に記載の装置で
   あって、前記信号手段は、 前記送信器コイル中を流れる電流に応答して基準テスト
   信号を発生する第１のトランスと、それぞれ１つのテス
   ト較正信号が現われる複数のタップ出力端子を胃する、
   基準テスト信号に応答する第２のトランスとｔ備えるこ
   とを特徴とする装置。 ム、特許請求の範囲第４項に記載の装置であって。 テスト較正信号を選択してそのテスト較正信号を前記位
   相検出器に与える手段は、 １つのテスト較正信号を選択するための第１の制御スイ
   ッチと、前記位相検出器に与えられる信号として受信器
   信号または前記馬ｌのスイッチからの出力を選択するた
   めの薦２の制御スイッチとを備えることＶ＊黴とする装
   置。 冴１％許請求の範囲第２０，２１．２ｊまたはる項に記
   載の装置であって、測定された直角位相成分を前記中央
   処理装置により処理するためのデジタル信号に変換する
   アナ党グーデジタル変換器を備えることを特徴とする装
   置。 ５゜複数の送信器周波数から選択された１つまたはそれ
   以上の周波数の送信器信号に応答して地層電流を流させ
   、かつそれらの地層電流に応答して発生された受信器信
   号を測定することＫより地下の地層の特性を測定するイ
   ンダクション検層装置であって、 ワイヤライン・ケーブルにより試掘弁の中につるされ、
   その試掘弁に溢う糧々のＲ度において受けた受信器信号
   の成分のデジタルサンプルを発生するインダクショ７検
   層器と。 受信器信号を表すデジタル信号＃Ｉｃゐ答して地層特性
   を表す信号を発生する地上に設けられた中央処理装置と
   、 ワイヤライン・ケーブルに組合わされて前記中央処理装
   置と前記検層器の間でデジタルデータｔやりとりさせる
   ためのデジタル・テレメータ手段と、 を儂え、前記装置は全ての複数の周波数の地層測定値を
   与える送信器周波数を複数の送信器周波数から選択する
   ために採用され、 前記中央処理装量はデジタル信号を得るためのノ々ラメ
   ータと送信器周波数を指定するための指令信号を前記検
   層器へ送ること′ｌＬｌ′特徴とするインダクシ目ン検
   層装置。 あ、送ａ器信号に応答して地下の地層中に磁界を誘導さ
   せる送信器コイルと、その磁界の結果として地層中を流
   れる電流により誘導される受信器信号音発生する受信器
   コイルとを備え、地層の抵抗率ｌ示す受信器信号中の直
   角位相成分（Ｒ，Ｘ３１に測定するためのデジタル・イ
   ンダクション比抵抗検層装置であって、 正弦波送信器信号を送信器コイルのために発生し、かつ
   基淋クロック信号を発生する波形発生器と、 静的および動的の位相誤差を修正する手段を含み、基準
   クロック信号に応答して、互いに直交する第１と第２の
   位相関係をそれぞれ有する第１とｍ２の位相基準信号を
   発生する自動位相器と、 受４Ｍ器信号と＠ｌおよび第２の位相基準信号に応答し
   て、受信器信号の直角位相成分信号を１つの位相検出＠
   により順次発生する位相検出手段と、 周期的にとり出されたテスト較正信号’ｋＭＫし′″ｃ
   ＩｉＩ形化修正関数な決定するための信号手段と受信器
   コイルから後で得た信号に前記関叡を適用する手段とを
   含み、正常な検層炸業中疋検層器のための全体の伝達関
   数を自動的に線形化するための手段と、　　　□・ を備え、順次検出された成分信号は、第１Ｋ。 第１の位相基準信号と同相の成分信号であり、第２ｖｃ
   、第２の位相基準信号と同相の成分信号テすることＶ特
   徴とするデジタル・インダクション比抵抗検層装置。 ｎ０％軒請求の範囲第加須に記載の装置であって。 動的な位相誤差な修正するための手段は、受信器信号ま
   たは送信器信号を表すテスト較正信号を前記位相検出手
   段に与えるための信号として選択する手段と、 位相補償すイクル中に、テスト較正信号により応答して
   前記位相検出手段により出力された検出された成分信号
   の大きさを表す位相誤差信号を、前記検出手段から前記
   自動位相器に与えるための手段と、 位相誤差信号に応答してｆａｌと第２の位相基準信号な
   、前記位相検出手段からの出力信号を小さくする向館に
   移相させる酌記自動位相器中の手段とを備え、 前記選択手段は位相補償サイクル中にテスト較正信号を
   選択し、位相補償サイクル中に発生された位相基準信号
   は前記選択手段からの選択されたテスト較正信号と位相
   が頒度異なること１に特徴とする装置・ ２８、　！ｒｆｔ’Ｆ　請求の範囲ｗｃ２７項に記載の
   装置であって、前記移相手段は。 位相誤差信号に応答して１位相基準信号に加えるべき移
   相ｔｖ表すデジタル信号音発生する逐次近似レジスタと
   、 デジタル信号を制御電圧に変換するためのデジタル−ア
   ナログ変換器と、 制御電圧に応答し、その制御電圧の大きさに従って基準
   クロック信号を移相させる位相制御器とｔ備えることを
   特徴とする装置。 ２、特許請求の範囲第３項に記載の装置であって。 前記位相制御器は、 制御電圧とろ波された基準クロック信号のアナログ和を
   発生することにより、基準クロック信号の周波数と同じ
   周波ａｔ有し、かつ平均値が制御電圧の大きさにより制
   御されるような波形を得るための加算ろ波手段と、 この加算ろ波手段からの出力に応答して、移相された位
   相基準信号を得るために用いる移相された方形波クロッ
   ク信号を発生する自乗手段と′％：（ＩＩＩえること’
   ａ’！徴とする装置・（資）、Ｉ！＃許情求の範囲第５
   ．２７，２８または四項に記載の装置であって、前記自
   動位相器は第１と第２のフリップフロップを更に含み、
   それらのフリップフロップは移相された位相基準信号と
   前記制御器に応答し、前記第１のフリップフロップの出
   力信号が、送信器信号に対する第１の位相関係から送信
   器信号九対する第２の位相関係へ、２つの７リツプフロ
   ツプのプリセット入力とクリヤ入力とから制御されるそ
   れらのフリップフロップのスタート論理状態ＫＪ’６じ
   て移相させられるように、２つの７リツプフ四ツゾは相
   互に接続され、第１のフリップフロップ出力は第１と第
   ２の位相基準信号を構成することを特徴とする装置。 ３１、％許請求の範囲第５〜（資）項のいずれかに記載
   の装置であって、前記波形発生器は。 メモリ・アドレスに応答して送信器信号の大きさを表す
   デジタル信号を生ずる読取り専用メモリと、 読取り専用メモリのアドレス信号上発生するためのアド
   レスｅカウンタと、 前記読取り専用メモリからのデジタル信号に応答して正
   弦波形を階段状に近似するデジタル−アナログ変換器と
   を備えることＶ特徴とする装置。 ３２、特許請求の範囲第３１項に記載の装置であって、
   曲記波形発生器は、 階段状正弦波形からの高調波ｔろ波することにより階段
   状正弦波形を平滑にするフィルタと、ろ波された正弦波
   形を増幅して送信器コイルへ与えられる正弦波状送信器
   信号を発生する送信器増幅器と、 を更に備え、前記読取り専用メモリに格納されているデ
   ジタル信号は、前記自動位相器へ与える基準クロック信
   号を発生するためのデータ・５１ を発生するクロックを含むことを特徴とする装置。 お、特許請求の範囲第寞項に記載の装置であって。 位相基準信号が結果として得られた正弦波状送信器信号
   に対して、送信器信号の発生と成分信号の検出とに含ま
   れる回路により導入させられた第１種の移相誤差を補償
   する量だけ移相させられるように：、デジタル信号を格
   納して格納されている基準り胃ツク発生データ九対して
   送信器信号の種々の値を発生する手段を備えることを特
   徴とする装置。 あ、特許請求の範囲第３〜お項のいずれかに記載の装置
   であって、前記信号手段は送ｇｉ器信号に応答して、予
   測される情報応答信号の範囲にわたって変化する種々の
   振幅Ｙ：有する複数のテスト較正信号を発生し、較正信
   号の間の比は所定の正確な値であり、各信号の振幅は温
   度変化に応答して同じだけ比例して変化し、繭記与える
   手段は、複数のテスト較正信号のうちの１つの信号を受
   信器信号の代りに前記位相検出器へ与えるために、前記
   信号手段に結合されることを特徴とする装置。 易０％許特許の範囲第あ項に記載の装置であって。 前記信号手段は地上に設置される中央処理装置１含み、
   この中央処理装置は測定された直角位相成分から地下の
   地層の特性を表す信号を発生するためＫＭ記検層器に結
   合され、テスト較正信号に対する応答信号に所定の線形
   化関数を適合させることにより、それらの応答信号から
   再計算された線形化関数を周期的に得るための手段な得
   ること′ｆ：％徴とする装置。 ％、送信器信号に応答して地下の地層中に磁界な誘導さ
   せる送信器信号と、その磁界の結果として地層中に流れ
   る電流により誘起させられる受信器信号を発生するため
   の受信器コイルとを含む装置を用いることにより、受信
   器信号中の地層の抵抗率を示す直角位相成分（Ｒ，Ｘ）
   　’に測定゛するためのデジタル・インダクシ四ノ比抵
   抗検層方法であって、 送信器信号に与える正弦波状の送信器信号を発生し、か
   つ基準クロック信号音発生する過程と。 基準クロックｇｓｇに応答して同じ周波数ＶＶする第１
   と纂２の位相基準信号音発生し、第１と第２の位相基準
   信号は互いに直角な関係にある位相をそれぞれ可する場
   合に、静的な移相誤差と動的な移相誤差を修正する過程
   と、受信器信号の直角位相成分信号Ｙ１つの位相検出器
   で発生する過程と。 前記装置の全体の伝達関数を自動的に線形化する過程と
   、 を備え、 逐次検出された成分信号は、第１Ｋ、第１の位相基準信
   号と同相の成分信号であり、第２Ｋ。 第２の位相基準信号と同相の成分信号であり、自動的＃
   ｃＩ！形化する前記過程は、周期的に得たテスト較正信
   号を基にして線形修正化関倣ヲ決定する過程と、受信器
   コイルから後で得た信号に前記関数を適用する過程とを
   含むことを特徴とするデジタル・イン！クション比抵抗
   検層方法。