JPH1155945A - Snubber circuit - Google Patents
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- JPH1155945A JPH1155945A JP9203209A JP20320997A JPH1155945A JP H1155945 A JPH1155945 A JP H1155945A JP 9203209 A JP9203209 A JP 9203209A JP 20320997 A JP20320997 A JP 20320997A JP H1155945 A JPH1155945 A JP H1155945A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
装置に於けるスナバ回路に関する。スイッチング電源装
置は、入力電圧を所望の電圧に変換し、更には安定化す
るように、電界効果トランジスタ等のスイッチング素子
のオン，オフを制御するものであり、既に各種の構成が
知られている。このようなスイッチング電源装置に於い
て、スイッチング素子のターンオフ時や整流用ダイオー
ドの逆回復時等に於けるサージ電圧による耐圧等の問題
を解決する為にスナバ（Ｓnubber）回路が設けられてい
る。又スイッチング電源装置の効率を向上することが要
望され、それに伴ってスナバ回路等に於ける損失の低減
が必要となる。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a snubber circuit in a switching power supply. The switching power supply device controls on / off of a switching element such as a field effect transistor so as to convert an input voltage to a desired voltage and further stabilize the input voltage, and various configurations are already known. . In such a switching power supply device, a snubber circuit is provided in order to solve a problem such as withstand voltage due to a surge voltage when a switching element is turned off or when a rectifying diode reversely recovers. Further, it is required to improve the efficiency of the switching power supply device, and accordingly, it is necessary to reduce the loss in the snubber circuit and the like.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図９は従来例のフライバックコンバータ
構成の説明図であり、図示の極性の入力電圧Ｖｉｎを、
トランスＴの一次巻線Ｎ１にメインスイッチＳＷによっ
てオン，オフして印加し、二次巻線Ｎ２に誘起した電圧
を整流用のダイオードＤによって整流し、平滑用コンデ
ンサＣ２によって平滑化し、図示の極性の出力電圧Ｖｏ
ｕｔを制御回路ＣＯＮＴに於いて検出し、設定基準電圧
と比較して誤差分が零に近づくように、メインスイッチ
ＳＷのオン期間を駆動信号Ｐ１によって制御するもので
ある。又メインスイッチＳＷは、バイポーラトランジス
タや電界効果トランジスタ等によって構成されている。2. Description of the Related Art FIG. 9 is an explanatory diagram of a conventional flyback converter configuration, in which an input voltage Vin having a polarity shown in FIG.
The main switch SW turns on and off the primary winding N1 to apply the voltage. The voltage induced in the secondary winding N2 is rectified by the rectifying diode D, smoothed by the smoothing capacitor C2, and has the polarity shown in FIG. Output voltage Vo
ut is detected by the control circuit CONT, and compared with the set reference voltage, the ON period of the main switch SW is controlled by the drive signal P1 so that the error approaches zero. Further, the main switch SW is configured by a bipolar transistor, a field effect transistor, or the like.
【０００３】図１０は従来例の動作説明図であり、Ｐ１
はメインスイッチＳＷの駆動信号、Ｉｎ２はトランスＴ
の二次巻線Ｎ２に流れる電流、Ｖｄは整流用ダイオード
Ｄの両端の電圧を示す。駆動信号Ｐ１をハイレベルとす
ると、メインスイッチＳＷはオンとなる。このオン期間
をＴｏｎで示す。又駆動信号Ｐ１をローレベルとする
と、メインスイッチＳＷはオフとなる。このオフ期間を
Ｔｏｆｆで示す。FIG. 10 is a diagram for explaining the operation of the conventional example.
Is the drive signal of the main switch SW, In2 is the transformer T
, Vd indicates the voltage across the rectifier diode D. When the drive signal P1 is set to a high level, the main switch SW is turned on. This ON period is indicated by Ton. When the drive signal P1 is set to low level, the main switch SW is turned off. This off period is indicated by Toff.
【０００４】ハイレベルの駆動信号Ｐ１によりメインス
イッチＳＷがオンとなると、入力電圧Ｖｉｎによる電流
がトランスＴの一次巻線Ｎ１に流れて、励磁エネルギー
として蓄積され、その時、整流用ダイオードＤには、逆
方向電圧がＶｄとして示すように印加される。従って、
メインスイッチＳＷのオン期間Ｔｏｎには、二次巻線Ｎ
２の電流Ｉｎ２は零となる。When the main switch SW is turned on by the high-level drive signal P1, a current due to the input voltage Vin flows through the primary winding N1 of the transformer T and is stored as exciting energy. A reverse voltage is applied as shown as Vd. Therefore,
During the ON period Ton of the main switch SW, the secondary winding N
2, the current In2 becomes zero.
【０００５】次に、ローレベルの駆動信号Ｐ１によりメ
インスイッチＳＷがオフとなると、トランスＴの二次巻
線Ｎ２に誘起した電圧が整流用ダイオードＤの順方向と
なる。それによって、トランスＴの二次巻線Ｎ２に整流
用ダイオードＤを介して電流Ｉｎ２が流れる。従って、
メインスイッチＳＷのオフ期間Ｔｏｆｆに、二次巻線Ｎ
２に電流Ｉｎ２が流れ、負荷電流及び平滑用コンデンサ
Ｃ２の充電電流となり、メインスイッチＳＷがオンとな
ると、トランスＴの二次巻線Ｎ２の誘起電圧が反転する
から、整流用ダイオードＤに逆方向電圧として印加さ
れ、電流Ｉｎ２は零となる。Next, when the main switch SW is turned off by the low-level drive signal P1, the voltage induced in the secondary winding N2 of the transformer T becomes the forward direction of the rectifier diode D. As a result, a current In2 flows through the secondary winding N2 of the transformer T via the rectifying diode D. Therefore,
During the off period Toff of the main switch SW, the secondary winding N
When the main switch SW is turned on, the induced voltage of the secondary winding N2 of the transformer T is inverted, so that the current In2 flows through the rectifier diode D in the reverse direction. It is applied as a voltage, and the current In2 becomes zero.
【０００６】又メインスイッチＳＷがターンオンした時
に、整流用ダイオードＤに印加される電圧は順方向電圧
から逆方向電圧に変化する。その時、整流用ダイオード
Ｄの逆回復特性に対応して、整流用ダイオードＤに印加
される電圧Ｖｄに、サージ電圧Ｖｓが発生する。特に、
逆回復が遅い整流用ダイオードの場合、逆電流が大きく
なって、サージ電圧Ｖｓは高くなる。When the main switch SW is turned on, the voltage applied to the rectifier diode D changes from a forward voltage to a reverse voltage. At this time, a surge voltage Vs is generated in the voltage Vd applied to the rectifier diode D in accordance with the reverse recovery characteristic of the rectifier diode D. Especially,
In the case of a rectifier diode whose reverse recovery is slow, the reverse current increases and the surge voltage Vs increases.
【０００７】図１１は従来例のブーストコンバータ構成
及びバックブーストコンバータ構成の説明図であり、
（Ａ）はブーストコンバータ構成のスイッチング電源装
置の要部を示し、Ｃ１は入力側のコンデンサ、Ｌはリア
クトル、ＳＷはメインスイッチ、Ｄはダイオード、Ｃ２
は平滑用コンデンサ、ＣＯＮＴは制御回路、Ｖｉｎは入
力電圧、Ｖｏｕｔは出力電圧である。FIG. 11 is an explanatory diagram of a conventional boost converter configuration and a buck-boost converter configuration.
(A) shows the main part of the switching power supply device of the boost converter configuration, C1 is a capacitor on the input side, L is a reactor, SW is a main switch, D is a diode, C2
Is a smoothing capacitor, CONT is a control circuit, Vin is an input voltage, and Vout is an output voltage.
【０００８】リアクトルＬとダイオードＤとを入力端子
と出力端子との間に直列的に接続し、その接続点にメイ
ンスイッチＳＷを接続した構成であり、制御回路ＣＯＮ
ＴによりメインスイッチＳＷをオンとすると、図示の極
性の入力電圧Ｖｉｎは、リアクトルＬに直接的に印加さ
れて電流が流れ、励磁エネルギーがリアクトルＬに蓄積
される。又平滑用コンデンサＣ２の充電電圧は、ダイオ
ードＤに逆方向電圧として印加されて、オン状態のメイ
ンスイッチＳＷを介して放電することを阻止している。A reactor L and a diode D are connected in series between an input terminal and an output terminal, and the connection point is connected to a main switch SW.
When the main switch SW is turned on by T, the input voltage Vin having the illustrated polarity is directly applied to the reactor L, a current flows, and the excitation energy is accumulated in the reactor L. Further, the charging voltage of the smoothing capacitor C2 is applied as a reverse voltage to the diode D to prevent the discharging through the main switch SW in the ON state.
【０００９】次に、メインスイッチＳＷをオフとする
と、リアクトルＬに蓄積された励磁エネルギーによっ
て、電流の連続性を維持する方向の電圧が発生し、この
電圧は入力電圧Ｖｉｎに加算され、ダイオードＤを介し
て平滑用コンデンサＣ２に印加されて充電される。従っ
て、図示の極性の出力電圧Ｖｏｕｔは、入力電圧Ｖｉｎ
にリアクトルＬによる電圧を加算した値となる。この出
力電圧Ｖｏｕｔを制御回路ＣＯＮＴによって検出し、設
定した一定の出力電圧Ｖｏｕｔとなるように、メインス
イッチＳＷのオン期間を制御することになる。Next, when the main switch SW is turned off, a voltage in a direction for maintaining the continuity of the current is generated by the excitation energy accumulated in the reactor L, and this voltage is added to the input voltage Vin, and the diode D Is applied to the smoothing capacitor C2 and charged. Accordingly, the output voltage Vout having the illustrated polarity is equal to the input voltage Vin.
And the value obtained by adding the voltage of the reactor L to the above. This output voltage Vout is detected by the control circuit CONT, and the ON period of the main switch SW is controlled so that the output voltage Vout becomes a set constant output voltage Vout.
【００１０】又図１１の（Ｂ）は、バックブーストコン
バータ構成のスイッチング電源装置の要部を示し、
（Ａ）と同一符号は同一の名称部分を示し、入力端子と
出力端子との間に、メインスイッチＳＷとダイオードＤ
とを直列的に接続し、その接続点にリアクトルＬを接続
した構成であり、制御回路ＣＯＮＴは、図示の極性の出
力電圧Ｖｏｕｔを検出して、設定した電圧となるよう
に、メインスイッチＳＷのオン，オフを制御する。この
メインスイッチＳＷをオンとすると、図示の極性の入力
電圧ＶｉｎはリアクトルＬに印加されて電流が流れ、励
磁エネルギーが蓄積される。その時、ダイオードＤには
逆方向電圧が印加される。FIG. 11B shows a main part of a switching power supply having a buck-boost converter configuration.
(A) indicates the same name part, and a main switch SW and a diode D are provided between an input terminal and an output terminal.
Are connected in series, and a reactor L is connected to the connection point. The control circuit CONT detects the output voltage Vout having the polarity shown in FIG. Controls ON and OFF. When the main switch SW is turned on, the input voltage Vin having the illustrated polarity is applied to the reactor L, a current flows, and the excitation energy is accumulated. At this time, a reverse voltage is applied to the diode D.
【００１１】そして、メインスイッチＳＷをオフとする
と、リアクトルＬに流れる電流の連続性を維持する為に
電圧が誘起し、ダイオードＤに順方向電圧が印加される
ことになる。このダイオードＤを介してリアクトルＬを
流れる電流により平滑用コンデンサＣ２が図示の極性
（図１１の（Ａ）の場合と反対極性）に充電されて、そ
の両端の電圧が出力電圧Ｖｏｕｔとなる。この構成のス
イッチング電源装置は、昇圧型又は降圧型の何れの構成
とすることも可能である。When the main switch SW is turned off, a voltage is induced to maintain the continuity of the current flowing through the reactor L, and a forward voltage is applied to the diode D. The current flowing through the reactor L via the diode D charges the smoothing capacitor C2 to the illustrated polarity (the polarity opposite to that in the case of FIG. 11A), and the voltage at both ends becomes the output voltage Vout. The switching power supply device having this configuration can be either a step-up type or a step-down type.
【００１２】図１２は従来例のバックコンバータ構成及
びフォワードコンバータ構成の説明図であり、（Ａ）は
バックコンバータ構成のスイッチング電源装置の要部を
示し、入力端子間にはコンデンサＣ１を接続し、出力端
子間には平滑用コンデンサＣ２を接続し、入力端子と出
力端子との間にメインスイッチＳＷとリアクトルＬとを
直列的に接続し、その接続点にダイオードＤを接続した
構成であり、このダイオードＤは、メインスイッチＳＷ
をオンとした時に、図示の極性の入力電圧Ｖｉｎが逆方
向電圧として印加される極性となるように接続する。FIG. 12 is an explanatory view of a conventional buck converter configuration and a forward converter configuration. FIG. 12 (A) shows a main part of a switching power supply having a buck converter configuration. A capacitor C1 is connected between input terminals. A smoothing capacitor C2 is connected between output terminals, a main switch SW and a reactor L are connected in series between an input terminal and an output terminal, and a diode D is connected to the connection point. The diode D is connected to the main switch SW
Is turned on, the input voltage Vin having the illustrated polarity is connected to the polarity applied as the reverse voltage.
【００１３】制御回路ＣＯＮＴは、図示の極性の出力電
圧Ｖｏｕｔを検出して、設定した電圧となるように、メ
インスイッチＳＷのオン，オフを制御する。このメイン
スイッチＳＷをオンとすると、入力電圧Ｖｉｎはリアク
トルＬを介して出力端子に接続した平滑用コンデンサＣ
２及び負荷に印加される。この時、リアクトルＬに印加
される電圧ＶＬは、ＶＬ＝Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔとなり、リ
アクトルＬはこの電圧ＶＬに従って励磁され、又平滑用
コンデンサＣ２が充電される。The control circuit CONT detects the output voltage Vout having the polarity shown in the figure, and controls the turning on and off of the main switch SW so that the output voltage becomes the set voltage. When the main switch SW is turned on, the input voltage Vin is applied to the smoothing capacitor C connected to the output terminal via the reactor L.
2 and the load. At this time, the voltage VL applied to the reactor L becomes VL = Vin−Vout, the reactor L is excited according to this voltage VL, and the smoothing capacitor C2 is charged.
【００１４】そして、メインスイッチＳＷをオフとする
と、リアクトルＬに流れる電流の連続性維持の特性によ
り誘起された電圧は、ダイオードＤに対して順方向の極
性となる。従って、平滑用コンデンサＣ２の充電及び負
荷電流の供給が継続される。この構成に於いては、リア
クトルＬに蓄積される励磁エネルギーが、入力電圧Ｖｉ
ｎと出力電圧Ｖｏｕｔとの差分に従ったものとなり、降
圧型のスイッチング電源装置を構成することになる。When the main switch SW is turned off, the voltage induced by the characteristic of maintaining the continuity of the current flowing through the reactor L has a forward polarity with respect to the diode D. Therefore, the charging of the smoothing capacitor C2 and the supply of the load current are continued. In this configuration, the excitation energy stored in reactor L is equal to input voltage Vi.
n and a difference between the output voltage Vout and a step-down switching power supply device.
【００１５】又図１２の（Ｂ）はフォワードコンバータ
構成のスイッチング電源装置の要部を示し、トランスＴ
の一次巻線Ｎ１にメインスイッチＳＷを接続し、入力端
子にコンデンサＣ１を接続し、制御回路ＣＯＮＴにより
メインスイッチＳＷをオン，オフ制御し、トランスＴの
一次巻線Ｎ１に印加する図示の極性の入力電圧Ｖｉｎを
オン，オフする。FIG. 12B shows a main part of a switching power supply having a forward converter configuration.
The main switch SW is connected to the primary winding N1, the capacitor C1 is connected to the input terminal, the main switch SW is turned on and off by the control circuit CONT, and the polarity shown in the drawing is applied to the primary winding N1 of the transformer T. The input voltage Vin is turned on and off.
【００１６】メインスイッチＳＷをオンとしたことによ
る二次巻線Ｎ２の誘起電圧は、ダイオードＤａには順方
向、ダイオードＤｂには逆方向の極性となり、二次巻線
Ｎ２に流れる電流は、ダイオードＤａとリアクトルＬと
を介して平滑用コンデンサＣ２の充電電流及び負荷電流
となって、リアクトルＬには励磁エネルギーが蓄積され
る。又平滑用コンデンサＣ２の両端の図示の極性の電圧
が出力電圧Ｖｏｕｔとなる。制御回路ＣＯＮＴは、この
出力電圧Ｖｏｕｔを検出し、設定した基準電圧と比較
し、誤差分を零とするように、パルス幅制御等によって
メインスイッチＳＷのオン期間を制御する。When the main switch SW is turned on, the induced voltage of the secondary winding N2 has a forward polarity to the diode Da and a reverse polarity to the diode Db, and the current flowing through the secondary winding N2 is Exciting energy is accumulated in the reactor L as a charging current and a load current of the smoothing capacitor C2 via Da and the reactor L. Further, a voltage of the illustrated polarity at both ends of the smoothing capacitor C2 becomes the output voltage Vout. The control circuit CONT detects the output voltage Vout, compares the output voltage Vout with the set reference voltage, and controls the ON period of the main switch SW by pulse width control or the like so that an error is reduced to zero.
【００１７】又メインスイッチＳＷをオフとすると、ト
ランスＴの二次巻線Ｎ２の誘起電圧の極性は反転するか
ら、ダイオードＤａには逆方向、ダイオードＤｂには順
方向の電圧となる。しかし、ダイオードＤｂに対する印
加電圧は、ダイオードＤａによって阻止される。又リア
クトルＬは、電流の連続性を維持する為に、蓄積された
励磁エネルギーによりダイオードＤｂには順方向となる
電圧が誘起される。従って、平滑用コンデンサＣ２の充
電電流及び負荷電流が供給される。When the main switch SW is turned off, the polarity of the induced voltage in the secondary winding N2 of the transformer T is inverted, so that the voltage is in the reverse direction for the diode Da and in the forward direction for the diode Db. However, the voltage applied to the diode Db is blocked by the diode Da. In the reactor L, a forward voltage is induced in the diode Db by the stored excitation energy in order to maintain the continuity of the current. Therefore, the charging current and the load current of the smoothing capacitor C2 are supplied.
【００１８】又前述の図９，図１１，図１２に示すスイ
ッチング電源装置以外に、ハーフブリッジ型，フルブリ
ッジ型，電圧共振型，電流共振型，同期整流型等の各種
の構成が知られている。In addition to the switching power supply shown in FIGS. 9, 11 and 12, various configurations such as a half-bridge type, a full-bridge type, a voltage resonance type, a current resonance type, and a synchronous rectification type are known. I have.
【００１９】[0019]
【発明が解決しようとする課題】前述の従来例に於ける
ダイオードＤは、順方向電圧が印加された場合、通常の
ｐｎ接合型のダイオードの場合に、約０．６Ｖの電圧降
下が生じることから、電力損失が生じる。そこで、ダイ
オードＤと並列にスイッチを接続して同期型とした構成
が知られている。即ち、ダイオードＤに順方向電圧が印
加されるタイミングに於いてスイッチをオンとし、逆方
向電圧が印加されるタイミングに於いてオフとすること
により、殆ど無損失に近い状態のダイオード特性を得る
ことができる。しかし、スイッチのオン，オフに於いて
零電圧状態で行うことができないことによる損失が問題
となる。又ダイオードの逆回復によるサージ電圧が耐圧
に及ぼす影響が問題となる。本発明は、前述のサージ電
圧を抑制し、且つスイッチング損失を無視できるように
するスナバ回路を提供することを目的とする。When a forward voltage is applied to the diode D in the conventional example described above, a voltage drop of about 0.6 V occurs in the case of a normal pn junction type diode. Causes power loss. Therefore, a configuration in which a switch is connected in parallel with the diode D to form a synchronous type is known. That is, by turning on the switch at the timing when the forward voltage is applied to the diode D and turning off the switch at the timing when the reverse voltage is applied, it is possible to obtain a diode characteristic with almost no loss. Can be. However, there is a problem in that the switch cannot be turned on and off in a zero-voltage state and cannot be performed in a zero voltage state. In addition, the influence of the surge voltage due to the reverse recovery of the diode on the breakdown voltage becomes a problem. SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a snubber circuit that suppresses the above-mentioned surge voltage and makes the switching loss negligible.
【００２０】[0020]
【課題を解決するための手段】本発明のスナバ回路は、
（１）メインスイッチＳＷ１と逆位相にオン，オフ制御
され且つダイオードＤ２を並列接続した構成の同期整流
スイッチＳＷ２と、この同期整流スイッチＳＷ２と並列
に接続したスナバ用コンデンサＣ３と、出力端子間に接
続した平滑用コンデンサＣ２と、出力端子間の出力電圧
を一定化するように、メインスイッチＳＷ１のオン，オ
フを制御し、このメインスイッチＳＷ１をオンとした時
に同期整流スイッチＳＷ２をオフとし、メインスイッチ
ＳＷ１をオフとした時に、スナバ用コンデンサＣ３に放
電電流が流れ且つダイオードＤ２に電流が流れた後の遅
延時間を設定して、同期整流スイッチＳＷ２をオンとす
る構成の制御回路１とを備えている。それによって、同
期整流スイッチＳＷ２を零電圧スイッチング制御とし、
スイッチング損失を無視できるようする。The snubber circuit according to the present invention comprises:
(1) A synchronous rectifier switch SW2 that is controlled to be turned on and off in a phase opposite to that of the main switch SW1 and has a diode D2 connected in parallel, a snubber capacitor C3 connected in parallel with the synchronous rectifier switch SW2, and an output terminal. On / off of the main switch SW1 is controlled so as to stabilize the output voltage between the connected smoothing capacitor C2 and the output terminal. When the main switch SW1 is turned on, the synchronous rectification switch SW2 is turned off. When the switch SW1 is turned off, the control circuit 1 has a configuration in which a delay time after a discharge current flows through the snubber capacitor C3 and a current flows through the diode D2 is set, and the synchronous rectification switch SW2 is turned on. ing. Thereby, the synchronous rectification switch SW2 is set to zero voltage switching control,
Make switching losses negligible.
【００２１】又（２）制御回路１は、メインスイッチＳ
Ｗ１をオンとするオン駆動信号及びオフとするオフ駆動
信号を反転する反転回路と、この反転回路により反転さ
れたメインスイッチＳＷ１のオン駆動信号を、同期整流
スイッチＳＷ２をオフとするオフ駆動信号とし、この反
転回路により反転されたメインスイッチＳＷ１のオフ駆
動信号を遅延回路を介して同期整流スイッチＳＷ２をオ
ンとするオン駆動信号とする構成を備えることができ
る。(2) The control circuit 1 includes a main switch S
An inverting circuit for inverting an on-drive signal for turning on W1 and an off-drive signal for turning off W1, and using the on-drive signal of the main switch SW1 inverted by the inverting circuit as an off-drive signal for turning off the synchronous rectification switch SW2. A configuration can be provided in which the off drive signal of the main switch SW1 inverted by the inversion circuit is used as an on drive signal for turning on the synchronous rectification switch SW2 via a delay circuit.
【００２２】又（３）メインスイッチＳＷ１をトランス
２の一次巻線Ｎ１に接続し、ダイオードＤ２を並列接続
した構成の同期整流スイッチＳＷ２をトランス２の二次
巻線Ｎ２に接続し、出力端子間に平滑用コンデンサＣ２
を接続したフライバックコンバータ構成のスイッチング
電源装置に於いて、同期整流スイッチＳＷ１に並列に接
続したスナバ用コンデンサＣ３と、出力端子間の出力電
圧を一定化するようにメインスイッチＳＷ１のオン，オ
フを制御し、このメインスイッチＳＷ１をオンとした時
に同期整流スイッチＳＷ２をオフとし、メインスイッチ
ＳＷ１をオフとした時にスナバ用コンデンサＣ３に放電
電流が流れ且つダイオードＤ２に電流が流れた後の遅延
時間を設定して同期整流スイッチＳＷ１をオンとする構
成の制御回路１とを備えることができる。(3) The main switch SW1 is connected to the primary winding N1 of the transformer 2 and the diode D2 is connected in parallel to the synchronous rectification switch SW2 of the transformer 2 connected to the secondary winding N2 of the transformer 2. To smoothing capacitor C2
In a switching power supply having a flyback converter configuration connected to the switch, the snubber capacitor C3 connected in parallel with the synchronous rectification switch SW1 and the main switch SW1 are turned on and off so as to stabilize the output voltage between the output terminals. When the main switch SW1 is turned on, the synchronous rectification switch SW2 is turned off. When the main switch SW1 is turned off, the delay time after the discharge current flows to the snubber capacitor C3 and the current flows to the diode D2 is determined. And a control circuit 1 configured to turn on the synchronous rectification switch SW1 by setting.
【００２３】又（４）メインスイッチをトランスの一次
巻線に接続し、このトランスの二次巻線に、ダイオード
を並列接続した構成の第１，第２の同期整流スイッチ
を、前記ダイオードが逆極性となるように直列接続し、
第２の同期整流スイッチの両端に、平滑用リアクトルと
平滑用コンデンサとの直列回路を接続し、平滑用コンデ
ンサの両端を出力端子間に接続したフォワードコンバー
タ構成のスイッチング電源装置に於いて、第２の同期整
流スイッチに並列に接続したスナバ用コンデンサと、出
力端子間の出力電圧を一定化するようにメインスイッチ
のオン，オフを制御し、このメインスイッチをオンとし
た時に第１の同期整流スイッチをオンとし且つ第２の同
期整流スイッチをオフとし、メインスイッチをオフとし
た時に、第１の同期整流スイッチをオフとし且つスナバ
用コンデンサに放電電流が流れ且つダイオードに電流が
流れた後の遅延時間を設定して第２の同期整流スイッチ
をオンとする構成の制御回路とを備えることができる。(4) The main switch is connected to the primary winding of a transformer, and the secondary winding of the transformer is connected to a first and a second synchronous rectification switch having a diode connected in parallel. Connect in series to be polar,
In a switching power supply having a forward converter configuration, a series circuit of a smoothing reactor and a smoothing capacitor is connected to both ends of a second synchronous rectification switch, and both ends of the smoothing capacitor are connected between output terminals. And a snubber capacitor connected in parallel with the synchronous rectifier switch and turning on and off the main switch so as to stabilize the output voltage between the output terminals. When the main switch is turned on, the first synchronous rectifier switch is turned on. Is turned on and the second synchronous rectification switch is turned off, and when the main switch is turned off, the first synchronous rectification switch is turned off and the delay after the discharge current flows through the snubber capacitor and the current flows through the diode. A control circuit configured to set the time and turn on the second synchronous rectification switch.
【００２４】又（５）出力端子間に平滑用コンデンサを
接続し、電源の入力端子と前記出力端子との間にリアク
トルとダイオードを並列接続した構成の同期整流スイッ
チとを直列に接続し、リアクトルとダイオードとの接続
点にメインスイッチを接続したブーストコンバータ構成
のスイッチング電源装置に於いて、同期整流スイッチに
並列に接続したスナバ用コンデンサと、出力端子間の出
力電圧を一定化するようにメインスイッチのオン，オフ
を制御し、このメインスイッチをオンとした時に同期整
流スイッチをオフとし、メインスイッチをオフとした時
にスナバ用コンデンサに放電電流が流れ且つダイオード
に電流が流れた後の遅延時間を設定して同期整流スイッ
チをオンとする構成の制御回路とを備えることができ
る。(5) A smoothing capacitor is connected between the output terminals, and a synchronous rectification switch having a configuration in which a reactor and a diode are connected in parallel between the input terminal of the power supply and the output terminal is connected in series. In a switching power supply with a boost converter configuration in which a main switch is connected to a connection point between a capacitor and a diode, a snubber capacitor connected in parallel with a synchronous rectification switch, and a main switch configured to stabilize an output voltage between output terminals. When the main switch is turned on, the synchronous rectifier switch is turned off. When the main switch is turned off, the delay time after the discharge current flows to the snubber capacitor and the current flows to the diode is set. And a control circuit configured to turn on the synchronous rectification switch by setting.
【００２５】又（６）出力端子間に平滑用コンデンサを
接続し、電源の入力端子と前記出力端子との間にメイン
スイッチとダイオードを並列接続した構成の同期整流ス
イッチとを直列に接続し、メインスイッチとダイオード
との接続点にリアクトルを接続したバックブーストコン
バータ構成のスイッチング電源装置に於いて、同期整流
スイッチに並列に接続したスナバ用コンデンサと、出力
端子間の出力電圧を一定化するように前記メインスイッ
チのオン，オフを制御し、このメインスイッチをオンと
した時に同期整流スイッチをオフとし、メインスイッチ
をオフとした時にスナバ用コンデンサに放電電流が流
れ、且つ前記ダイオードに電流が流れた後の遅延時間を
設定して同期整流スイッチをオンとする構成の制御回路
とを備えることができる。(6) A smoothing capacitor is connected between the output terminals, and a main switch and a synchronous rectification switch having a diode connected in parallel are connected in series between the input terminal of the power supply and the output terminal. In a switching power supply with a buck-boost converter configuration in which a reactor is connected to the connection point between a main switch and a diode, the output voltage between a snubber capacitor connected in parallel with a synchronous rectification switch and an output terminal is made constant. On / off of the main switch is controlled. When the main switch is turned on, the synchronous rectification switch is turned off. When the main switch is turned off, a discharge current flows through the snubber capacitor and a current flows through the diode. And a control circuit configured to turn on the synchronous rectification switch by setting a later delay time. That.
【００２６】又（７）出力端子間に平滑用コンデンサを
接続し、電源の入力端子と前記出力端子との間にメイン
スイッチとリアクトルとを直列に接続し、メインスイッ
チとリアクトルとの接続点に、ダイオードを並列接続し
た構成の同期整流スイッチを接続したバックコンバータ
構成のスイッチング電源装置に於いて、同期整流スイッ
チに並列に接続したスナバ用コンデンサと、出力端子間
の出力電圧を一定化するようにメインスイッチのオン，
オフを制御し、このメインスイッチをオンとした時に同
期整流スイッチをオフとし、メインスイッチをオフとし
た時にスナバ用コンデンサに放電電流が流れ且つダイオ
ードに電流が流れた後の遅延時間を設定して同期整流ス
イッチをオンとする構成の制御回路とを備えることがで
きる。(7) A smoothing capacitor is connected between output terminals, a main switch and a reactor are connected in series between an input terminal of the power supply and the output terminal, and a connection point between the main switch and the reactor is provided. In a switching power supply having a buck converter configuration in which a synchronous rectification switch in which diodes are connected in parallel is connected, an output voltage between a snubber capacitor connected in parallel with the synchronous rectification switch and an output terminal is made constant. Turn on the main switch,
Control the off, turn off the synchronous rectifier switch when this main switch is turned on, and set the delay time after the discharge current flows to the snubber capacitor and the current flows to the diode when the main switch is turned off. A control circuit configured to turn on the synchronous rectification switch.
【００２７】[0027]
【発明の実施の形態】図１は本発明の第１の実施の形態
の説明図であり、フライバックコンバータ構成のスイッ
チング電源装置に適用した場合を示し、１は制御回路、
２はトランス、Ｎ１は一次巻線、Ｎ２は二次巻線、Ｃ１
は入力側のコンデンサ、Ｃ２は平滑用コンデンサ、Ｃ３
はスナバ用コンデンサ、ＳＷ１はメインスイッチ、ＳＷ
２は同期整流スイッチ、Ｄ２はダイオード、Ｖｉｎは入
力電圧、Ｖｏｕｔは出力電圧、Ｐ１，Ｐ２は駆動信号を
示す。FIG. 1 is an explanatory diagram of a first embodiment of the present invention, in which the present invention is applied to a switching power supply having a flyback converter configuration.
2 is a transformer, N1 is a primary winding, N2 is a secondary winding, C1
Is the input side capacitor, C2 is the smoothing capacitor, C3
Is a snubber capacitor, SW1 is a main switch, SW
2 is a synchronous rectification switch, D2 is a diode, Vin is an input voltage, Vout is an output voltage, and P1 and P2 are drive signals.
【００２８】ダイオードＤ２を並列接続した構成の同期
整流スイッチＳＷ２に、並列にスナバ用コンデンサＣ３
を接続する。又制御回路１は、図示の極性の出力電圧Ｖ
ｏｕｔを検出して設定した基準電圧と比較し、誤差分が
零となるように、駆動信号Ｐ１によってメインスイッチ
ＳＷ１のオン期間を制御する。このようなメインスイッ
チＳＷ１を制御する基本構成は従来例と同様であり、例
えば、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御として知られている
各種の構成を適用することができる。又フライバックコ
ンバータ構成として出力電圧Ｖｏｕｔを一定化する動作
は、前述の図９に示す構成と同様であるから、重複する
説明は省略する。本発明に於いては、メインスイッチＳ
Ｗ１をオンとした時に同期整流スイッチＳＷ２をオフ、
反対にメインスイッチＳＷ１をオフとした時に、スナバ
用コンデンサＣ３に放電電流が流れ、且つダイオードＤ
２に電流が流れた後に、同期整流スイッチＳＷ２をオン
とする。このような構成は、遅延回路を適用して容易に
構成することができる。The snubber capacitor C3 is connected in parallel with the synchronous rectification switch SW2 having the diode D2 connected in parallel.
Connect. Further, the control circuit 1 outputs an output voltage V having a polarity shown in FIG.
Out is detected and compared with a set reference voltage, and the ON period of the main switch SW1 is controlled by the drive signal P1 so that the error becomes zero. The basic configuration for controlling such a main switch SW1 is the same as that of the conventional example. For example, various configurations known as pulse width modulation (PWM) control can be applied. Further, the operation of making the output voltage Vout constant as a flyback converter configuration is the same as the configuration shown in FIG. 9 described above, and thus redundant description will be omitted. In the present invention, the main switch S
When W1 is turned on, the synchronous rectification switch SW2 is turned off,
Conversely, when the main switch SW1 is turned off, a discharge current flows through the snubber capacitor C3 and the diode D
After the current flows through the switch 2, the synchronous rectification switch SW2 is turned on. Such a configuration can be easily configured by applying a delay circuit.
【００２９】図２は本発明の第１の実施の形態の動作説
明図であり、Ｐ１はメインスイッチＳＷ１の駆動信号、
Ｐ２は同期整流スイッチＳＷ２の駆動信号、Ｉｎ２はト
ランス２の二次巻線Ｎ２に流れる電流、Ｉｄ２はダイオ
ードＤ２及び同期整流スイッチＳＷ２に流れる電流、Ｉ
ｓｗ２は同期整流スイッチＳＷ２に流れる電流、Ｖｓｗ
２は同期整流スイッチＳＷ２の印加電圧のそれぞれ波形
の一例を示す。FIG. 2 is a diagram for explaining the operation of the first embodiment of the present invention, wherein P1 is a drive signal for the main switch SW1,
P2 is a drive signal of the synchronous rectification switch SW2, In2 is a current flowing through the secondary winding N2 of the transformer 2, Id2 is a current flowing through the diode D2 and the synchronous rectification switch SW2, I
sw2 is the current flowing through the synchronous rectification switch SW2, Vsw
2 shows an example of each waveform of the voltage applied to the synchronous rectification switch SW2.
【００３０】駆動信号Ｐ１をハイレベルとしてメインス
イッチＳＷ１をオンとした時の期間をＴｏｎ１とし、又
ローレベルとしてメインスイッチＳＷ１をオフとした時
の期間をＴｏｆｆ１とし、又駆動信号Ｐ２をハイレベル
として同期整流スイッチＳＷ２をオンとした時の期間を
Ｔｏｎ２とし、又ローレベルとして同期整流スイッチＳ
Ｗ２をオフとした時の期間をＴｏｆｆ２として示す。The period when the main switch SW1 is turned on when the drive signal P1 is set to the high level is Ton1, the period when the main switch SW1 is turned off is set to the low level is Toff1, and the period when the drive signal P2 is set to the high level. The period when the synchronous rectifier switch SW2 is turned on is referred to as Ton2, and the synchronous rectifier switch S is set at a low level.
The period when W2 is turned off is shown as Toff2.
【００３１】メインスイッチＳＷ１のオン期間Ｔｏｎ１
に於いて、トランス２に励磁エネルギーが蓄積される。
又同期整流スイッチＳＷ２はオフであると共に、トラン
ス２の二次巻線Ｎ２の誘起電圧及び平滑用コンデンサＣ
２の充電電圧によって、ダイオードＤ２には逆極性の電
圧が印加され、スナバ用コンデンサＣ３はこの電圧によ
って充電されている。The ON period Ton1 of the main switch SW1
, The excitation energy is stored in the transformer 2.
The synchronous rectifier switch SW2 is off, the induced voltage of the secondary winding N2 of the transformer 2 and the smoothing capacitor C2 are turned off.
Due to the charging voltage of 2, a reverse voltage is applied to the diode D2, and the snubber capacitor C3 is charged by this voltage.
【００３２】制御回路１は、出力電圧Ｖｏｕｔを検出し
てメインスイッチＳＷ１を制御するもので、駆動信号Ｐ
１をローレベルとしてメインスイッチＳＷ１をターンオ
フさせた時、Ｔｄ１の期間後に、駆動信号Ｐ２をハイレ
ベルとして同期整流スイッチＳＷ２をターンオンさせ、
反対に、駆動信号Ｐ１をハイレベルとしてメインスイッ
チＳＷ１をターンオンさせた時、駆動信号Ｐ２をローレ
ベルとして同期整流スイッチＳＷ２をターンオンさせ
る。The control circuit 1 detects the output voltage Vout and controls the main switch SW1.
When the main switch SW1 is turned off by setting 1 to the low level, the drive signal P2 is set to the high level and the synchronous rectification switch SW2 is turned on after a period of Td1,
Conversely, when the drive signal P1 is set to the high level to turn on the main switch SW1, the drive signal P2 is set to the low level to turn on the synchronous rectification switch SW2.
【００３３】メインスイッチＳＷ１がオン状態の時に、
トランス２の二次巻線Ｎ２の誘起電圧及び平滑用コンデ
ンサＣ２の充電電圧（出力電圧Ｖｏｕｔ）により、ダイ
オードＤ２には逆方向の電圧が印加され、又スナバ用コ
ンデンサＣ３が充電されている。従って、同期整流スイ
ッチＳＷ２とダイオードＤ２とスナバ用コンデンサＣ３
との並列回路には、Ｖｓｗ２で示す電圧が印加されるこ
とになる。When the main switch SW1 is on,
The reverse voltage is applied to the diode D2 by the induced voltage of the secondary winding N2 of the transformer 2 and the charging voltage (output voltage Vout) of the smoothing capacitor C2, and the snubber capacitor C3 is charged. Therefore, the synchronous rectification switch SW2, the diode D2 and the snubber capacitor C3
A voltage indicated by Vsw2 is applied to the parallel circuit.
【００３４】そして、駆動信号Ｐ１をローレベルとして
メインスイッチＳＷ１をターンオフさせると、トランス
２の二次巻線Ｎ２に誘起する電圧は、ダイオードＤ２の
順方向の極性となるが、ダイオードＤ２にはスナバ用コ
ンデンサＣ３の充電電圧が逆方向電圧として印加された
状態となり、ダイオードＤ２はオフ状態を継続する。そ
して、スナバ用コンデンサＣ３の充電電荷は、トランス
２の二次巻線Ｎ２を介して平滑用コンデンサＣ２側へ放
電されることになり、電流Ｉｎ２はこの放電電流に対応
したものとなる。そして、同期整流スイッチＳＷ２に印
加される電圧Ｖｓｗ２は、スナバ用コンデンサＣ３の放
電に伴って急速に低下する。When the main switch SW1 is turned off by setting the drive signal P1 to low level, the voltage induced in the secondary winding N2 of the transformer 2 has the forward polarity of the diode D2, but the snubber is applied to the diode D2. The charging voltage of the capacitor for use C3 is applied as a reverse voltage, and the diode D2 is kept off. Then, the charge of the snubber capacitor C3 is discharged to the smoothing capacitor C2 side through the secondary winding N2 of the transformer 2, and the current In2 corresponds to the discharge current. Then, the voltage Vsw2 applied to the synchronous rectification switch SW2 rapidly decreases with the discharge of the snubber capacitor C3.
【００３５】そして、Ｔｄ２の期間後、電圧Ｖｓｗ２が
零となると、ダイオードＤ２を介して流れる電流Ｉｄ２
が急上昇し、二次巻線Ｎ２に流れる電流Ｉｎ２は、ほぼ
この電流Ｉｄ２となる。そして、同期整流スイッチＳＷ
２の両端の電圧Ｖｓｗ２が零の期間、即ち、Ｔｄ３の期
間中に駆動信号Ｐ２をハイレベルとして、同期整流スイ
ッチＳＷ２をターンオンさせる。それによって、同期整
流スイッチＳＷ２を介して電流Ｉｓｗ２が流れ、殆ど無
損失の状態で電流Ｉｓｗ２を流すことができる。又零電
圧状態でスイッチングさせることができるから、スイッ
チング損失を零とすることができる。Then, after the period of Td2, when the voltage Vsw2 becomes zero, the current Id2 flowing through the diode D2
Rises sharply, and the current In2 flowing through the secondary winding N2 becomes almost this current Id2. And the synchronous rectification switch SW
The drive signal P2 is set to the high level during the period when the voltage Vsw2 across the terminals 2 is zero, that is, during the period of Td3, and the synchronous rectification switch SW2 is turned on. As a result, the current Isw2 flows through the synchronous rectification switch SW2, and the current Isw2 can flow with almost no loss. Further, since switching can be performed in a zero voltage state, switching loss can be reduced to zero.
【００３６】又駆動信号Ｐ１をハイレベルとしてメイン
スイッチＳＷ１をターンオンさせ、且つ駆動信号Ｐ２を
ローレベルとして同期整流スイッチＳＷ２をターンオフ
させると、トランス２の二次巻線Ｎ２にはダイオードＤ
２の逆方向の極性の電圧が誘起され、ダイオードＤ２は
オフ状態となり、スナバ用コンデンサＣ３に充電電流が
流れることになり、この電流はＴｄ４の期間流れること
になる。従って、同期整流スイッチＳＷ２に印加される
電圧Ｖｓｗ２は、スナバ用コンデンサＣ３の充電特性に
対応した傾きで上昇する。従って、同期整流スイッチＳ
Ｗ２を零電圧状態でスイッチングさせることができる。
なお、ダイオードＤ２の逆回復によるサージ電圧は、ス
ナバ用コンデンサＣ３によって吸収することができる。When the drive signal P1 is set to high level to turn on the main switch SW1 and the drive signal P2 is set to low level to turn off the synchronous rectification switch SW2, the diode D is connected to the secondary winding N2 of the transformer 2.
2, a voltage of the opposite polarity is induced, the diode D2 is turned off, and a charging current flows through the snubber capacitor C3, and this current flows for a period of Td4. Therefore, the voltage Vsw2 applied to the synchronous rectification switch SW2 rises with a slope corresponding to the charging characteristic of the snubber capacitor C3. Therefore, the synchronous rectification switch S
W2 can be switched in a zero voltage state.
The surge voltage due to the reverse recovery of the diode D2 can be absorbed by the snubber capacitor C3.
【００３７】図３は同期整流スイッチの説明図であり、
（Ａ）は図１に示す同期整流スイッチＳＷ２とダイオー
ドＤ２とを示し、駆動信号Ｐ２によって同期整流スイッ
チＳＷ２のオン，オフを制御するものであるが、この構
成を（Ｂ）に示す電界効果トランジスタ３によって実現
することができる。この場合、ｎチャネル電界効果トラ
ンジスタには、寄生ダイオード４が含まれるから、この
寄生ダイオード４をダイオードＤ２として使用すること
ができる。又メインスイッチＳＷ１も、このような電界
効果トランジスタ３によって構成することができる。FIG. 3 is an explanatory diagram of a synchronous rectification switch.
(A) shows the synchronous rectifier switch SW2 and the diode D2 shown in FIG. 1, and controls on / off of the synchronous rectifier switch SW2 by the drive signal P2. This structure is shown in FIG. 3 can be realized. In this case, since the n-channel field effect transistor includes the parasitic diode 4, the parasitic diode 4 can be used as the diode D2. Further, the main switch SW1 can also be constituted by such a field effect transistor 3.
【００３８】図４は本発明の第２の実施の形態の説明図
であり、図１に示す構成を更に具体化した場合を示し、
図１と同一符号は同一部分を示し、３はダイオード４を
並列接続した構成のｎチャネルの電界効果トランジスタ
からなる同期整流スイッチ、５は同様にｎチャネルの電
界効果トランジスタからなるメインスイッチ、６はパル
ス幅制御回路（ＰＷＭＣ）、７はインバータ（反転回
路）、８は遅延回路（ＤＬ）、９，１０はダイオードで
ある。FIG. 4 is an explanatory diagram of the second embodiment of the present invention, showing a case where the configuration shown in FIG. 1 is further embodied.
1 denote the same parts, 3 denotes a synchronous rectification switch composed of an n-channel field-effect transistor having a configuration in which diodes 4 are connected in parallel, 5 denotes a main switch also composed of an n-channel field-effect transistor, and 6 denotes a main switch. A pulse width control circuit (PWMC), 7 is an inverter (inverting circuit), 8 is a delay circuit (DL), and 9 and 10 are diodes.
【００３９】制御回路１は、パルス幅制御回路６と、イ
ンバータ７と、遅延回路８と、ダイオード９，１０とを
有する場合を示し、パルス幅制御回路６は、出力電圧Ｖ
ｏｕｔを検出し、設定した基準電圧と比較して、出力電
圧Ｖｏｕｔが高い場合はオン期間Ｔｏｎ１を短くするよ
うに、駆動信号Ｐ１のハイレベルの期間を短くし、出力
電圧Ｖｏｕｔが低い場合はオン期間Ｔｏｎ１を長くする
ように、駆動信号Ｐ１のハイレベルの期間を長くする構
成を有し、既に知られている各種の構成を適用すること
ができる。The control circuit 1 has a case in which a pulse width control circuit 6, an inverter 7, a delay circuit 8, and diodes 9 and 10 are provided.
out is detected and compared with a set reference voltage. If the output voltage Vout is high, the high-level period of the drive signal P1 is shortened so that the on-period Ton1 is shortened. If the output voltage Vout is low, the output signal Von is turned on. There is a configuration in which the high-level period of the drive signal P1 is extended so as to extend the period Ton1, and various known configurations can be applied.
【００４０】このパルス幅制御回路６からの駆動信号Ｐ
１をインバータ７によって反転し、メインスイッチ５を
オンとするオン駆動信号（ハイレベルの駆動信号Ｐ１）
は、インバータ７により反転されてローレベルとなり、
ダイオード１０を介して同期整流スイッチ３のゲート
に、オフ駆動信号（ローレベルの駆動信号Ｐ２）として
加えられる。従って、メインスイッチ５がターンオンさ
れると共に同期整流スイッチ３はターンオフされる。The drive signal P from the pulse width control circuit 6
1 is inverted by the inverter 7 to turn on the main switch 5 (ON driving signal (high level driving signal P1))
Is inverted by the inverter 7 to a low level,
An off-drive signal (low-level drive signal P2) is applied to the gate of the synchronous rectification switch 3 via the diode 10. Accordingly, the main switch 5 is turned on and the synchronous rectification switch 3 is turned off.
【００４１】又メインスイッチ５をオフとするオフ駆動
信号（ローレベルの駆動信号Ｐ１）は、インバータ７に
より反転されてハイレベルとなり、ダイオード９と遅延
回路８とを介して同期整流スイッチ３のゲートに、オン
駆動信号（ハイレベルの駆動信号Ｐ２）として加えられ
る。この遅延回路８の遅延時間を前述のＴｄ１の期間に
相当するように設定する。The off drive signal (low drive signal P 1) for turning off the main switch 5 is inverted by the inverter 7 to a high level, and the gate of the synchronous rectification switch 3 is passed through the diode 9 and the delay circuit 8. As an ON drive signal (high-level drive signal P2). The delay time of the delay circuit 8 is set so as to correspond to the period of Td1.
【００４２】従って、メインスイッチ５をオフとするオ
フ駆動信号をインバータ７により反転した信号のみが遅
延回路８によって遅延されて、同期整流スイッチ３のオ
ン駆動信号となり、メインスイッチ５がターンオフされ
た後、Ｔｄ１の期間後に、同期整流スイッチ３はターン
オンされて、零電圧スイッチングを行わせることができ
る。Therefore, only the signal obtained by inverting the off drive signal for turning off the main switch 5 by the inverter 7 is delayed by the delay circuit 8 to become the on drive signal for the synchronous rectification switch 3, and after the main switch 5 is turned off. , Td1, the synchronous rectifier switch 3 can be turned on to cause zero voltage switching.
【００４３】図５は本発明の第３の実施の形態の説明図
であり、ブーストコンバータ構成のスイッチング電源装
置の要部を示し、Ｖｉｎは入力電圧、Ｖｏｕｔは出力電
圧、Ｃ１は入力側のコンデンサ、Ｃ２は平滑用コンデン
サ、Ｃ３はスナバ用コンデンサ、ＳＷ１はメインスイッ
チ、ＳＷ２は同期整流スイッチ、Ｄ２はダイオード、Ｌ
はリアクトル、１は制御回路、Ｐ１ Ｐ２は駆動信号を
示す。FIG. 5 is an explanatory diagram of a third embodiment of the present invention, showing the main parts of a switching power supply device having a boost converter configuration, where Vin is an input voltage, Vout is an output voltage, and C1 is a capacitor on the input side. , C2 is a smoothing capacitor, C3 is a snubber capacitor, SW1 is a main switch, SW2 is a synchronous rectification switch, D2 is a diode, L
Represents a reactor, 1 represents a control circuit, and P1 and P2 represent drive signals.
【００４４】出力端子間に平滑用コンデンサＣ２を接続
し、入力端子間にコンデンサＣ１を接続し、入力端子と
出力端子との間に、リアクトルＬと、ダイオードＤ２を
並列接続した構成の同期整流スイッチＳＷ２とを直列的
に接続し、その接続点にメインスイッチＳＷ１を接続
し、同期整流スイッチＳＷ２に並列にスナバ用コンデン
サＣ３を接続し、制御回路１は、図示の極性の出力電圧
Ｖｏｕｔを検出して、設定した基準電圧と比較し、誤差
分が零に近づくように、メインスイッチＳＷ１のオン期
間を制御する。A synchronous rectifier switch in which a smoothing capacitor C2 is connected between output terminals, a capacitor C1 is connected between input terminals, and a reactor L and a diode D2 are connected in parallel between the input terminal and the output terminal. SW2 is connected in series, a main switch SW1 is connected to the connection point, a snubber capacitor C3 is connected in parallel with the synchronous rectification switch SW2, and the control circuit 1 detects an output voltage Vout having the illustrated polarity. Then, the on-period of the main switch SW1 is controlled so that the error becomes closer to zero as compared with the set reference voltage.
【００４５】制御回路１からの駆動信号Ｐ１によって、
メインスイッチＳＷ１がオンの時、駆動信号Ｐ２により
同期整流スイッチＳＷ２はオフであり、リアクトルＬに
入力電圧Ｖｉｎによる電流が流れて励磁エネルギーが蓄
積され、又スナバ用コンデンサＣ３は、平滑用コンデン
サＣ２の充電電圧によって充電され、その端子間電圧
は、ダイオードＤ２に対して逆方向の極性となる。According to the drive signal P1 from the control circuit 1,
When the main switch SW1 is turned on, the synchronous rectification switch SW2 is turned off by the drive signal P2, a current due to the input voltage Vin flows through the reactor L, and the excitation energy is accumulated. The snubber capacitor C3 is connected to the smoothing capacitor C2. It is charged by the charging voltage, and the voltage between its terminals has a polarity opposite to that of the diode D2.
【００４６】次に、駆動信号Ｐ１によりメインスイッチ
ＳＷ１をオフとした時、同期整流スイッチＳＷ２はオフ
を継続しており、リアクトルＬの蓄積励磁エネルギーに
よる電圧が入力電圧Ｖｉｎに加算された状態で、スナバ
用コンデンサＣ３と平滑用コンデンサＣ２とに印加され
る。その時、ダイオードＤ２には逆方向の電圧が印加さ
れた状態となり、又スナバ用コンデンサＣ３は放電し
て、その端子間電圧が急速に低下し、零となると、ダイ
オードＤ２に順方向の電圧が印加されることになる。そ
れによって、ダイオードＤ２を介して電流が流れる。こ
の時は、同期整流スイッチＳＷ２の両端の電圧は零Ｖで
あるから、この時点、即ち、メインスイッチＳＷ１をタ
ーンオフさせた後、所定の遅延時間後に、同期整流スイ
ッチＳＷ２をオンさせる。それにより、ダイオードＤ２
による損失が生じない状態とし、且つ零電圧スイッチン
グを可能とする。Next, when the main switch SW1 is turned off by the drive signal P1, the synchronous rectification switch SW2 continues to be turned off, and the voltage due to the stored excitation energy of the reactor L is added to the input voltage Vin. The voltage is applied to the snubber capacitor C3 and the smoothing capacitor C2. At this time, a reverse voltage is applied to the diode D2, and the snubber capacitor C3 is discharged. When the voltage between the terminals of the snubber capacitor C3 rapidly decreases to zero, a forward voltage is applied to the diode D2. Will be done. Thereby, a current flows through the diode D2. At this time, since the voltage between both ends of the synchronous rectification switch SW2 is zero V, the synchronous rectification switch SW2 is turned on at this time, that is, after a predetermined delay time after the main switch SW1 is turned off. Thereby, the diode D2
And no zero voltage switching is possible.
【００４７】図６は本発明の第４の実施の形態の説明図
であり、コンデンサＣ１を接続した入力端子と、平滑用
コンデンサＣ２を接続した出力端子との間に、メインス
イッチＳＷ１と、ダイオードＤ２を並列接続した構成の
同期整流スイッチＳＷ２とを直列的に接続し、その接続
点にリアクトルＬを接続したバックブーストコンバータ
構成のスイッチング電源装置の要部を示し、同期整流ス
イッチＳＷ２と並列にスナバ用コンデンサＣ３を接続
し、制御回路１からの駆動信号Ｐ１によりメインスイッ
チＳＷ１をオン，オフ制御し、これと逆位相関係の駆動
信号Ｐ２により同期整流スイッチＳＷ２をオン，オフ制
御する。FIG. 6 is an explanatory diagram of the fourth embodiment of the present invention. A main switch SW1 and a diode are connected between an input terminal connected to a capacitor C1 and an output terminal connected to a smoothing capacitor C2. D2 is connected in series with a synchronous rectifier switch SW2 having a configuration in which D2 is connected in parallel, and a main part of a switching power supply device having a buck-boost converter configuration in which a reactor L is connected to the connection point is shown. The main switch SW1 is turned on and off by a drive signal P1 from the control circuit 1, and the synchronous rectifier switch SW2 is turned on and off by a drive signal P2 having an opposite phase relation to the main capacitor SW3.
【００４８】メインスイッチＳＷ１をオフとした時、同
期整流スイッチＳＷ２は前述の各実施の形態と同様にオ
フ状態を継続し、その間に、リアクトルＬに於ける誘起
電圧によって、スナバ用コンデンサＣ３は放電し、且つ
平滑用コンデンサＣ２は図示の極性に充電される。スナ
バ用コンデンサＣ３が放電して、その端子間電圧が零Ｖ
となると、ダイオードＤ２を介してリアクトルＬの誘起
電圧による電流が流れて平滑用コンデンサＣ２の充電が
継続される。この時、同期整流スイッチＳＷ２の両端の
電圧は零Ｖとなるから、同期整流スイッチＳＷ２を駆動
信号Ｐ２によってターンオンさせる。即ち、零電圧スイ
ッチングを行うことができる。When the main switch SW1 is turned off, the synchronous rectification switch SW2 continues to be in the off state as in the above-described embodiments, and during that time, the snubber capacitor C3 is discharged by the induced voltage in the reactor L. Then, the smoothing capacitor C2 is charged to the illustrated polarity. The snubber capacitor C3 is discharged, and its terminal voltage becomes zero volts.
Then, the current caused by the induced voltage of the reactor L flows through the diode D2, and the charging of the smoothing capacitor C2 is continued. At this time, since the voltage between both ends of the synchronous rectification switch SW2 becomes zero V, the synchronous rectification switch SW2 is turned on by the drive signal P2. That is, zero voltage switching can be performed.
【００４９】図７は本発明の第５の実施の形態の説明図
であり、コンデンサＣ１を接続した入力端子と、平滑用
コンデンサＣ２を接続した出力端子との間に、メインス
イッチＳＷ１とリアクトルＬとを直列的に接続し、その
接続点に同期整流スイッチＳＷ２を接続したバックコン
バータ構成のスイッチング電源装置の要部を示し、同期
整流スイッチＳＷ２と並列にスナバ用コンデンサＣ３を
接続し、制御回路１からの駆動信号Ｐ１によりメインス
イッチＳＷ１をオン，オフ制御し、これと逆位相関係の
駆動信号Ｐ２により同期整流スイッチＳＷ２をオン，オ
フ制御する。FIG. 7 is an explanatory view of the fifth embodiment of the present invention. A main switch SW1 and a reactor L are connected between an input terminal connected to a capacitor C1 and an output terminal connected to a smoothing capacitor C2. Are connected in series, and the connection point thereof is connected to a synchronous rectifier switch SW2 to show a main part of a switching power supply device having a buck converter configuration. A snubber capacitor C3 is connected in parallel with the synchronous rectifier switch SW2. The main switch SW1 is turned on / off by a drive signal P1 from the controller, and the synchronous rectification switch SW2 is turned on / off by a drive signal P2 having an opposite phase relationship to the main switch SW1.
【００５０】制御回路１は、前述の各実施の形態と同様
に、出力電圧Ｖｏｕｔを一定化するように、駆動信号Ｐ
１によりメインスイッチＳＷ１のオン，オフを制御し、
メインスイッチＳＷ１をオンとした時に、同期整流スイ
ッチＳＷ２をオフとし、メインスイッチＳＷ１をオフと
した時に、スナバ用コンデンサＣ３に放電電流が流れ、
次にダイオードＤ２に電流が流れた後に、同期整流スイ
ッチＳＷ２をオンとする構成を備えている。The control circuit 1 controls the drive signal P so as to keep the output voltage Vout constant, as in the above-described embodiments.
1 controls the on / off of the main switch SW1,
When the main switch SW1 is turned on, the synchronous rectification switch SW2 is turned off, and when the main switch SW1 is turned off, a discharge current flows through the snubber capacitor C3.
Next, a configuration is provided in which the synchronous rectification switch SW2 is turned on after a current flows through the diode D2.
【００５１】例えば、メインスイッチＳＷ１がオンの
時、同期整流スイッチＳＷ２はオフで、リアクトルＬに
電流が流れて励磁エネルギーとして蓄積され、又スナバ
用コンデンサＣ３は、ダイオードＤ２に対して逆極性で
充電される。次に、メインスイッチＳＷ２をオフとする
と、同期整流スイッチＳＷ２はオフを継続し、リアクト
ルＬに励磁エネルギーによる電圧が誘起し、スナバ用コ
ンデンサＣ３は放電し、又平滑用コンデンサＣ２は充電
される。For example, when the main switch SW1 is turned on, the synchronous rectification switch SW2 is turned off, a current flows through the reactor L and is stored as exciting energy, and the snubber capacitor C3 is charged with the opposite polarity to the diode D2. Is done. Next, when the main switch SW2 is turned off, the synchronous rectification switch SW2 continues to be turned off, a voltage is induced in the reactor L by the excitation energy, the snubber capacitor C3 is discharged, and the smoothing capacitor C2 is charged.
【００５２】スナバ用コンデンサＣ３の放電により端子
電圧が零となると、次はダイオードＤ２を介してリアク
トルＬに電流が流れる。この時に、同期整流スイッチＳ
Ｗ２をターンオンさせる。即ち、零電圧スイッチングを
行わせる。When the terminal voltage becomes zero due to the discharge of the snubber capacitor C3, next, a current flows to the reactor L via the diode D2. At this time, the synchronous rectification switch S
Turn on W2. That is, zero voltage switching is performed.
【００５３】図８は本発明の第６の実施の形態の説明図
であり、メインスイッチＳＷ１をトランス１２の一次巻
線Ｎ１に接続し、このトランス１２の二次巻線Ｎ２に、
ダイオードＤ２を並列接続した構成の第１の同期整流ス
イッチＳＷ２と、ダイオードＤ３を並列接続した構成の
第２の同期整流スイッチＳＷ３とを、ダイオードＤ２，
Ｄ３が逆極性となるように直列接続し、第１の同期整流
スイッチＳＷ２の両端に、平滑用リアクトルＬと平滑用
コンデンサＣ２との直列回路を接続し、平滑用コンデン
サＣ２の両端を出力端子に接続したフォワードコンバー
タ構成のスイッチング電源装置の要部を示す。FIG. 8 is an explanatory view of the sixth embodiment of the present invention. The main switch SW1 is connected to the primary winding N1 of the transformer 12, and the secondary winding N2 of the transformer 12 is connected to the primary winding N2.
A first synchronous rectification switch SW2 having a configuration in which a diode D2 is connected in parallel and a second synchronous rectification switch SW3 having a configuration in which a diode D3 is connected in parallel are connected to a diode D2.
D3 is connected in series so that it has the opposite polarity, a series circuit of a smoothing reactor L and a smoothing capacitor C2 is connected to both ends of the first synchronous rectification switch SW2, and both ends of the smoothing capacitor C2 are output terminals. The main part of the connected switching power supply device of the forward converter configuration is shown.
【００５４】このスイッチング電源装置の第１の同期整
流スイッチＳＷ２に並列にスナバ用コンデンサＣ３を接
続し、制御回路１１は、出力電圧を一定化するように、
メインスイッチＳＷ１のオン，オフを制御し、このメイ
ンスイッチＳＷ１のオン，オフと同期して、第２の同期
整流スイッチＳＷ３をオン，オフし、又メインスイッチ
ＳＷ１をオンとした時に、第１の同期整流スイッチＳＷ
２をオフとし、メインスイッチＳＷ１をオフとした時
に、スナバ用コンデンサＣ３に放電電流が流れ、次にダ
イオードＤ２に電流が流れた後、第１の同期整流スイッ
チＳＷ２をオンとする構成を備えている。A snubber capacitor C3 is connected in parallel to the first synchronous rectification switch SW2 of the switching power supply device, and the control circuit 11 controls the output voltage to be constant.
The on / off of the main switch SW1 is controlled. When the second synchronous rectification switch SW3 is turned on / off and the main switch SW1 is turned on in synchronization with the on / off of the main switch SW1, the first switch is turned on. Synchronous rectification switch SW
2, when the main switch SW1 is turned off, a discharge current flows through the snubber capacitor C3, then a current flows through the diode D2, and then the first synchronous rectification switch SW2 is turned on. I have.
【００５５】従って、メインスイッチＳＷ１がオンの
時、第１の同期整流スイッチＳＷ２はオフ、第２の同期
整流スイッチＳＷ３はオンとなり、トランス１２の二次
巻線Ｎ２の誘起電圧は、第３の同期整流スイッチＳＷ３
とリアクトルＬとを介して平滑用コンデンサＣ２に印加
される。又スナバ用コンデンサＣ３は、ダイオードＤ２
に対して逆極性で充電される。Therefore, when the main switch SW1 is turned on, the first synchronous rectification switch SW2 is turned off, the second synchronous rectification switch SW3 is turned on, and the induced voltage of the secondary winding N2 of the transformer 12 becomes the third voltage. Synchronous rectification switch SW3
And the reactor L are applied to the smoothing capacitor C2. The snubber capacitor C3 is connected to the diode D2.
Is charged with the opposite polarity.
【００５６】次にメインスイッチＳＷ１をオフとする
と、第２の同期整流スイッチＳＷ３もオフとし、第１の
同期整流スイッチＳＷ２はオフ状態を継続する。それに
より、スナバ用コンデンサＣ３はリアクトルＬの誘起電
圧により平滑用コンデンサＣ２側へ放電し、その端子電
圧が零となると、ダイオードＤ２を介してリアクトルＬ
を介して電流が流れる。その時に、第１の同期整流スイ
ッチＳＷ２をターンオンさせる。従って、零電圧スイッ
チングを行わせることができる。Next, when the main switch SW1 is turned off, the second synchronous rectification switch SW3 is also turned off, and the first synchronous rectification switch SW2 is kept off. As a result, the snubber capacitor C3 discharges to the smoothing capacitor C2 due to the induced voltage of the reactor L, and when the terminal voltage becomes zero, the reactor L via the diode D2.
The current flows through. At that time, the first synchronous rectification switch SW2 is turned on. Therefore, zero voltage switching can be performed.
【００５７】本発明は、前述の各実施の形態にのみ限定
されるものではなく、種々付加変更し得るものであり、
第１〜第３の同期整流スイッチＳＷ１〜ＳＷ３とダイオ
ードＤ２，Ｄ３は、それぞれ寄生ダイオードを含む電界
効果トランジスタによって実現することができる。又メ
インスイッチＳＷ１をオフとした後の同期整流スイッチ
ＳＷ２のターンオンの遅れ時間は、図４に示す遅延回路
により得る構成とするか、或いは、スナバ用コンデンサ
Ｃ３の放電電流を検出する構成を付加し、その放電電流
を検出したタイミングを用いて、同期整流スイッチＳＷ
２のターンオン制御を行う構成とすることも可能であ
る。The present invention is not limited to the above embodiments, but can be variously added and changed.
The first to third synchronous rectification switches SW1 to SW3 and the diodes D2 and D3 can be realized by field effect transistors each including a parasitic diode. The delay time of turning on the synchronous rectification switch SW2 after the main switch SW1 is turned off may be obtained by the delay circuit shown in FIG. 4 or a configuration for detecting the discharge current of the snubber capacitor C3 may be added. , Using the timing at which the discharge current is detected, the synchronous rectification switch SW
It is also possible to adopt a configuration for performing the turn-on control of No. 2.
【００５８】[0058]
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、電界効
果トランジスタ等によるメインスイッチＳＷ１と、ダイ
オードＤ２を並列接続した構成の電界効果トランジスタ
等による同期整流スイッチＳＷ２と、この同期整流スイ
ッチＳＷ２に並列に接続したスナバ用コンデンサＣ３と
を含み、制御回路は、出力電圧Ｖｏｕｔを一定化するよ
うに、メインスイッチＳＷ１のオン，オフを制御し、こ
のメインスイッチＳＷ１をオンとした時に、同期整流ス
イッチＳＷ２をオフとし、メインスイッチＳＷ１をオフ
とした時に、スナバ用コンデンサに放電電流が流れ、且
つダイオードＤ２に電流が流れて、同期整流スイッチＳ
Ｗ２に対する印加電圧が零となった時点でターンオンさ
せるもので、整流用としてのダイオードＤ２による損失
を低減すると共に、零電圧スイッチングによりスイッチ
ング損失を低減することができる利点がある。As described above, the present invention relates to a main switch SW1 composed of a field effect transistor or the like, a synchronous rectification switch SW2 composed of a field effect transistor or the like having a configuration in which a diode D2 is connected in parallel, and a synchronous rectification switch SW2 composed of a main switch SW2. The control circuit controls on / off of the main switch SW1 so as to stabilize the output voltage Vout, and includes a synchronous rectification switch when the main switch SW1 is turned on. When the switch SW2 is turned off and the main switch SW1 is turned off, a discharge current flows through the snubber capacitor, and a current flows through the diode D2.
It is turned on when the voltage applied to W2 becomes zero, and has the advantage that the loss due to the diode D2 for rectification can be reduced and the switching loss can be reduced by zero-voltage switching.
【図１】本発明の第１の実施の形態の説明図である。FIG. 1 is an explanatory diagram of a first embodiment of the present invention.
【図２】本発明の第１の実施の形態の動作説明図であ
る。FIG. 2 is an operation explanatory diagram of the first embodiment of the present invention.
【図３】同期整流スイッチの説明図である。FIG. 3 is an explanatory diagram of a synchronous rectification switch.
【図４】本発明の第２の実施の形態の説明図である。FIG. 4 is an explanatory diagram of a second embodiment of the present invention.
【図５】本発明の第３の実施の形態の説明図である。FIG. 5 is an explanatory diagram of a third embodiment of the present invention.
【図６】本発明の第４の実施の形態の説明図である。FIG. 6 is an explanatory diagram of a fourth embodiment of the present invention.
【図７】本発明の第５の実施の形態の説明図である。FIG. 7 is an explanatory diagram of a fifth embodiment of the present invention.
【図８】本発明の第６の実施の形態の説明図である。FIG. 8 is an explanatory diagram of a sixth embodiment of the present invention.
【図９】従来例のフライバックコンバータ構成の説明図
である。FIG. 9 is an explanatory diagram of a conventional flyback converter configuration.
【図１０】従来例の動作説明図である。FIG. 10 is an operation explanatory diagram of a conventional example.
【図１１】従来例のブーストコンバータ構成及びバック
ブーストコンバータ構成の説明図である。FIG. 11 is an explanatory diagram of a conventional boost converter configuration and a buck-boost converter configuration.
【図１２】従来例のバックコンバータ構成及びフォワー
ドコンバータ構成の説明図である。FIG. 12 is an explanatory diagram of a conventional buck converter configuration and a forward converter configuration.
１ 制御回路 ２ トランス ＳＷ１ メインスイッチ ＳＷ２ 同期整流スイッチ Ｄ２ ダイオード Ｃ１ 入力側のコンデンサ Ｃ２ 平滑用コンデンサ Ｃ３ スナバ用コンデンサ Ｐ１ メインスイッチの駆動信号 Ｐ２ 同期整流スイッチの駆動信号 Reference Signs List 1 control circuit 2 transformer SW1 main switch SW2 synchronous rectification switch D2 diode C1 input side capacitor C2 smoothing capacitor C3 snubber capacitor P1 drive signal of main switch P2 drive signal of synchronous rectification switch
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０２Ｍ 3/155 Ｈ０２Ｍ 3/155 Ｈ Ｒ ──────────────────────────────────────────────────の Continued on the front page (51) Int.Cl. 6 Identification code FI H02M 3/155 H02M 3/155 H R
Claims (7)
御され且つダイオードを並列接続した構成の同期整流ス
イッチと、 該同期整流スイッチと並列に接続したスナバ用コンデン
サと、 出力端子間に接続した平滑用コンデンサと、 前記出力端子間の出力電圧を一定化するように前記メイ
ンスイッチのオン，オフを制御し、該メインスイッチを
オンとした時に前記同期整流スイッチをオフとし、前記
メインスイッチをオフとした時に前記スナバ用コンデン
サに放電電流が流れ且つ前記ダイオードに電流が流れた
後の遅延時間を設定して零電圧状態で前記同期整流スイ
ッチをオンとする構成の制御回路とを備えたことを特徴
とするスナバ回路。1. A synchronous rectifier switch having a configuration in which a diode is connected in parallel with on / off control in an opposite phase to a main switch, a snubber capacitor connected in parallel with the synchronous rectifier switch, and a smoother connected between output terminals. A capacitor for use, controls on / off of the main switch so as to stabilize an output voltage between the output terminals, and turns off the synchronous rectification switch when the main switch is turned on, and turns off the main switch. And a control circuit configured to set a delay time after the discharge current flows to the snubber capacitor and the current to flow to the diode and to turn on the synchronous rectification switch at a zero voltage state. And snubber circuit.
オンとするオン駆動信号及びオフとするオフ駆動信号を
反転する反転回路と、該反転回路により反転された前記
メインスイッチのオン駆動信号を前記同期整流スイッチ
をオフとするオフ駆動信号とし、該反転回路により反転
された前記メインスイッチのオフ駆動信号を遅延回路を
介して前記同期整流スイッチをオンとするオン駆動信号
とする構成を備えたことを特徴とする請求項１記載のス
ナバ回路。2. The control circuit according to claim 1, wherein the control circuit inverts an on-drive signal for turning on the main switch and an off-drive signal for turning off the main switch, and outputs the on-drive signal of the main switch inverted by the inversion circuit. An off-drive signal for turning off the synchronous rectification switch is provided, and an off-drive signal for the main switch inverted by the inverting circuit is used as an on-drive signal for turning on the synchronous rectification switch via a delay circuit. The snubber circuit according to claim 1, wherein:
接続し、ダイオードを並列接続した構成の同期整流スイ
ッチを前記トランスの二次巻線に接続し、出力端子間に
平滑用コンデンサを接続したフライバックコンバータ構
成のスイッチング電源装置に於いて、 前記同期整流スイッチに並列に接続したスナバ用コンデ
ンサと、 前記出力端子間の出力電圧を一定化するように前記メイ
ンスイッチのオン，オフを制御し、該メインスイッチを
オンとした時に前記同期整流スイッチをオフとし、前記
メインスイッチをオフとした時に前記スナバ用コンデン
サに放電電流が流れ且つ前記ダイオードに電流が流れた
後の遅延時間を設定して零電圧状態で前記同期整流スイ
ッチをオンとする構成の制御回路とを備えたことを特徴
とするスナバ回路。3. A flywheel in which a main switch is connected to a primary winding of a transformer, a synchronous rectification switch having a diode connected in parallel is connected to a secondary winding of the transformer, and a smoothing capacitor is connected between output terminals. In a switching power supply device having a buck converter configuration, a snubber capacitor connected in parallel with the synchronous rectification switch, and turning on and off the main switch so as to stabilize an output voltage between the output terminals. When the main switch is turned on, the synchronous rectification switch is turned off, and when the main switch is turned off, a discharge time flows through the snubber capacitor and a delay time after the current flows through the diode is set to zero voltage. A control circuit configured to turn on the synchronous rectification switch in a state.
接続し、該トランスの二次巻線に、ダイオードを並列接
続した構成の第１，第２の同期整流スイッチを前記ダイ
オードが逆極性となるように直列接続し、前記第１の同
期整流スイッチの両端に、平滑用リアクトルと平滑用コ
ンデンサとの直列回路を接続し、該平滑用コンデンサの
両端を出力端子間に接続したフォワードコンバータ構成
のスイッチング電源装置に於いて、 前記第２の同期整流スイッチに並列に接続したスナバ用
コンデンサと、 前記出力端子間の出力電圧を一定化するように前記メイ
ンスイッチのオン，オフを制御し、該メインスイッチを
オンとした時に前記第２の同期整流スイッチをオンとし
且つ前記第１の同期整流スイッチをオフとし、前記メイ
ンスイッチをオフとした時に、前記第２の同期整流スイ
ッチをオフとし且つ前記スナバ用コンデンサに放電電流
が流れ且つ前記ダイオードに電流が流れた後の遅延時間
を設定して零電圧状態で前記第１の同期整流スイッチを
オンとする構成の制御回路とを備えたことを特徴とする
スナバ回路。4. A first and a second synchronous rectification switch having a configuration in which a main switch is connected to a primary winding of a transformer and a diode is connected in parallel to a secondary winding of the transformer, wherein the diodes have opposite polarities. And a switching circuit of a forward converter configuration in which a series circuit of a smoothing reactor and a smoothing capacitor is connected to both ends of the first synchronous rectification switch, and both ends of the smoothing capacitor are connected between output terminals. In the power supply device, a snubber capacitor connected in parallel to the second synchronous rectifier switch; and an on / off control of the main switch so as to stabilize an output voltage between the output terminals. Is turned on, the second synchronous rectifier switch is turned on, the first synchronous rectifier switch is turned off, and the main switch is turned off. Sometimes, the second synchronous rectifier switch is turned off and the delay time after the discharge current flows through the snubber capacitor and the current flows through the diode is set, and the first synchronous rectifier switch is turned off at zero voltage. A snubber circuit comprising: a control circuit configured to be turned on.
し、電源の入力端子と前記出力端子との間にリアクトル
とダイオードを並列接続した構成の同期整流スイッチと
を直列に接続し、前記リアクトルと前記ダイオードとの
接続点にメインスイッチを接続したブーストコンバータ
構成のスイッチング電源装置に於いて、 前記同期整流スイッチに並列に接続したスナバ用コンデ
ンサと、 前記出力端子間の出力電圧を一定化するように前記メイ
ンスイッチのオン，オフを制御し、該メインスイッチを
オンとした時に前記同期整流スイッチをオフとし、前記
メインスイッチをオフとした時に前記スナバ用コンデン
サに放電電流が流れ且つ前記ダイオードに電流が流れた
後の遅延時間を設定して零電圧状態で前記同期整流スイ
ッチをオンとする構成の制御回路とを備えたことを特徴
とするスナバ回路。5. A synchronous rectifying switch having a configuration in which a smoothing capacitor is connected between output terminals and a reactor and a diode are connected in parallel between an input terminal of the power supply and the output terminal, and the reactor is connected to the reactor. In a switching power supply device having a boost converter configuration in which a main switch is connected to a connection point with the diode, a snubber capacitor connected in parallel to the synchronous rectification switch, and an output voltage between the output terminals are fixed. Controlling the on / off of the main switch, turning off the synchronous rectifier switch when the main switch is turned on, and discharging current to the snubber capacitor when the main switch is turned off and current flowing to the diode; The delay time after the flow is set, and the synchronous rectification switch is turned on in a zero voltage state. Snubber circuit being characterized in that a circuit.
し、電源の入力端子と前記出力端子との間にメインスイ
ッチとダイオードを並列接続した構成の同期整流スイッ
チとを直列に接続し、前記メインスイッチと前記ダイオ
ードとの接続点にリアクトルを接続したバックブースト
コンバータ構成のスイッチング電源装置に於いて、 前記同期整流スイッチに並列に接続したスナバ用コンデ
ンサと、 前記出力端子間の出力電圧を一定化するように前記メイ
ンスイッチのオン，オフを制御し、該メインスイッチを
オンとした時に前記同期整流スイッチをオフとし、前記
メインスイッチをオフとした時に前記スナバ用コンデン
サに放電電流が流れ、且つ前記ダイオードに電流が流れ
た後の遅延時間を設定して零電圧状態で前記同期整流ス
イッチをオンとする構成の制御回路とを備えたことを特
徴とするスナバ回路。6. A synchronous rectifying switch having a configuration in which a smoothing capacitor is connected between output terminals and a main switch and a diode are connected in parallel between an input terminal of the power supply and the output terminal, and the main switch is connected in series. In a switching power supply having a buck-boost converter configuration in which a reactor is connected to a connection point between a switch and the diode, the output voltage between the snubber capacitor connected in parallel with the synchronous rectification switch and the output terminal is made constant. Controlling the on / off of the main switch, turning off the synchronous rectification switch when the main switch is turned on, discharging current to the snubber capacitor when the main switch is turned off, and The synchronous rectification switch is turned on in a zero voltage state by setting a delay time after a current flows through the switch. Snubber circuit comprising the control circuit of the configuration that.
し、電源の入力端子と前記出力端子との間にメインスイ
ッチとリアクトルとを直列に接続し、前記メインスイッ
チと前記リアクトルとの接続点に、ダイオードを並列接
続した構成の同期整流スイッチを接続したバックコンバ
ータ構成のスイッチング電源装置に於いて、 前記同期整流スイッチに並列に接続したスナバ用コンデ
ンサと、 前記出力端子間の出力電圧を一定化するように前記メイ
ンスイッチのオン，オフを制御し、該メインスイッチを
オンとした時に前記同期整流スイッチをオフとし、前記
メインスイッチをオフとした時に前記スナバ用コンデン
サに放電電流が流れ且つ前記ダイオードに電流が流れた
後の遅延時間を設定して零電圧状態で前記同期整流スイ
ッチをオンとする構成の制御回路とを備えたことを特徴
とするスナバ回路。7. A smoothing capacitor is connected between output terminals, a main switch and a reactor are connected in series between an input terminal of a power supply and the output terminal, and a connection point between the main switch and the reactor is provided. In a switching power supply having a buck converter configuration in which a synchronous rectification switch in which diodes are connected in parallel is connected, an output voltage between the snubber capacitor connected in parallel with the synchronous rectification switch and the output terminal is made constant. Thus, the on / off of the main switch is controlled, and when the main switch is turned on, the synchronous rectification switch is turned off. When the main switch is turned off, a discharge current flows through the snubber capacitor and flows through the diode. A configuration in which a delay time after a current flows is set and the synchronous rectification switch is turned on in a zero voltage state Snubber circuit being characterized in that a control circuit.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP20320997A JP3451419B2 (en) | 1997-07-29 | 1997-07-29 | Switching power supply |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1155945A true JPH1155945A (en) | 1999-02-26 |
| JP3451419B2 JP3451419B2 (en) | 2003-09-29 |
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| JP3451419B2 (en) | 2003-09-29 |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| S533 | Written request for registration of change of name |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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