JPS5814195A - 音声合成器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は音声のみならず歪の小さい正弦波形などの楽
音をも合成出力できる分析合成方式の音声合成器に関す
るものである。

現在実用に供されている音声合成器の多くは、偏自己相
関分析合成方式にもとづくもので、合成計算を行なう回
路は１個のシリコンチツプに集積化されるに至つている
。このような音声合成器は一般に第１図の分析合成シス
テムの合成側の各機能回路（１００）を集積化したもの
となつている。

同図中、（３００）はパラメータフアイルで、分析器（
２００）で分析抽出された音声の特徴パラメータを記憶
する手段、たとえば読み出し専用メモリである。

この音声合成器の主要部は一般に第２図のブロツク図に
示すような回路構成で、第１図の分析器（２００）で音
声波形から分析抽出され、さらに量子化された特徴デー
タＤのピツチ、有声・無有声判定コード、振幅、偏自己
相関係数（いわゆるＫパラメータ）１復号化する復号器
（１１０）、（１２０）。

（１３０）、それぞれの復号されたパラメータを一時記
憶するメモリ（１１１）、（１２１）、（１３１）、メ
モリ（１１１）の出力であるピツチパラメータの値に対
応したパルス列を発生するパルス発生回路（１１２）、
無声音用音源として使用する白雑音を発生する白線音発
生回路（１１３）、有声・無声判定コードに対応して音
源信号としてパルス列か白雑音信号かを選択する音源選
択回路（ｌｌｊ）、音源信号に振幅値メモリ（１２１）
の内容を掛は合わせる振幅乗算回路（１４０入にパラメ
ータメモリ（１３１）の内容に対応したフイルタ係数を
用いて音源信号Ｕから所定の周波数スペクトラム成分を
抽出するデイジタルフイルタ（１５０）、デイジタルフ
イルタ（１５０）のデイジタル波高値Ｙ１をアナログ信
号ｙに変換するＤ／Ａ変換器（１６０）から構成されて
いる。勿論、図示はされていないが、これら以外に、こ
れらの各機能回路を時間的なタイミングをはかつて操作
させるために必要なタイミング信号発生回路や、復号器
（１１０）。

（１２０）、（１３０）に対して外部メモリに貯えられ
ている音声分析によつて得られた時系列データを順次収
り込むためのインタフエース回路などが、加わつて音声
合成器を構成している。

このような音声合成器では、音声データを記憶するメモ
リを節約するために分析データの情報圧縮が行なわれて
おり、１秒間の音声について約２０００ビツト程度に圧
縮しまた場合でも明瞭度はあまり損われず、実用に供し
得る。圧縮方法は種々あるが、１例として振幅パラメー
タは４〜６ビツト、ピツチパラメータは５〜６ビツト、
Ｋパラメータについては不均一ビツト配分と称してＫ１
〜Ｋ１０の順に５，５，４，４，４，４，４，３，３，
３ビツトあるいは、７，５，４，４，４，３，３，３，
３，３ビツトに割り当てられている。

第２図中の復号器（１１０）、（１２０）、（１３０）
は量子化されたこれらのパラメータコードを分析データ
の真値に復号するもので、それぞれのビツト数に応じた
語数のテーブルを吠しでいる。通常回路構成上の制約か
ら、復号されるデイジタル数値は１０ビツト稈度の精度
を有している。また復号テーブルの６値は分析値の上限
値と下限値の間を線形量子化あるいは、逆双曲線関数変
換した後に線形量子化したものが設定されている。

上述の音声合成器は音声を合成する場合、小容量の音声
データメモリでかなり自然度の高い合成音声を得ること
ができる。しかし正弦波等の楽音については、量子化に
伴う不ベクトル歪や、音源周波数とデイジタルフイルタ
（１５０）の極周波数の不整合による変調ノイズが大き
く、十分な音質を得やことができなかつた。また後に詳
述するように、正弦波等の純音で音階の構成や、数百Ｈ
ｚ以上の基本周波数の楽音の発生が不可能であつた。

なお、デイジタルフイルタ（１５０）は第３０に示す多
段の格子型フイルタであり、加減算器（１５１）。

乗算器（１５２）および遅延器（１５３）から構成され
ている。

この発明は上述の音声合成器に改良全加え音声のみなら
ず、正弦波などの楽音の構成も可能とするものである。

以下、この発明の詳細な説明する。

全権型デイジタルフイルタの伝達関数は極数が１のとき
、Ｈｔ（Ｚ）＝Ａ／（１＋ａｘＺ１＋４２Ｚ＋２）、”
”””（１）Ｚ＝ｅ−ρ−ｊ！２πｆＴ である。上式において極周波数をｆｒとすると（１）式
の分母＝０とおいた連立方程式より、ａ、＝２ｅ−ρｃ
ｏｓ２πｆｒＴ・・・・・・・・・・・・・・・・・（
２）ａ２＝−ｅ−２ρ なる関係式が成立する。一方このフイルタのインパルス
レスポンスは ｘｉ＝ＡＩＢ−ρｉｓ石２πｆｒｉＴ・・・・・・・・
・・・（３）で表わされる。（３）式は減衰振動波形を
意味しており楽音として好適な波形である。つぎに線形
予測係数ａ１は数学的な変換処理により偏自己相関係数
のＫパラメータと次式によつて関係付けられる。

Ｋｌ＝Ｑ１／（１−ａ２）・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・（４）Ｋｌ＝α２ したがつて ｆｒ＝（１／２ｙｒＴ）ｃｏｓ［（，１＋８−２ρ）Ｋ
＋／（２ｅ−ρ）〕＝（１／２πＴ）ｃｏｓ”［（１−
に２）Ｋ１／（２Ｚｉ’）〕・・・・・・・・（５）Ｐ
＝−（１／２）ｅｎ（−に＊） である。（５）式によれば減衰振動波形の周波数はＫＩ
＋Ｋ２パラメータの値によつて、また減衰定数はＫ２パ
ラメータによつて一意的に定まる。なお同式において、
Ｋ２が−０，９５〜−１，０の範囲では、Ｋ２の変化が
極周波数に影響を与える稈度は１％以下であり、聴感上
の音程の狂い感はない。この場合（５）式のｆｒは近似
的に次式で４夕られ、ｆｒはＫ１のみに対応する。

ｆｒ中（１／２πＴ）００８’に＋”””””””（６
）Ｋ２の値の上述の範囲は減衰定数のＯ〜０，０２５６
に対応し、すなわち減衰のない定常正弦波形から約４０
サンプリング周期で１／εに減衰する波形に対応する。

これはピアノ楽器などの自然楽器音の減衰特性に近いも
のであり楽音として好適である。

一方音声用として構成された１０段のデイジタルフイル
タの演算アルゴリズムは表１に示す逐次計算式である。

この式中のＹｊ、ｂｊはそれぞれ格子型フイルタにおけ
る前進波、後進波のｊステージにおける中間値で、（１
）の１はサンプリング番号である。フイルタ出力はｂ１
（ｉ）である。

第１の遂次計算式はＫ３〜Ｋ１０＝０の場合１極のデイ
ジタルフイルタとして機能し、線形予測係数ａＩ＋ａ２
を用いて表わした場合、（４）式を考慮してｘｎ＝Ｕ＋
ａ１ｘｎ−１＋ａ２ｘｎ２・・・・・・・・・・・・・
・・（７）なる式と等価である。ただし、ｘｎはｎ番日
のサンプル周期に対応する波形値、ＸｎＩ＋”ｎ’ｌは
それぞれＸｎから１つ前、２つ前のサンプル時点の値を
、Ｕは音源信号値を意味する。

（１）式の伝達関数で決まるデイジタルフイルタのイン
パルス応答（３）式のｘｉは（７）式において音源信号
値ＵをインパルスとしたときのＸｎに一致する。

上述の原理にもとづき、ＫｌおよびＫ２パラメータ２Ｋ
、＝ｃｏｓ２ｙｒｆｒＴＩＫｇ＝−ｅ’ρなる式で決定
し、これらの値全復号器のメモリに予め記憶させておき
、デイジタルフイルタをインパルスで駆動して、減衰振
動波形を得るようにした先行発明があるが、この発明に
よる音声合成器は、従来の音声用格子型デイジタルフイ
ルタを用いた場合、そのフイルタの演算精度やパラメー
タの復号値の精度が充分でないと、理論値通りの減衰振
動波形が得られないといつた問題があつた。

すなわち、従来用いう五ている格子型デイジタルフイル
タの乗算器精度は１４ビツト程度、復号値の精度は１０
ビツト程度であり、この場合は計算機シミユレーシヨン
の検討によつて減衰時間がせいぜい０，２秒程度の減衰
振動波形しか得られないことが分かつている。これの最
も大きい原因の１つはデイジタル演算におけるまるめ誤
差の累積であり、いま一つは、Ｋ２パラメータの復号値
の最小値（理論的にとり得る最小値は−１０でこの場合
、ρ＝０すなわち示常的な正弦波形である）が精度に応
じて−１，０より大きくなつてしｉうことである。たと
えば１０ビツトの精度の場合、Ｋ２の最小値は約−０，
９９８であり、この場合の減衰時間は８ｋＨｚサンプリ
ング周波数において約０，１２５秒である。

この発明は先行発明の上述の問題点を克服し、かつ、音
声合成器の大規模化を招くことなく、定常的な正弦波形
あるいは減衰時間の長い減衰振動波形を得ようとするも
のである。

第４図にこの発明の音声合成器のデイジタルフイルタ（
１５００）の実施例を示す。図において、（１５４）は
、乗算結果の正・負に応じてそれぞれ少くとも１ビツト
以上の下位ビツトを“１”、０”にすることにより絶対
値を増加させる増加回路、Ｃ１５５）は楽音・音声識別
信号入力端子、（１５６）は楽音・音声識別信号入力端
子（１５５）に入力された識別信号によつて、音声時に
は直接、乗算器（１５２）の出力を加算器（１５１）に
入力し、楽音時には、乗算器（１５２）の出力を増加回
路（１５４）で増加した値全加算器（１５１）に入力す
る切換回路である。

この増加回路（１５４）および切換回路（１５６）の具
体的実施例の部分回路図を第５図に示す。同図において
、（１５１）、（１５２）は、それぞれ第４図の加減算
器、乗算器であり、それぞれの演算結果は、１４ビツト
の２の補数固定小数点である。ＤＩ〜Ｄｌ４は、乗算器
（１５２）の乗算結果に２Ｘｂ２（１１）であり、Ｄｌ
は最下位ビツト、Ｄｌ４は最上位ビツトで符号ビツトを
示す。（１５８）、（１５９）は論理ゲート、（１６０
）。

（１６１）はインバータである。

楽音合成時、楽音・音声識別信号は”ｌ”であり、論理
ゲート（１５８）、（１５９）の出力には、符号ビツト
ＤＩ４の反転信号が出力場れる。符号を正の時０τ負の
時“１”とすると、乗算結果の下位２ビツトは、符号が
正の場合“１”、負の場合゛０”が上記ゲート（１５８
）、（１５９）より出力される。このため、Ｋ２Ｘ１）
ｇ（１１）の絶対値は平均的には−（２−１３＋２’）
増加することになる。すなわち、従来のデイジタルフイ
ルタ（１５０）においては、加算器（１５１）へ入力さ
れる値かに、ｘｂ、（１１）であつたものが、この発２
１２）であり、Ｋ２の絶対値が等価的に増やされたこと
になり、より減衰の小さい減衰波形を得ることができる
。一方、音声合成時においては、楽音、音声判別信号が
“０”であり、論理ゲート（１５７）。

（１５８）の出力はそれぞれＤ＋、ＤｌでありＫｌｘｂ
、ｒｉ−ｇの値はそのまま増加されることなく加算器（
１５１）へ入力されることになり、増加回路ｒ１５４）
を用いた時にデイジタルフイルタ（１５００）の演算過
程で発散現象の起こる問題はなくなる。

以上述べたように、この発明の音声合成器は、従来の音
声合成器の回路規模をほとんど増大させることなく、音
声についても楽音についても質の良い合成波形を得るこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の偏自己相関分析合成方式の音声分析合成
システムブロツク図、第２図は従来の音声合成器のブロ
ツク図、第３図は従来の格子型多段デイジタルフイルタ
の回路構成図、第４図はこの発明の音声合成器に用いる
デイジタルフイルタの１実施例の機能説明図、第５図は
この発明の音声合成器に用いるデイジタルフイルタの具
体例の部分回路図である。 （１１１）、（１２１）、（１３１）・・・メモリ手段
、（１１２）・・・パルス発生器、（１１３）・・・白
雑音発生器、（１５１）・・・加減算器、（１５２）・
・乗算器、（１５３）・・・遅延器、（１５４）増加回
路、（３００）・・・パラメータフアイル、（１５００
）・・・デイジタルフイルタ。 なお、図中同一符号は同一もしくは相当部分を示す。 代理人葛野信−（外１名） 手続補正書（自発） 特許庁長官殿 １、事件の表示特願昭５６−１１２７０２号２、発明の
名称 音声合成器 ３、補正をする者 （１） 明細書の「特許請求の範囲」および「発明の詳細な説明
」６、補正の内容 （１）明細書をつぎのとおり訂正する。 （２） （２）明細書の特許請求の範囲を別紙の通り補正します
。 以上 別紙 補正後の特許請求の範囲 「（１）デイジタル音源信号発生回路と、加減算器、遅
延器および乗算器よりなり、音源信号から所定の周波数
スペクトラム成分を抽出する格子型多段デイジタルフイ
ルタと、前記デジタルフイルタの係数を記憶するメモリ
手段とを基本構成とする偏自己相関分析合成方式の音声
合成器において、前記格子型多段デイジタルフイルタの
最終段から１段前の係数に２パラメータの乗算結果の少
々くとも１ビツト以上の下位ビ゛ツトを１乗算結果が正
であればｔ（１”に、負であれば”０”にすることによ
り乗算結果の絶対値を若干増加させる増加回路を設け、
定常的に持続する正弦波形あるいは減衰時間の長い減衰
振動波形を合成出力させ乙ように１−たことを特徴とす
る音声合成器。」

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）デイジタル音源信号発生回路と、加減算器、遅延
   器および乗算器よりなり、音源信号から所定の周波数ス
   ペクトラム成分を抽出する格子型多段デイジタルフイル
   タと、前記デジタルフイルタの係数を記憶するメモリ手
   段とを基本構成とする偏自己相関分析合成方式の音声合
   成器において、前記格子型多段デイジタルフイルタの最
   終段から１段前の係数に２パラメータの乗算結果の少な
   くとも１ビツト以上の下位ビツトを、乗算結果が正であ
   れば１″に、負であれば“０”にすることにより乗算結
   果の絶対値を若干増加させる増加回路を設け、定常的に
   接続する正弦波形あるいは減衰時間の長い減衰振動波形
   全合成出力させるようにしたことを特徴とする音声合成
   器。