JPH11514805A

JPH11514805A - Method and apparatus for reducing unnecessary feedback

Info

Publication number: JPH11514805A
Application number: JP9-517140A
Authority: JP
Inventors: スコット，ジョナサン・ハイトン; ウェルズ，ニコラス・ドミニク
Original assignee: British Broadcasting Corp
Current assignee: British Broadcasting Corp
Priority date: 1995-10-30
Filing date: 1996-10-30
Publication date: 1999-12-14

Abstract

(57)【要約】増幅経路（５４、４２、５６、６０、６２、６４）の出力（３９）と入力（３０）との間に生じるフィードバックが、増幅経路における遅延装置（６０）を提供し、実質的にデルタ関数である自動相関関数を持つ信号を増幅経路に通し、複数の相関係数を生じるため遅延装置で遅延される前の信号を遅延装置で遅延された後の信号に相関させ（７２）、修正信号を生じるため増幅経路における信号を複数の相関係数により制御される横型フィルタ７６により修正し、フィードバック効果を低減するように修正信号を増幅経路における信号と組合わせる（４２）ことにより低減される。実質的にデルタ関数である自動相関関数を持つ信号が、付加されるノイズ信号（７０）であり、あるいはそれ自体が処理される信号により構成される。システムは、オーディオ環境における「ハウル・アラウンド」を低減し、同時のコヒーレントな再放送トランシーバにおけるフィードバックを低減するために使用することができる。 (57) Summary Feedback generated between an output (39) and an input (30) of an amplification path (54, 42, 56, 60, 62, 64) provides a delay device (60) in the amplification path. Passing a signal having an autocorrelation function, which is substantially a delta function, through an amplification path, and correlating the signal before being delayed by the delay device to generate a plurality of correlation coefficients with the signal after being delayed by the delay device. (72) The signal in the amplification path is modified by a horizontal filter 76 controlled by a plurality of correlation coefficients to produce a modified signal, and the modified signal is combined with the signal in the amplification path to reduce feedback effects (42). Therefore, it is reduced. The signal with the autocorrelation function, which is substantially a delta function, is the added noise signal (70) or is constituted by the signal to be processed itself. The system can be used to reduce "howl around" in the audio environment and reduce feedback in simultaneous coherent rebroadcast transceivers.

Description

【発明の詳細な説明】不要フィードバックの低減方法および装置本発明は、システムにおける不要フィードバックの低減のための方法および装置に関する。不要フィードバックは、増幅器の使用から当然に生じる。この不要フィードバックは、システムの周波数応答に制御されない変化を生じる作用を有する。その結果、この不要フィードバックは、周波数応答の変動または受入れ難い低下前に用い得る利得に対する制約を課す。このようなフィードバックの周知の事例は拡声装置においてであり、これにおいては講演をしあるいは楽器を演奏する人により使用されるマイクロフォンが付近のラウドスピーカの出力を拾って、音声あるいは音楽を打ち消して聞こえなくするハウリングを生じる。これは、時に「ハウル・アラウンド（ｈｏｗｌ−ａｒｏｕｎｄ）」と呼ばれる。このことを生じるシステムは、聴衆に講演する講演者１２により使用されるステージ・システム１０の平面図である図１に輪郭で示される。演者の音声は、マイクロフォン１４により拾われ、結果として生じる信号が増幅器１６により増幅される。ラウドスピーカ１８がこの音を放送し、その音の一部がマイクロフォン１４により直接あるいは建物またはステージなどの壁面から反射後に拾われる。このような音の経路は、参照番号２０によって示される。図２に示されるように、等価回路をこのように示すことが可能である。図２において、信号源３０、この場合は図１の講演者１２、および講演者とマイクロフォン１４との間の音の経路を表わす入力経路３２が示される。マイクロフォンにおいて、講演者から入力経路３２を介する音が、図１の音の経路２０に対応する不要なフィードバック経路３６からの音と回路３４において組合わされる。コンバイナ３４からの組合わせ信号は、図１における増幅器１６とラウドスピーカ１８とに対応する図２の増幅器３８へ印加される。増幅器３８の出力３９は、所望の出力を構成すると共にフィードバック経路３６に入力を与える。ＲＦ信号を受取りこれら信号を増幅して同じ周波数で再び送出するよう設計される再放送トランシーバにおいて、同様な状況が生じる。不要なフィードバックを減じるため、例えば非常に方向性の大きなアンテナを用いることによりステップを要するが、送信アンテナから再び受信アンテナに対する不要なフィードバックが不可避である。図３は図２に基く全体図であり、システムの種々の部分の転送機能を示ている。入力信号３０がスペクトルＩ（ｆ）を持ち、入力経路３２が周波数応答Ｈ（ｆ）を持ち、不要なフィードバック経路３６が応答Ｂ（ｆ）を持ち、増幅器３８が応答Ａ（ｆ）を持ち、出力信号３９がスペクトルＯ（ｆ）を持つ。結果として得る全体的な伝達関数は、複素数ループ利得Ａ（ｆ）Ｂ（ｆ）が（１＋ｊＯ）に接近するに伴い、システムは不安定になる。このループがシステム帯域幅の逆数と著しい対比を呈する主たる遅延を含むならば、周波数応答は規則的なリップルを含む。このようなフィードバックの影響を除去するためには、打ち消す必要がある。これは、図４または図５の回路のいずれかを用いて行われる。図４において、伝達関数Ｃ（ｆ）を持つ補償回路４０は、その入力が増幅器３８の出力に接続されている。この補償回路４０の出力は、組合わせ回路４２において存在するコンバイナ３４の出力と組合わされ、出力は増幅器３８の入力へ印加される。このような回路が、Ｃ（ｆ）＝−Ｂ（ｆ）である限り、不要フィードバックを打ち消す。このことは、中和として知られる。全体的な伝達関数は、次のようになる。一般に、最も臨界的なあるスポット周波数においてＣ（ｆ）＝−Ｂ（ｆ）であることを保証するため、幾つかの簡単な手法が用いられる。巧妙なフィードバックが適正な振幅と位相を持つことを保証するため用いられる厳密な回路に応じて、この手法は多少とも狭い帯域の解を与える。フィードバックの打ち消しがいったん達成されると、信号が入力経路Ｈ（ｆ）を通ったものとして、最終出力が予期されるものである。即ち、しかし、図４の回路はある短所を有する。例えば、増幅器出力信号の一部を補償経路へ逃がすことは望ましくない。また、ＲＦ送信の場合には、処理が中間周波数（あるいは、ベースバンド）で行われるならば、図４の回路は２つのダウンコンバータを必要とする。このことは、各ダウン・コンバータもまたフィルタリングおよびアナログ／ディジタル変換を伴わねばならないので、補償経路における処理がディジタルであるならば特に望ましくない。従って、図５の回路が望ましい。当該回路において、伝達関数Ｄ（ｆ）を持つ補償経路４４は、その入力がその出力に接続されるのではなく増幅器３８の入力と並列に接続されている。補償経路４４は、組合わせ回路４２と共に、増幅器３８に対する前置修正器４６を形成する。この場合の伝達応答は、不要なフィードバックＤ（ｆ）を打ち消すことは、Ｄ（ｆ）＝−Ａ（ｆ）Ｂ（ｆ）となるように選定される。図５に示された形式の回路の一例については、英国特許出願第ＧＢ−Ａ−２０６５４２１号に記載されている。この出願は、電力増幅器による増幅に先立ちベースバンドで補償する再放送トランシーバについて記載している。英国特許出願第ＧＢ−Ａ−２０６５４２１号に記載された回路は、本願の図６に示される。同図は、前記ＧＢ−Ａ−２０６５４２１における如きものではなく、その内容に基くものである。再放送トランシーバ３００は、トランシーバ出力から経路３３６を介するフィードバックと３３４において組合わされる、チャネル３３２を介するソース３３０からの無線放送を受取るために用いられる。トランシーバの主増幅器３１９は、コンバイナ３３４からのアンテナ線３０１上の信号が与えられる前置修正器３４６が前置される。前記前置修正器は、ダウン・コンバータ３０４と、組合わせ回路３４２と、低域通過フィルタ３０９と、増幅器３１３と、遅延回路３１４と、アップコンバータ３１１とを含む直列回路を含んでいる。逓倍ミクサ３２４が、遅延回路３１４の入力と出力を共に受取り倍増するため接続されている。逓倍ミクサ３２４の出力は、低域通過フィルタ３２６を介して印加される。第２の逓倍ミクサ３２５が、遅延回路３１４の出力と低域通過フィルタ３２６の出力とを共に受取り倍増する。第２の逓倍ミクサ３２５の出力は、組合わせ回路３２４（実際には、当該明細書では単一の交点で表わされる）の第２の入力へ印加される。ダウン・コンバージョン動作のゆえに、信号における位相と振幅の両情報を保持することが重要である。この目的のため、前置修正器３４６は複合信号で動作するが、説明を簡単にするためこの複合性は図６には示されない。回路３２４、３２５および３２６は共に「相関器」３２０と呼ばれ、その目的は経路３３６を通るフィードバック信号を補償することである。「相関器」３２０は、打ち消しを生じるようにダウン・コンバータ３０４の出力に不要周波数が存在する低域通過フィルタ３０９によりフィルタリングされた後に検知される不要な周波数を「相関」させるために言われる。しかし、実際には、この「相関器」は、唯一つの出力係数を生成する。遅延回路３１４は、不要信号とフィードバック信号とを弁別するために必要であると言われ、その結果「相関器」が不要信号を打ち消すためだけに動作する。しかし、他の公知の相関器は、同様な結果を生じるために用いられる。しかし、この回路は、１つの周波数における適正な補償を行うことができるに過ぎず、このため、問題に対する狭帯域の解決法の極端な事例である。例えば、軍用通信には充分であるが、放送品質の信号に対して満足し得る解決策は提供し得ない。従って、広帯域の解決法が必要である。本発明は、参照されるべき請求の範囲の独立項において規定されている。有利な特徴については、従属項に記載される。本発明の望ましい実施の形態について、以下に詳細に記述する。当該望ましい実施の形態においては、増幅経路の出力と入力との間に生じるフィードバックは、増幅経路に遅延を提供し、実質的にデルタ関数である自動相関関数を持つ信号を増幅経路に送り、当該信号を遅延回路において遅れを生じる前に、遅延回路で遅れを生じた後の信号と相関させて複数の相関係数を生じ、増幅経路における信号を修正して修正信号を生じ、この修正が前記複数の相関係数により制御される横型フィルタにより行われ、フィードバックの影響を減じるように修正信号を増幅経路における信号と組合わせることによって、減じられる。実質的にデルタ関数である自動相関関数を持つ信号は、加算されたノイズ信号であり、あるいはそれ自体処理される信号により構成される。システムは、音響的な状況における「ハウル・アラウンド」を、あるいは同時のコヒーレントな再放送トランシーバにおけるフィードバックを減じるために使用することができる。本発明については、添付図面に関して事例として記述される。図１は、不要フィードバックを生じ得る状況の概略図、図２は、図１に示された状況に対する等価回路図、図３は、種々の部分の伝達関数を示す図２に基く全体図、図４は、フィードバックの補償を行う一方法を示す図３と類似の図、図５は、フィードバックの補償を行う別の方法を示す図３と類似の図、図６は、公知の再放送トランシーバのブロック図、図７は、ベースバンド信号と共に使用される本発明を実施する第１のフィードバック低減システムのブロック図、図８は、図７の一部を更に詳細に示し、図９および図１０は、動作理論を示す図３の連続的な再構成、図１１および図１２は、動作理論を示す図４の連続的な再構成、図１３は、フィードバック・ループを持つ回路の有限のインパルス応答の計測方法を示す図、図１４は、フィードバックの結果として有限インパルス応答がどのように無限インパルス応答となるかを示し、図１５は、ＲＦ（無線周波）信号と共に使用される本発明を実施する第２のフィードバック低減システムのブロック図、図１６は、図８と類似する図１５のシステムの一部を示し、図１７は、図１５の第２の実施の形態の動作理論を示す図４の再構成である。先に述べたように、不要フィードバックの問題に対する狭帯域解決策が提起された。しかし、原理上、広帯域における可能性があり得ることが判る。不要フィードバックは原因である。多くの場合、これは「有限インパルス応答（ＦＩＲ）」フィルタとして充分な精度でモデル化することができる。補正に必要なことは等価かつ反対方向のＦＩＲであることになり、このためこのＦＩＲもまた原因であり本質的に安定である。応答を決定して、不要フィードバックが時間と共に変動するならば、これを調整することが必要である。このことは、図４の回路形態にも図５の回路形態にも妥当する。増幅器が有限インパルス応答を呈するものとすると、図４のＣ（ｆ）よりやや「長い」が、Ｄ（ｆ）もまた形態においてＦＩＲである。加算器４２を迂回する補償経路４４の形態は、実際にＦＩＲ応答Ｄ（ｆ）を、増幅器３８に対する「無限インパルス応答（ＩＩＲ）」前置修正器にする効果を有する。このことは、計測を困難にするが、それにも拘わらず以下に述べるように可能である。第１の実施の形態本発明を実施する第１のフィードバック低減システムの構成について、図７および図８に関して記述する。その後に、回路の動作理論について説明する。図７の回路は、図５に示された形式のものである。このため、信号源３０が入力経路３２を介して結合され、フィードバック経路３６からの不要フィードバックとコンバイナ３４において組合わされる。コンバイナ３４の出力は、前置修正器４６を介して主増幅器３８へ印加され、この増幅器のＸ出力３９はフィードバック経路３６に与えられる所望の出力を提供する。先に述べたように、このような状況は、不要フィードバックが生じる多くの事例において関連する。これらは、例えば、拡声装置を含む。図７の回路は、ベースバンドの信号、例えばオーディオ信号における動作に適しており、不要な「ハウル・アラウンド」を減じるため拡声環境において使用することができる。回路要素５４、４２、５６、６０、６２および６４を含む増幅経路は、線形処理要素のみを含み、このため、この経路は通過する信号について実質的に線形処理を提供する。前置修正器４６における処理は実質的にディジタル的になされ、従って前置修正器４６に対する入力はアナログ／ディジタル・コンバータ５４においてディジタル形態に変換される。アナログ／ディジタル・コンバータの出力は、コンバイナ４２の一入力へ与えられ、このコンバイナの出力は、利得が可変利得増幅器５６の制御入力５８で受取られる制御信号に応答して制御可能な増幅器５６と、遅延装置６０と、加算器６２とを含む直列回路へ印加される。加算器６２の出力は、ディジタル／アナログ・コンバータ６４により再びアナログ形態へ変換される。前置修正器４６は更に、ノイズ信号発生器７０を含んでいる。ノイズ信号発生器の出力は、主信号経路における加算器６２へ印加され、これもまた相関器７２の入力Ｘへ印加される。この相関器はまた、入力Ｙにおいて加算器４２の出力、即ち、遅延装置６０における遅延および可変利得増幅器５６における増幅に先立ち主信号経路における信号を受取る。相関器７２は、そのＸおよびＹ入力における信号間の相関係数を表わす複数の出力を与える。これらの出力は、積分器ブロック７４へ印加される。この積分器ブロックの出力は次に、横型フィルタ７６を制御するため印加され、このフィルタは主信号経路における加算器６２の出力からのその信号入力を受取り、その出力を加算器４２の第２の入力へ与える。横型フィルタの出力は、不要フィードバックを補償するよう設計される。相関器７２の出力はまた、以下に述べる制御回路７８へも印加され、この回路は可変利得増幅器５６の利得をその制御入力５８を介して制御する。相関器７２、積分器ブロック７４および横型フィルタ７６の構成は、図８に更に詳細に示される。この相関器は、多数の段を有する。説明を簡単にするため、３段のみを示すが、実際には多数の段が使用される。段数は、（ｉ）ナイキスト・サンプリングと補償が行われる帯域幅、即ち少なくとも信号の帯域幅との通常の要件により決定されるタップの間隔と、（ii）補償される応答の全長、即ちフィードバック経路３６および増幅器３８の畳み込まれるインパルス応答の程度とに依存する。このように、３段のみが示されるが、典型的にはｎ段が存在することを念頭に入れるべきである。相関器７２の入力Ｘには、一連の（ｎ−１）の、この場合には２つの遅延回路８０が接続され、それぞれが持続時間Ｔ₀の増分遅延を生じる。遅延時間Ｔ₀は、Ｈ（ｆ）の計測の所望の分解能に従って、あるいはむしろ時間域の等価ｈ（ｔ）に従って選定される。相関器７２はまた、ｎ個の乗算器８２を含む。各乗算器８２は、一方の入力において、Ｘ入力と遅延回路８０により供給される如きＸ入力の（ｎ−１）個の遅延した入力との一方の対応入力を受取り、他方の入力において相関器７２のＹ入力における信号を受取る。最後に、前記相関器はｎ個の低域通過フィルタ８４を含み、このフィルタはそれぞれ乗算器８２の１つの対応出力を受取り、相関器７２の対応出力を与える。相関器７２からのｎ個の出力８６は、ｎ個の相関係数ψ₁、ψ₂、、、ψ_nを表わす。相関器７２のｎ個の出力８６が、以下に述べる方法で可変利得増幅器５６の利得を制御するため制御回路７８へ印加される。相関器７２のｎ個の出力８６もまた、その目的を以下に述べるインバータ８８を介して積分器ブロック７４を形成する積分回路９０の各々に印加される。この積分回路は、平均関数を与え、横型フィルタ７６により使用される値を保持する。実際に、積分回路９０と低域通過フィルタ８４が組合わされる。横型フィルタ７６は、積分回路９０に接続された制御入力９２と、主信号経路における加算器６２の出力に接続された信号入力９４とを有する。横型フィルタ７６は、相関器７２におけるｎ段に対応するｎ段を有し、かかる簡潔な事例においては、３段のみを有する。信号入力９４における信号は、遅延回路８０に類似する８それぞれ長さＴ₀である一連の（ｎ−１）個の増分遅延回路９６の初めへ印加される。一連のｎ個の乗算器９８は、それぞれ、１つの入力が信号入力９４と遅延回路９６により与えられる（ｎ−１）個の遅延入力との一方に結合され、他方の入力が制御入力９２のそれぞれに結合されている。次に、乗算器９８の出力は全て加算器１００へ印加され、この加算器の出力は横型フィルタ７６の出力を構成し、図７の加算器４２の第２の入力に印加される。このように、横型フィルタ７６が、遅延回路９６と、制御入力９２における各係数を受取る乗算器９８と、出力を与える加算器１００とを含むタップ付き遅延線を有する従来の設計であることが判る。動作理論図７の回路は、望ましい形態である図５の形態に基くものであるが、この回路が動作する原理が図４の構成にも適用し得る。このように、当該回路の動作に対する理論的基盤の以降の記述は、図４および図５の両システムを網羅し、かつ図４から始まる。図４は、補償経路がフィードバック経路と並列に付設されてフィードバックを打ち消すように構成されるフィードバックを有するシステムに対する等価回路図を示すことが想起されよう。図４の回路は、幾つかの要素が追加された図９に示される形態に構成することができる。図９において、遅延回路１１０が増幅器３８と直列に付加され、ノイズ源１１２が設けられている。加算器１１４がノイズ源１１２と増幅器３８の出力を加算し、回路の出力３９を与える。従って、図９の回路は図１０に示される形態に再構成することができ、この形態もまた同じ構成要素が付設された図４に相当するものである。（しかし、図４との類似性は最初に図９を考察することにより最も容易に理解される。）これが簡単な回路の再構成であるため、詳細に考察する必要はない。しかし、要約すると、ノイズ源１１２からのノイズ信号が加算器１１４によりフィードバック経路３６と補償経路４０とへ注入され、これらの経路の出力が相互かつ入力経路３２からの信号と組合わされ、遅延回路１１０と増幅器３８を介して加算器１１４へ再循回されることが判る。同様に、図５の回路は、図１１に示された形態に再構成することができる。当例においては、補償経路４４が増幅器３８の前に置かれ、付加的な構成要素は、図９におけるように遅延回路１１０と、また遅延回路と直列の可変利得回路１２０と、ノイズ源１２２と、このノイズ源１２２と遅延回路１１０の出力を加算して増幅器３８および補償経路４４に対して出力を与える加算器１２４とを含んでいる。図５の構成の図４に勝る利点は、ノイズが増幅器の出力ではなく入力に注入されてかかる高電力のノイズ源の必要を避けることである。図１１の回路は、図１２に示される形態に再構成することができる。ノイズ源１２２からのノイズ信号は、加算器１２４によって複合経路１３０へ注入され、この経路は増幅器３８とフィードバック経路３６とを含むが、ノイズに関する限り１つの複合経路と見なされかつ補償経路４４とも見なされる。これら２つの経路の出力は、相互にかつ入力経路３２からの信号に組合わされ、遅延回路１１０を介して加算器１２４へ再循回される。信号出力は複合経路１３０内から生じるが、以下に述べるように、ノイズ要素についてのみ関心があり、主信号は無視することができる。不要フィードバックを打ち消すためには、図１０に関しては、補償経路を不要フィードバック経路と等しくかつ方向を逆にすることが望ましい。このため、先の用語を用いると、Ｃ（ｆ）＝−Ｂ（ｆ）となることが望ましい。図１２に関して、補償経路を増幅器と不要フィードバック経路の組合わせ効果と等しくすることが望ましい。このため、Ｄ（ｆ）＝−Ａ（ｆ）Ｂ（ｆ）とすることが望ましい。このことが適正に達成されるならば、加算器１２４で注入されるノイズ信号は完全に補償され、加算器４２はその出力においてゼロのノイズ寄与を持つことになる。フィードバック打ち消しの目的は、Ｃ（ｆ）またはＤ（ｆ）をこのような打ち消しを行うのに必要な所要の関数に設定することである。このことは、２つの方法のいずれでも達成することができる。開ループ制御と呼ばれる第１の方法は、図１０における不要フィードバック経路３６および図１２における複合経路１３０に生じる歪みを計測して補償経路を然るべく設定することである。このためには、点Ｘ即ちノイズ源１１２または１２２の出力と、不要フィードバック経路３６または複合経路１３０の出力を含む点Ｙ１との間の伝送特性を計測することが必要である。点Ｙ１は、これがアクセスし得る全てであるゆえに、加算器３４における入力経路３２の出力の加算後に生じる。しかし、入力信号は本文において述べたように無関連であり、従って無視することができる。閉ループ制御と呼ばれる第２の方法は、加算器４２の出力に現れる残留ノイズを計測し、次いで検出されるノイズ量に応じて補償経路を調整あるいは補正することである。このように、エラーは直接的に決定される。このためには、一方では同じ点Ｘと、点Ｙ２、即ち加算器１１６の出力との間の伝送特性を計測することが必要である。再び、入力経路からの信号は無関連である。要求される伝送特性は、経路３６あるいは１３０のそれぞれの有限インパルス応答である。しかし、遅延回路１１０を介する再循回ループにより、点Ｘと点Ｙ１またはＹ２との間の応答は、有限インパルス応答（ＦＩＲ）ではなく、むしろ計測が更に困難である無限インパルス応答（ＩＩＲ）である。ＩＩＲの計測係属中の弊英国特許出願第９５２２１５０．３号「フィードバック・ループと結合された有限インパルス応答回路を含むシステムの応答を決定する方法および装置（Ｍｅｔｈｏｄａｎｄａｐｐａｒａｔｕｓｆｏｒｄｅｔｅｒｍｉｎｉｎｇｔｈｅｒｅｓｐｏｎｓｅｏｆａｓｙｓｔｅｍｃｏｎｔａｉｎｉｎｇａｆｉｎｉｔｅｉｍｐｕｌｓｅｒｅｓｐｏｎｓｅｃｉｒｃｕｉｔｃｏｕｐｌｅｄｗｉｔｈａｆｅｅｄｂａｃｋｌｏｏｐ）」は、図１０または図１２の形態の回路のＩＩＲを計測するため使用できる方法を提供する。この方法は、計測点ＸとＹ（Ｙ１またはＹ２）での信号間の相関を決定することを含む。入力信号は、付加されたノイズ源１１２または１２２とゼロ相関関係を有することが最初に仮定される。もしそうであるならば、入力信号と出力信号とは図１０および図１２では無視することができる（図１２の出力信号は、先の論議では既に無視された）。先に述べた係属中の英国特許出願第９５２２１５０．３号によれば、ループ遅延Ｔ_Lを生じるフィードバック・ループと結合された有限インパルス応答（ＦＩＲ）回路を含むシステムの応答を決定することができる。当方法は、システムに対してテスト信号を印加することを含み、このテスト信号はデルタ関数、即ち信号がそれ自体相関しないことを意味する１である自動相関関数を有する。これは、真のノイズ信号における場合である。当方法によれば、テスト時のシステムの入力と出力が相関関係にある。これらの一方が、一連の遅延信号を生じるように遅延手段へ印加されるが、総遅延量はループの遅延Ｔ_Lを越えない。テスト時のシステムの入力と出力の他方は遅延信号のそれぞれと乗じられ、この乗算結果が平滑化されて積算度をもたらす。平滑化された出力は、２つの入力の相関係数を表わし、前掲の係属中の弊英国特許出願に示されるように、ＦＩＲ回路のＦＩＲを表わす。このような計測システム２００の実例が図１３に示され、同図は前掲の弊英国特許出願の図５に基いている。当システムは、遅延時間Ｔ_Lの遅延回路２２４をもつフィードバック・ループと関連するＦＩＲ回路２２２のＦＩＲを決定するように設計される。遅延出力は、加算器２２６において信号源２３０からの入力信号２１２と組合わされる。その目的は、回路２２０全体の応答を計測することのみが可能である時、回路２２２の時間域応答ｇ（ｔ）を決定することである。このように、計測は回路ブロック２２０の入力２１２と出力２１４の間で行われる。一連の個々の遅延２４０₁、２４０₂、、、２４０_(n-1)は、直列に接続されて与えられる。第１の遅延の入力は、入力線２１２に接続され、信号源２３０の出力を受取る。各遅延と関連して、乗算器２４２₁、２４２₂、、、２４２_nのそれぞれが存在する。乗算器２４２₁は、第１の遅延回路２４０₁の入力を受取り、これを出力線２１４における出力信号で乗じる。次に、乗算器２４２₁の出力は、低域通過フィルタ２４４₁に印加される。低域通過フィルタは、平均機能あるいは積分機能を行う。低域通過フィルタ２４４₁の出力が、相関関数ψ_xyの第１の係数を構成する。図示のように、テスト時のシステムの入力２１２における信号が遅延回路２４０へ印加され、出力２１４における信号は乗算器２４２の他の入力へ直接印加される。しかし、出力２１４における信号が遅延回路２４０へ印加され、入力２１２における信号が乗算器２４２の他の入力へ直接印加されると、このことはおそらくは反対になり得よう。図１３の回路２００は、回路ブロック２２０の入力および出力における信号を相関し、一連のｎ個の相関係数を含む相関関数を生じる。前掲の係属中の弊英国特許出願第９５２２１５０．３号には、ある条件が満たされることを前提として、これらの相関係数が回路２２２のＦＩＲを規定することが示される。これら条件とは、信号源２１２からの信号の自動相関関数がデルタ関数であること、および一連の遅延回路２４０の総遅延量がフィードバック・ループ２２４における遅延量より少ない、即ち、Ｎｔ₀＜Ｔ_Lであることである。平滑度もまた、必要でなくとも望ましい。回路ブロック２２０の全応答は、有限インパルス応答（ＦＩＲ）形態ではないが、明らかに無限インパルス応答（ＩＩＲ）形態である。しかし、本発明は、それ自体ｇ（ｔ）の連続的な畳み込みからなり、その結果、期間０＜ｔ＜Ｔ_Lにおいて、回路ブロック２２０の全応答の最初の部分がｇ（ｔ）と同じであることが判る。このことは、ｇ（ｔ）が原因であると共に、ｔ＜０およびｔ≧Ｔ_Lに対してｇ（ｔ）＝０となるように大きさ（時間）において厳しく限定されることを仮定している。全インパルス応答が一連の「エコー」、即ちｇ（ｔ）の連続的に更にぼやけた応答の重なりからなる様子が、図１４に示される。最初の期間０ないしＴ_Lでは、フィードバック・ループを丸めるものがなく、その結果全応答がｇ（ｔ）になる（ｔ）をも含む。このことは、更に他の期間に対して継続する。しかし、期間０ないしＴ_Lに対して考察を限定するならば、ｇ（ｔ）の形態を全応答から簡単に決定できることも判る。即ち、図１３に示される形態のシステムでは、インパルス応答の無限の持続時間ではなく有限の範囲にわたりそのインパルス応答を計測することにより、完全に特徴付けるために必要な全てを計測することが可能である。図１３は、フィードバック経路２２４が簡単な遅延を含むように示した。この原理は、フィードバック・ループが他のある応答、例えばインパルス応答ｒ（ｔ）を持つ回路と直列の遅延回路を含む場合にも、同様によく妥当することが判る。必要な全ては、遅延Ｔ_Lがｇ（ｔ）とｒ（ｔ）の畳み込みの有限期間を越えることである。図１０および図１２の回路を調べると、ノイズ信号に関する限り、これら回路が図１３における回路２２０の形態であることが判る。このように、回路２２２に対応する図１０および図１２における回路がフィードバック・ループから分離され得なくとも、これら回路の応答を決定するために、前掲の英国特許出願の相関方法を用いることができる。これは、図７および図８における相関器７２によって達成されるものである。相関器７２は、下記のように図１０および図１２における回路のＦＩＲを計測する。即ち、図７および図８は、計測がＸとＹ２の間で行われる図１２に基く望ましい構成を示している。当業者は、先に示した全ての可能性が用いられ、代替点Ｙ１が図７に記されることが理解されよう。それにも拘わらず、エラーが計測されるシステムが下記の理由から選好される。前掲の係属中の弊英国特許出願において述べたように、テスト信号の自動相関関数がデルタ関数であることを前提として、ＦＩＲ回路の応答を相関関数から決定することができる。それでも、この自動相関関数は依然として未知のスケーリング・ファクタを生じることになる。図７におけるようにノイズ状信号が生じる場合、このことは特に問題ではないが、以下に述べる第２の実施の形態における明確な問題である。このように、計測点ＸおよびＹ１を用いるなどにより不要フィードバック経路を隔離して計測するため相関が用いられるならば、不要フィードバック経路のインパルス応答の形状が決定されるが、正確な振幅は未知となる。従って、補正フィードバックを等しくかつ逆になるように設定することは困難である。一方、エラー応答が補正後に正味の残留フィードバックを計測するように計測点ＸとＹ２を用いることにより計測されるならば、その振幅に関する不確かさはそれほど重要ではない。エラーの方向（符号）が正しく決定される限り、かつ形状が既知であるならば、適切な補正を適用し得る。このような計測のエラー形式を用いると、計測されることはエラー関数であり、時間域では下記のように表わすことができる。即ち、この目的は、ｅ（ｔ）をできるだけゼロに近づけることである。演算は段階的に進行する。補正ｄ（ｔ）が実現され、エラーｅ（ｔ）が計測される。この計測は、サンプリング周波数ｆ＝１／Ｔ₀でサンプルされたように行われる。補正フィルタはｎ個のタップを持ち、実際に各タップごとに１つずつであるｎ個の独立制御ループがある。各々は、そのタップの重みをエラー計測の対応要素に比例する量を差し引くことにより更新する。ｎ個の制御ループの各々に対して、次のことが言える。即ち、ｄ_new＝ｄ_old−Δ 但し、Δ＝βγ_nｅここでβは相関計測における未知のスケーリング・ファクタであり、γ_nは制御ループの性能を慎重に制御するため導入される係数である。上記関係は、（フィードバック関数が一定のままであるとして）βγ_n＜１であることを前提として、収束する。このため、βの値にある理念が存在するならば、γ_nの可知値を選定することができる。急速な収束のために、γ_nはできるだけ大きくなければならず、このため１／βに近づく。上式い示されたエラー要素Δの差し引きは、インバータ８８を含めることにより図８に示される。実際には、必要な反転は、ループにおける幾つかの任意の点において達成することができ、おそらくは他のある目的のためのループに含まれる回路の結果となろう。このように、要約すれば、図１３は、回路２２２が計測目的のためのフィードバック・ループから分離され得ないにも拘わらず、関連するフィードバック・ループ２２４を持つ回路２２２の応答を決定するような方法で回路２２０を計測できることを示す。図１０および図１２は、図４および図５の回路が回路２２０の形態の回路を含む如く見なすことができることを示す。図１０の場合、フィードバック経路３６および遅延回路１１０を回路２２０を構成する（開ループ制御）ように見なすことができ、あるいは回路２２０を構成する（閉ループ制御）如き遅延回路１１０と、フィードバック経路３６および補償経路４０との並列組合わせと見なすことができる。図１２の場合は、フィードバック経路３６を含む複合経路１３０と回路２２０を構成する（閉ループ制御）ように遅延回路１１０と見なすことができ、あるいは回路２２０を構成する（開ループ制御）ように遅延回路１１０と、複合経路１３０および補償経路４４との並列組合わせと見なすことができる。図７において、付加された遅延装置６０が遅延回路１１０に対応している。図１０の回路３６または図１２の回路１３０の応答を先に述べた方法により測定すると、このように得られる係数は、図１０における補償経路４０あるいは図１２における補償経路４４の特性を調整するために用いられる。これは、図１２の補償経路４４を提供する図７の横型フィルタ７６によって達成される。このように、主信号経路に遅延装置６０を付加することにより、相関法によってフィードバック経路の特性を計測することが可能になる。従って、補償経路を構成する横型フィルタ７６の特性は、フィードバックの効果を打ち消すように調整することができる。利得の調整図７の可変利得増幅器５６の目的およびその調整の方法については、次に記述する。可変利得増幅器５６は、図１１および図１２の可変利得増幅器１２０に対応している。この可変利得増幅器は、次の２つの理由から望ましい。即ち、（ｉ）電力出力を調節するため、および（ii）精緻なフィードバック・ループ４４の安定性を維持するため。かかる第２の点に関して、フィードバックの補正は決して完全ではあり得ず、回路が初めて投入される時はたしかに完全ではない。この問題は、実際にオフの状態にあるパラメータを格納することによって低減され得る。図４に基く構成においては、経路３６における不要フィードバックと経路４０における慎重な補正フィードバックとの間の均衡を損なうことなく、主増幅器３８内部の利得を調整することが可能である。換言すれば、増幅器３８の利得の調整は、計測動作とフィードバック補償動作とに影響を及ぼすことがない。このことは、図７に示されるように、図５に基く構成には妥当しない。この場合は、複合不要経路Ａ（ｆ）Ｂ（ｆ）と、−Ａ（ｆ）Ｂ（ｆ）と等しいはずの追加されたフィードバックＤ（ｆ）との間に均衡が要求される。この場合、増幅器３８の利得Ａ（ｆ）は計測されるものの一部であり、従ってこれが一定であることが望ましい。この理由から、可変利得増幅器５６の形態における別個の利得制御が、計測およびフィードバック補償の独立性を維持するように主信号経路に導入される。可変利得増幅器５６は、ループのどこかに置くことができる。明らかに、これは遅延装置６０の前ではなく後に置くことができるが、また他の位置に置くことも可能である。増幅器５６の利得αの基本的な設定は、必要に応じて、先に述べた方法で前置修正器４６を通る主信号経路全体に対するαの値を生じるように選定可能である。１つの可能な試みは、比較的小さなαの値、即ち低い利得で始めることである。次いで、相関計測が行われ、これら計測を用いてＥ（ｆ）＝Ａ（ｆ）Ｂ（ｆ）＋Ｄ（ｆ）を低減する。次に、αを増加でき、新たな組の計測が行われる。これは、安定性を損なうことなく所望の電力出力が得られるまで反復される。制御回路７８は、この制御を提供する。この回路は相関器７２の出力を監視する。正確には、監視することおよびこれにどのように応答するかは重要なことではなく、相関係数の大きさの加重平均を簡単に形成することができる。相関器の全ての出力を受取る必要がなく、選択された期間のみ動作することもできる。最後に、増幅器５６は、信号をコンバータ５４、６４の範囲内に保持しようとし、増幅器３８が生じ得るより多くの電力を生じるのを妨げる自動利得制御（ＡＧＣ）システムの一部を形成し得る。完全な打ち消しは決して達成可能ではないが、増幅器５６の使用は打ち消しを充分良好に行うことを可能にする。第２の実施の形態本発明を実施する第２のフィードバック低減システムの構造については、図１５および図１６に関して次に記述する。図１５の回路もまた、図５に示した形式のものである。このため、信号源３０が入力経路３２を介して結合され、コンバイナ３４においてフィードバック経路３６からの不要フィードバックと組合わされる。コンバイナ３４の出力は、前置修正器４６を介して主増幅器３８へ印加され、この増幅器の出力３９がこれもフィードバック経路３６に与える所望の出力を提供する。図１５のシステムは、アクティブなデフレクタとしても知られる同時的なコヒーレント再放送トランシーバにおいて用いられる。このようなトランシーバは、受信困難地域における地域的な受信をブーストするため中継局として公共放送局により使用される。かかるトランシーバはまた、各室におけるアウトレットとの屋根上に取付けられる架空線の必要なしに家屋の室内での受信を可能にするため、家屋のような１つの建物において使用できるように比較的低い電力出力用に設計することもできる。図１５のシステムと図７の第１の実施の形態のシステムとの間には、２つの主な相違がある。第１の相違は、受信信号がＲＦ周波数にありベースバンドになく、かつ補正処理のためベースバンドへ変換され後でＲＦへ再変換される。このことは、信号の位相ならびに振幅が維持されねばならないことを意味し、複素信号、即ち実数部分と虚数部分とを持つものと見なされる信号の処理を生じる。必要な同位相および直角位相チャネルは、図を簡単にするために図１５には示されないが、当業者には充分に理解されよう。第２の主な相違は、ノイズ信号が付加されないことである。その代わり、入力信号はそれ自体がテスト信号として使用される。このことは、以下に更に詳細に論述する。図１５のフィードバック低減回路の前置修正器４６が、ＲＦ周波数の放送信号を受信し、ダウン・コンバータ５２が最初にこれら信号をベースバンドに変換する。以下に述べるように、ＲＦ信号が前置修正器の出力で正しく再生され得るために、ダウン・コンバートされた信号の振幅および位相が保持されることが必要である。このことは、ダウン・コンバータ５２が２つの出力信号、即ち０°信号即ち同位相信号と、９０°信号即ち直角位相信号とを生じることを意味する。これらの複素信号は、２つの並列チャネルを介して処理され、その内の１つだけが示される。当業者には実数部分と虚数部分の形態における複素信号の処理については知悉され、従ってこれ以上詳細な記述はここでは行わない。ダウン・コンバータ５２は、受信されているＲＦ信号に対して同調される必要がある。システムが、異なるＲＦチャネルに用いられるならば、（システムが充分に広帯域でなければ）同調は変更の必要がない。低電力の家庭用トランシーバ形態で用いられる時は、修正器は、トランシーバにより供給されている放送受信用の赤外線遠隔制御ハンドセットの使用を検出することにより再同調されるように構成することができる。あるいはまた、トランシーバは、レシーバにおける制御アウトレットに結合することができる。回路要素５２、５４、４２、５６、６０、６２、６４および６６を含む増幅経路は線形処理要素のみを含み、従って、当該経路はこれを通る信号について実質的に線形処理を行う。前置修正器４６における処理は実質的にディジタル的に行われ、従って前置修正器４６に対する入力はアナログ／ディジタル・コンバータ５４においてディジタル形態へ変換される。このアナログ／ディジタル・コンバータの出力はコンバイナ４２の１つの入力へ与えられ、コンバイナの出力は、増幅器５６の制御入力５８で受取る制御信号に応答して利得が制御され得る可変利得増幅器５６と遅延装置６０とからなる直列回路へ印加される。遅延装置６０の出力は、ディジタル／アナログ・コンバータ６４によりアナログ形態へ再変換され、次にアップコンバータ６６によりＲＦ周波数へ再び変換される。個別のノイズ発生源はなく、その代わり遅延装置６０の出力が相関器７２のＸ入力へ直接印加される。相関器はまた、遅延装置６０における遅延および可変利得増幅器５６における増幅に先立って、入力Ｙで加算器４２の出力、即ち主信号経路における信号を受取る。相関器７２は、そのＸおよびＹ入力における信号間の相関係数を表わす複数の出力を与える。これらの出力は、積分器ブロック７４へ印加される。積分器ブロックの出力は、次に横型フィルタ７６を制御するように印加され、このフィルタは主信号経路から以下に述べる方法でその信号入力を受取ってその出力を加算器４２の第２の入力へ与える。横型フィルタの出力は、不要フィードバックを補償することが意図される。相関器７２の出力もまた、可変利得増幅器５６の利得をその制御入力５８を介して制御する図７に類似した制御回路７８へ印加される。相関器７２と積分器ブロック７４と横型フィルタ７６の構造は、図８に示されるように、複素信号の処理のための要件を前提とするようにできる。しかし、横型フィルタ７６に対する信号入力が相関器７２のＸ入力に対する信号と同じものであることを示すある簡素化が図１６に示されるように達成できる。従って、一連の遅延Ｔ₀のみが用いられる。図１６において、前記相関器はまたも多数の段を含む。説明を簡単にするため、３段のみが示されるが、実際には多数の段が使用される。段数は、（ｉ）ナイキスト・サンプリングおよび補償が働く帯域幅、即ち少なくとも信号の帯域幅の通常の要件により決定されるタップ間隔、および（ii）補償されるべき応答の全長、即ちフィードバック経路３６および増幅器３８の畳み込まれるインパルス応答の程度に、依存する。このため、３段しか示されないが、典型的にｎ段が存在することを念頭に置くべきである。相関器７２の入力Ｘには、それぞれが持続時間Ｔ₀の増分的な遅延を生じる一連の（ｎ−１）個、ここでは２個の遅延回路８０が接続されている。この遅延時間Ｔ₀は、Ｈ（ｆ）あるいはその時間的に等価なｈ（ｔ）の計測の所望の分解能に従って選定される。相関器７２はまた、ｎ個の乗算器８２をも含む。複素信号が取扱われるようにダウン・コンバータ５２が用いられる場合、乗算器８２は複素乗算器であり、従って図１６におけるアスタリスクで示される。各乗算器は、１つの入力において、Ｘ入力と、遅延回路８０により与えられる如きＸ入力の（ｎ−１）個の遅延入力との一方を受取り、他の入力において、相関器７２のＹ入力における信号を受取る。最後に、当該相関器は、乗算器８２の対応するものの出力をそれぞれ受取るｎ個の低域通過フィルタ８４を含み、相関器７２の対応出力を与える。相関器７２からのｎ個の出力８６は、ｎ個の相関係数ψ₁、ψ₂、、、ψ_nを表わす。相関器７２のｎ個の出力８６は、制御回路７８へ印加されて図７に関して先に述べた方法と類似する方法で可変利得増幅器５６の利得を制御する。相関器７２のｎ個の出力８６はまた、インバータ８８を介して積分器ブロック７４を形成する各積分回路８０へ印加される。積分回路は、平均化機能を提供し、後で横型フィルタ７６により使用される値を保持する。横型フィルタ７６は、制御入力９２が積分回路９０へ接続されている。横型フィルタ７６は、相関器７２におけるｎ個の段に対応するｎ個の段を有し、当該簡単例においては３段のみを有する。一連のｎ個の乗算器９８は、それぞれ１つの入力が入力Ｘと遅延回路８０により与えられる（ｎ−１）個の遅延入力との一方に結合され、他の入力が制御入力９２の各々に結合されている。このように、遅延回路８０は、横型フィルタならびに相関器の一部を形成している。乗算器９８の出力は全て加算器１００へ印加され、この加算器の出力は横型フィルタ７６の出力を構成し、図１５における加算器４２の第２の入力へ印加される。このように、横型フィルタ７６は、遅延回路８０が相関器７２と共通に使用されるにも拘わらず、遅延回路８０と、入力９２において各係数を受取る係数乗算器９８と、出力を与える加算器１００と、を含むタップ付き遅延線を持つ従来の設計であることが判る。先に述べたように、図８の構成あるいは図１６の構成のいずれが用いられるかに拘わらず、乗算器８２は複素乗算器である。理論的観点から実際に要求されることは、乗算器がその２つの入力ＸおよびＹを乗じる時、それら入力の１つは実際に複素共役であるべきことである。即ち、乗算器は、（Ｘ^*Ｙ）を形成し、ここでアスタリスクは複素共役を示している。このように、２つのプロセスは、（Ｘ^*Ｙ）を生じるために、即ち、（ｉ）Ｘから複素共役Ｘ＊を形成し、（ii）複素乗算（Ｘ^*Ｙ）を行うために必要なように見える。しかし、付加的なハードウエアを必要とすることなく、複素乗算において計算されるある項の符号を単に変えるだけで入力の１つがあたかも最初に共役されたと同じ結果を達成することを示すことができる。即ち、もし、Ｘ＝ａ＋ｊｂであり、かつ、Ｙ＝ｃ＋ｊｄならば、積は、ＸＹ＝（ａ＋ｊｂ）（ｃ＋ｊｄ）＝（ａｃ−ｂｄ）＋（ａｄ＋ｂｃ）但し、ａ、ｂ、ｃおよびｄが全て実数であり、ｊは−１の平方根である。しかし、Ｘの複素共役がとられる対応積は、Ｘ^*Ｙ＝（ａ−ｊｂ）（ｃ＋ｊｄ）＝（ａｃ＋ｂｄ）＋ｊ（ａｄ−ｂｃ）即ち、ＸＹと同じであるが、２項の符号が共に変更される。このため、ＸＹまたはＸ^*Ｙのいずれかを直接複素入力ＸおよびＹから形成することが、同数の演算を必要とする。これらは４つの実数乗算、１つの加算および１つの減算が存在する。図１６において、乗算器８２の入力の１つに付したアスタリスクは、複素乗算プロセス前に実際に共役される入力を示し、通常の複素乗算器より更なる複雑さを必要としない。一般に、ＸＹ^*をＸ^*Ｙの代わりに用いることもできる。第２の実施の形態の理論ある状況においては、デルタ関数に実質的に等しい自動相関関数を含む要件を満たすのに入力信号がそれ自体充分にノイズ状であり得る。この場合、余分なテスト信号を加える必要なしに相関計測を行うことができる。図１７は、図１１および図１２と類似の方法で可変利得回路１２０およびループ遅延回路１１０を付加するがノイズ源の追加はせずに、図５の回路が再構成され得る方法を示している。図１３の回路２２０の形態の回路をやはり結果として得ることが判る。複合経路１３０と遅延回路１１０を回路２２０（開ループ制御）を構成するものと見なすことができ、あるいは複合経路１３０および補償経路４４と、遅延回路１１０との並列組合わせを、回路２２０（閉ループ制御）を構成するものと見なすことができる。図１５において、付加された遅延装置６０が遅延回路１１０に対応している。図１７の回路１３０の応答を上記方法で計測して、このように得た係数を用いて補償経路４４の特性を調整する。これは、図１７の補償経路４４を提供する図１５の横型フィルタ７６によって達成される。当事例において、無論、相関器７２に対するＸ入力は勿論図７におけるようにノイズ信号発生源７０の出力ではなく、遅延装置６０の出力である。開ループと閉ループ制御のいずれが用いられるかに従って、Ｙ入力がＹ１またはＹ２からとられ、図１５は先に触れた閉ループ制御を示している。主信号経路に遅延装置６０を付加することにより、相関法によりフィードバック経路の特性を計測することが可能になることが再び判る。補償経路を構成する横型フィルタ７６の特性をフィードバック効果を打ち消すように調整することができる。必要な信号をそれ自体テスト信号として用いることで、両方の計測の信号／雑音比を改善し、ノイズを加えることなく結果の出力信号を生じる。またノイズ発生源の形態における余計な回路を必要としない計器的な利点もある。第２の実施の形態における利得調整図１７から点Ｘに現れる信号Ｘ（ｆ）を下式のように示すことができる。即ち、Ｘ(ｆ)＝｛Ｉ(ｆ)Ｈ(ｆ)＋［Ａ(ｆ)Ｂ(ｆ)＋Ｄ(ｆ)］Ｘ(ｆ)｝αｅ^-j ^ωT （５）これは、下式を得るように再構成することができる。即ち、信号の自動相関関数ができるだけデルタ関数に近づくためには、Ｘ（ｆ）は周波数スペクトルに跨がりできるだけ平坦でなければならない。しかし、Ｘ（ｆ）は、下記のいずれかが平坦でなければ平坦にはならない。即ち、（ｉ）元の必要な信号スペクトルＩ（ｆ）、（ii）入力経路Ｈ（ｆ）、あるいは（iii）式（６）の分母上記の最後の（iii）は、スペクトルがシステムにおけるループにより整形される程度を表わす。その影響は、利得αを小さく保持すると共に、Ａ（ｆ）Ｂ（ｆ）＋Ｄ（ｆ）がゼロになろうとするように、不要フィードバックと補償フィードバックとの間の均衡を改善することにより、最小化することができる。最良の動作方法は、下記のように反復的な手順に従う。最初に、値αは小さく設定される、即ち利得は非常に低い。それから相関の計測が行われて、相関係数の初期のセットが得られる。補償経路は、Ｄ（ｆ）を−Ａ（ｆ）Ｂ（ｆ）に近づけるように、即ちＡ（ｆ）Ｂ（ｆ）＋Ｄ（ｆ）が低減するように調整される。次に、αが増加され、この計測ステップが反復される。これは更に補償を改善し、これによりαを再び増加することができる。これらのステップは、安定性を失うことなく所望の電力出力が得られるまで反復される。初期の計測が充分に近い結果を生じるものとすれば、このプロセスが適切な設定に収束することになる。構成図７、図８および図１５、図１６に示される回路について、個々の回路を持つハードウエアの実施の形態に関して記述した。しかし、回路がソフトウエアにおいて部分的にあるいは全体的に構成されることは理解されよう。この場合、前記図面はフロー図に相当するものと見なすべきである。図１５および図１６の回路は、弊英国特許出願第９５２２１９８．２号「ＯＦＤＭ活性型デフレクタ（ＯＦＤＭＡｃｔｉｖｅＤｅｆｌｅｃｔｏｒ）」、およびこの出願から優先権を主張する同日付の係属中の弊ヨーロッパ特許出願および英国特許出願に記載される如き直交周波数分割多重化信号と共に用いられるように構成される。上記手順の最も困難な部分はスイッチ・オンにある。２つの状態間で切換え可能であり、その第１の状態では図７におけるようにノイズ発生源が付加され、かつその第２の状態では図１５におけるように必要な信号がテスト信号として用いられるようにシステムを設計することによって、この問題を克服することは可能である。最初に、図７の形態を用いてノイズを付加した状態で計測が行われ（ダウン・コンバータ５２とアップコンバータ６６とが図７に追加されることが判る）、そして可変利得増幅器の利得がゼロに設定される。αをゼロに設定することは、システムがスイッチ・オン時には発振できないことを保証し、不要フィードバックを均衡させるように補正を調整することができる。これがいったん達成されると、ノイズ発生源をターンオフするかあるいは遮断することができ、システムは図１５におけるように再構成される。このように必要な信号が計測のために用いられ、値αが徐々に増加する。ループが不均衡状態でオフになると、エラーは小さくなるはずであり、その結果計測信号のスペクトルは充分に平坦であるはずである。このことは、αが増加されるにともない上記の反復プロセスが適切な設定に収束することを保証する。付加遅延の低減以上のことから判るように、ループ内の遅延Ｔ_Lの挿入が、不要なフィードバック自体か、あるいは不要信号と組合わされる時不要フィードバックにより生じるエラーの曖昧でない計測を可能にする。しかし、同じ遅延Ｔ_Lが不要信号の通過中に導入される。このことは、先に述べた全ての事例における短所を有する。例えば、第１の実施例において、聴衆がステージ上の講演者あるいは演技者を見ることができ、あるいは彼らを直接に、また増幅器３８を介して聴くことができる時に音声が遅れるならば、不都合である。遅延装置６０は、システム設計者の管理下にあり、通常はフィードバック経路３６において生じる最大遅延を越えるように選定される。相関計測中に閉ループ制御が用いられる場合、遅延周期を適切に低減できることが判る。再び図１４に関して、同図は、特性ｇ（ｔ）のＦＩＲを、ｇ（ｔ）の長さより長い追加された再循環遅延Ｔ_Lと共に含むシステムの無限インパルスを示すことが想起される。このようなシステムは、回路ブロック２２０により表わされる。回路ブロック２２０の全体的応答がｇ（ｔ）の明確なバージョンで開始し、その後に先に述べたように一連の重合して減衰するエコーが続く。ｇ（ｔ）の長さがＴ_Lより大きくなるようにＴ_Lが短縮されるならば、ループの０とＴ_Lとの間の応答の最初の部分は、もはやｇ（ｔ）の完全な明確な状態を表わさない。ｇ（ｔ）の最後の部分は、Ｔ_Lと２Ｔ_L間の最初のエコーの最初の部分と融合する。それにも拘わらず、ｇ（ｔ）の最初の部分は、時間Ｔ_Lまで、明瞭かつ計測可能に残る。このような状況が閉ループ制御が用いられる図７または図１５における如き上記の実施の形態の１つと関連するならば、Ｔ_Lまでの時間をカバーする横型フィルタ７６におけるタップが依然として正しく所定の補正に収束する。それらのエラーの計測は、決してエコーによって損なわれることがない。このことは、不要フィードバック経路が変化しない（あるいは、実際に、比較的緩やかに変化する）ことを仮定する。Ｔ_Lを越える期間をカバーする横型フィルタ７６におけるタップは、この動作の最初の位相が生じる時、エコーによって損なわれることになる。しかし、期間０ないしＴ_Lをカバーする横型フィルタのタップがいったん収束すると、期間０≦ｔ≦Ｔ_Lにわたるエラーｅ（ｔ）がゼロになる。このことは、最初の「エコー」の長さＴ_Lの最初の部分もまたゼロであることを意味する。このように、期間Ｔ_L≦ｔ≦２Ｔ_Lに対するエラーｅ（ｔ）の計測もまた明瞭であり、その結果補正器の対応タップが収束し得る。このプロセスは、Ｔ_Lを越える任意の長さの補正器に対して、原点から外方に掃引する「補正の波」において無限に継続し得る。横型フィルタの外項を補正しようと試みないことが内項が落ち着くまで望ましい。即ち、後者の補正器タップは、期間０ないしＴ_Lに対する係数が決定されるまで、そのエラー計測が初期の補正位相で損なわれていることが判っているので、ゼロに保持され得る。このように、Ｔ_Lはフィードバック経路に生じる最大遅延より短く選定することができ、システムはそれでも機能する。実際に、この遅延は、１つのサンプリング期間まで低減され得、この場合係数は１つずつ決定されることになる。主な短所は、プロセスが収束に長くかかることである。おおざっぱに言えば、制御ループが収束するのにＴ_cをそれぞれ要するように設定されるならば、ｇ（ｔ）の長さが遅延Ｔ_Lを越えないシステムにおいてはループが全て並列に独立的に沈静してシステム全体の収束がＴ_cを要するということができる。ｇ（ｔ）の長さが遅延Ｔ_Lを越えて例えばｋＴ_Lであるならば、ループが逐次と並行の組合わされた状態で収束してＴ_Lの値に一時に達するので、収束はおおよそｋＴ_cを要する。遅延Ｔ_Lは原理上１つのサンプル遅延まで低減され得るが、この場合、収束は厳密に逐次的となり、各タップは前の全てのものが最初に沈静するのを待たねばならない。更に、実際には不可避であるが「テスト信号」の自動相関関数ψ_xx （τ）が純粋なデルタ関数から逸脱するならば、困難であり得る。これは、テスト信号が追加されたノイズ信号か必要な信号自体であるいずれかの場合である。一方、図８および図１６におけるように全ての点について並行して評価するのではなく、一時に１つの点に対する交差相関を評価するに過ぎないより簡単な相関器を用いることもできる。別の問題は、変動する不要フィードバック経路に対処するこのようなシステムの能力が制限されることである。「早期の」タップの１つが妨害されるごとに、以降のタップの多くあるいは大半もまた妨害される。従って、必要と思われるより短い遅延Ｔ_Lの使用は、不要フィードバックにおける小さな（あるいは、少なくとも非常にゆるやかな）ばらつきが予期される状況に最も適合する。遅延Ｔ_L がｄ（ｔ）の長さに更に近づくほど、収束が早くなり、システムの不要フィードバックにおける変化に対処する能力が向上する。種々のタップの制御ループに対して異なる値をＴ_cに選定して、これを早いタップに対して短く設定し後のタップに対しては長く設定する際の利点が存在し得る。更にまた、（スイッチ・オンまたはＲＦチャネル変化に対する）初期のロックは、この目的のために格納される最後に用いた補正から始めることによって早められる。Ｔ_Lがある固定値になるように選定されることが仮定された。Ｔ_Lが大きな値で始まり迅速な収束を生じるが信号経路における最大遅延を生じ、次いでＴ_cが連続的に低減される適合構成を提供することも可能である。請求の範囲の請求項の範囲内で記載されるシステムに対して多くの修正および変更が可能であることが理解されよう。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Method and apparatus for reducing unnecessary feedback The present invention is directed to a method and apparatus for reducing unwanted feedback in a system. About the installation. Unwanted feedback naturally results from the use of an amplifier. This unnecessary feedback The lock has the effect of causing uncontrolled changes in the frequency response of the system. That As a result, this unwanted feedback can be achieved before the frequency response fluctuates or becomes unacceptable. Imposes restrictions on available gains. A well-known example of such feedback is in loudspeakers, where Microphones used by those who speak or play musical instruments Pick up the output of a nearby loudspeaker and mute the sound or music to make it inaudible Howling occurs. This is sometimes referred to as "howl-ar sound). The system that produces this is the speaker who speaks to the audience FIG. 1 is a plan view of a stage system 10 used by It is. The performer's voice is picked up by the microphone 14 and the resulting signal Is amplified by the amplifier 16. The loudspeaker 18 broadcasts this sound, and the sound Part of the wall directly by the microphone 14 or a building or stage Picked up after reflection. The path of such a sound is indicated by reference numeral 20 . As shown in FIG. 2, it is possible to show an equivalent circuit in this way. In FIG. In this case, the signal source 30, in this case, the speaker 12 of FIG. An input path 32 is shown, which represents the path of the sound to and from the sound path 14. To microphone Here, the sound from the speaker via the input path 32 corresponds to the sound path 20 in FIG. The sounds from the unwanted feedback path 36 are combined in the circuit 34. Con The combination signal from the binner 34 is supplied to the amplifier 16 and the loudspeaker 1 shown in FIG. 8 Are applied to the amplifier 38 of FIG. The output 39 of the amplifier 38 is An output is configured and an input is provided to feedback path. Designed to receive RF signals, amplify these signals, and retransmit at the same frequency A similar situation occurs in rebroadcast transceivers. Unnecessary feedback For example, use a highly directional antenna to reduce Requires unnecessary feedback from the transmitting antenna to the receiving antenna again. Is inevitable. FIG. 3 is an overall view based on FIG. 2, showing the transfer functions of various parts of the system. . The input signal 30 has a spectrum I (f) and the input path 32 has a frequency response H (f ), The unwanted feedback path 36 has a response B (f), and the amplifier 38 has It has a response A (f) and the output signal 39 has a spectrum O (f). As a result The overall transfer function is As the complex loop gain A (f) B (f) approaches (1 + jO), the system System becomes unstable. This loop has a significant contrast with the reciprocal of the system bandwidth. If it contains a barrel delay, the frequency response will contain a regular ripple. In order to eliminate the influence of such feedback, it is necessary to cancel. This is done using either the circuit of FIG. 4 or FIG. In FIG. The compensation circuit 40 having the transfer function C (f) has its input connected to the output of the amplifier 38. ing. The output of the compensation circuit 40 is the Combined with the output of the inner 34, the output is applied to the input of the amplifier 38. like this Unnecessary feedback cancels out unnecessary feedback as long as C (f) = − B (f). This is known as neutralization. The overall transfer function is: In general, C (f) =-B (f) at one of the most critical spot frequencies. Several simple approaches are used to ensure that this is the case. Clever feedback The exact circuit used to ensure that the clock has the correct amplitude and phase , This approach gives a more or less narrowband solution. Once the feedback cancellation is achieved, the signal is transferred to the input path H (f) And the final output is what is expected. That is, However, the circuit of FIG. 4 has certain disadvantages. For example, a part of the amplifier output signal is supplemented. It is not desirable to escape to the redemption route. Also, in the case of RF transmission, the If performed at wavenumber (or baseband), the circuit of FIG. Requires a converter. This means that each downconverter also has Must be included in the compensation path This is particularly undesirable if the processing is digital. Therefore, the circuit of FIG. 5 is desirable. The circuit has a transfer function D (f) Compensation path 44 is connected to the input of amplifier 38 instead of having its input connected to its output. And are connected in parallel. The compensation path 44, together with the combination circuit 42, 8 to form a pre-corrector 46. The transfer response in this case is Canceling the unnecessary feedback D (f) is D (f) = − A (f) B ( f) is selected. For an example of a circuit of the type shown in FIG. 5, see GB-A-2 GB-A-2. No. 065 421. This application precedes amplification by power amplifiers. It describes a rebroadcast transceiver that compensates in baseband. UK Patent The circuit described in application GB-A-2 065 421 is shown in FIG. It is. The figure is not as in GB-A-2065421, It is based on the content. Is the rebroadcast transceiver 300 a transceiver output? Channel at 334 with feedback via path 336 Used to receive radio broadcasts from source 330 via 332. Tran The main amplifier 319 of the sheaver receives the signal on the antenna line 301 from the combiner 334. Is provided in front of the pre-corrector 346. The pre-corrector includes a down converter 304, a combinational circuit 342, Band-pass filter 309, amplifier 313, delay circuit 314, up-converter And a series circuit including the The multiplication mixer 324 includes a delay circuit 314 Are connected to receive and double both inputs and outputs of Output of the multiplying mixer 324 The force is applied via a low pass filter 326. The second multiplying mixer 325 Receive the output of delay circuit 314 and the output of low-pass filter 326 and double You. The output of the second multiplying mixer 325 is connected to the combinational circuit 324 (actually, (Represented by a single intersection in the handbook). Due to the down-conversion operation, both the phase and amplitude information in the signal are preserved. It is important to have. For this purpose, the precorrector 346 operates on composite signals However, for simplicity, this complexity is not shown in FIG. Circuits 324, 325 and 326 are together referred to as "correlator" 320 and have Is to compensate for the feedback signal along path 336. "Correlator" 32 0 indicates that there is no unwanted frequency at the output of downconverter 304 to cause cancellation. The noise detected after being filtered by the existing low-pass filter 309 It is said to "correlate" the required frequencies. However, in practice, this "correlator Produces only one output coefficient. The delay circuit 314 is configured to control an unnecessary signal and a feedback signal. It is said that it is necessary to discriminate the It works only to cancel the issue. However, other known correlators have achieved similar results. Used to occur. However, this circuit cannot provide adequate compensation at one frequency. This is only an extreme example of a narrowband solution to the problem. For example, Although adequate for military communications, it provides a satisfactory solution for broadcast quality signals. I can't get it. Therefore, a broadband solution is needed. The invention is defined in the independent claims, to which reference should be made. advantageous Relevant features are described in the dependent claims. Preferred embodiments of the present invention will be described in detail below. The desired In the embodiment, the feedback generated between the output and the input of the amplification path is A signal that provides a delay in the amplification path and has an autocorrelation function that is substantially a delta function To the amplification path, and before the signal is delayed in the delay circuit, A plurality of correlation coefficients are generated by correlating with the signal after the delay, and the signal in the amplification path is generated. Modifying the signal to produce a modified signal, the modification being controlled by the plurality of correlation coefficients. Performed by a horizontal filter, increasing the correction signal to reduce the effects of feedback It is reduced by combining with the signal in the width path. Virtually the Delta Seki A signal with an autocorrelation function that is a number is an added noise signal, or It is composed of signals processed by itself. The system is used to Howl Around or as a simultaneous coherent rebroadcast transceiver Can be used to reduce feedback in The present invention is described by way of example with reference to the accompanying drawings. FIG. 1 is a schematic diagram of a situation that may cause unnecessary feedback; FIG. 2 is an equivalent circuit diagram for the situation shown in FIG. FIG. 3 is an overall view based on FIG. 2 showing transfer functions of various parts, FIG. 4 is a view similar to FIG. 3 illustrating one method of performing feedback compensation; FIG. 5 is a view similar to FIG. 3 showing another method of performing feedback compensation, FIG. 6 is a block diagram of a known rebroadcast transceiver, FIG. 7 shows a first feed implementing the invention used with a baseband signal. Block diagram of the back reduction system, FIG. 8 shows a portion of FIG. 7 in more detail; 9 and 10 are successive reconstructions of FIG. 3 showing the theory of operation, 11 and 12 are successive reconstructions of FIG. 4 showing the theory of operation, Figure 13 shows the measurement of the finite impulse response of a circuit with a feedback loop. Diagram showing the method, Figure 14 shows how the finite impulse response is infinite as a result of the feedback. Indicates whether it will be an impulse response, FIG. 15 shows a second embodiment of the present invention used with RF (radio frequency) signals. Block diagram of feedback reduction system, FIG. 16 shows a portion of the system of FIG. 15 similar to FIG. FIG. 17 is a reconfiguration of FIG. 4 showing the operation theory of the second embodiment of FIG. As mentioned earlier, narrowband solutions to the problem of unwanted feedback have been proposed. Was. However, it turns out that there is in principle a possibility in a wide band. Unnecessary Feedback is the cause. This is often referred to as "finite impulse response (FIR) "It can be modeled with sufficient accuracy as a filter. What is needed for correction It will be an equivalent and opposite FIR, so this FIR will also be Yes, essentially stable. Determine the response and the unwanted feedback changes over time. If it works, it is necessary to adjust this. This is the circuit configuration of FIG. 5 is also applicable to the circuit configuration of FIG. That the amplifier exhibits a finite impulse response Then, D (f) is also slightly longer than C (f) in FIG. R. The form of the compensation path 44 bypassing the adder 42 is that the FIR response D (f) The effect of having an "infinite impulse response (IIR)" pre-corrector for the amplifier 38 Have. This makes measurement difficult, but nevertheless as described below. It is possible.First embodiment The configuration of the first feedback reduction system for implementing the present invention will be described with reference to FIGS. And FIG. Thereafter, the operation theory of the circuit will be described. The circuit of FIG. 7 is of the type shown in FIG. Therefore, the signal source 30 is turned on. Unnecessary feedback from feedback path 36 which is coupled via force path 32 And combiner 34 in a combiner. The output of combiner 34 is pre-corrected The X output 39 of this amplifier is applied to the main Tsu To provide the desired output to the clock path 36. As mentioned earlier, this situation can lead to a lot of unwanted feedback. Relevant in the example. These include, for example, loudspeakers. The circuit of FIG. It is suitable for operation on subband signals, for example, audio signals. It can be used in a loudspeaker environment to reduce "ur around". The amplification path, including circuit elements 54, 42, 56, 60, 62 and 64, is linearly processed. The path is substantially linear in the passing signal. Provide management. The processing in the pre-corrector 46 is substantially digital, and therefore the pre-correction The input to corrector 46 is digitized at analog / digital converter 54. It is converted to a tall form. The output of the analog / digital converter is The output of the combiner is provided to one input of the variable gain amplifier 5. 6, an amplifier 56 controllable in response to a control signal received at a control input 58; It is applied to a series circuit including a spreading device 60 and an adder 62. The output of the adder 62 is , Again converted to analog form by digital / analog converter 64 . The precorrector 46 further includes a noise signal generator 70. Noise signal generation The output of the correlator is applied to an adder 62 in the main signal path, which also Is applied to the input X. This correlator also has the output of adder 42 at input Y, That is, prior to the delay in the delay device 60 and the amplification in the variable gain amplifier 56, Receiving the signal on the main signal path. Correlator 72 has its X and Y inputs A plurality of outputs representing the correlation coefficients between the signals. These outputs are connected to the integrator block. The clock 74 is applied. The output of this integrator block is then passed through a horizontal filter 76. Applied to control this filter to the output of adder 62 in the main signal path. Receive its signal input and provide its output to a second input of adder 42. Horizontal type The output of the filter is designed to compensate for unwanted feedback. The output of correlator 72 is also applied to a control circuit 78, described below. Controls the gain of the variable gain amplifier 56 via its control input 58. The configurations of the correlator 72, the integrator block 74, and the horizontal filter 76 are further shown in FIG. In detail. This correlator has a number of stages. For simplicity, Although only three stages are shown, many stages are used in practice. The number of stages is (i) Nyquist The bandwidth over which the sampling and compensation takes place, ie at least with the bandwidth of the signal (Ii) the total length of the compensated response, The degree of the convolved impulse response of feedback path 36 and amplifier 38 Depends on. Thus, only three stages are shown, but typically there are n stages. And should be kept in mind. The input X of the correlator 72 has a series of (n-1), in this case two, delay circuits. 80 are connected, each having a duration T₀Resulting in an incremental delay of Delay time T₀Is According to the desired resolution of the measurement of H (f), or rather the time domain equivalent h (t) Is selected according to Correlator 72 also includes n multipliers 82. Each multiplier 8 2 has, at one input, the X input and the X input as provided by the delay circuit 80; Receive one corresponding input with the (n-1) delayed inputs of the To receive the signal at the Y input of correlator 72. Finally, the correlator has n low frequencies. And a pass filter 84, each filter having a corresponding output of one of the multipliers 82. And provides the corresponding output of correlator 72. The n outputs 86 from the correlator 72 are , N correlation coefficients₁, Ψ_Two,,, ψ_nRepresents The n outputs 86 of the correlator 72 are used by the variable gain amplifier 56 in a manner described below. It is applied to a control circuit 78 to control the gain. The n outputs 86 of the correlator 72 are also provided by an inverter 88 whose purpose is described below. To each of the integrating circuits 90 forming the integrator block 74. this The integrator circuit provides an averaging function and holds the values used by the horizontal filter 76 . In fact, the integrating circuit 90 and the low-pass filter 84 are combined. The horizontal filter 76 includes a control input 92 connected to the integration circuit 90 and a main signal path. And a signal input 94 connected to the output of the adder 62 at. Horizontal filter 76 has n stages corresponding to n stages in the correlator 72, and in such a simple case, Has only three stages. The signal at signal input 94 is similar to delay circuit 80 8 each length T₀To the beginning of a series of (n-1) incremental delay circuits 96 Applied. Each of the series of n multipliers 98 has one input And one of the (n-1) delay inputs provided by the delay circuit 96, The other input is coupled to each of the control inputs 92. Next, the output of the multiplier 98 All the forces are applied to the adder 100, the output of which is the output of the horizontal filter 76. And applied to the second input of the adder 42 of FIG. Thus, the horizontal filter Filter 76 includes a delay circuit 96 and a multiplier 98 that receives each coefficient at control input 92. And a conventional design having a tapped delay line including an adder 100 that provides an output. It turns out there is.Theory of operation The circuit of FIG. 7 is based on the preferred embodiment of FIG. The principle that operates can be applied to the configuration of FIG. Thus, the operation of the circuit is not affected. The following description of the theoretical basis covering both the systems of FIGS. 4 and 5 Starts with 4. FIG. 4 shows that a compensation path is provided in parallel with the feedback path to provide feedback. Equivalent circuit diagram for a system with feedback configured to cancel It will be recalled. The circuit of FIG. 4 is shown in FIG. 9 with some additional elements. It can be configured in a form to be performed. In FIG. 9, the delay circuit 110 is 8, and a noise source 112 is provided. Adder 114 is noise The outputs of the source 112 and the amplifier 38 are added to provide the output 39 of the circuit. Thus, the circuit of FIG. 9 can be reconfigured into the form shown in FIG. The situation also corresponds to FIG. 4 with the same components. (But FIG. 4 The similarity to is most easily understood by first considering FIG. )This is It is a simple circuit reconfiguration and does not need to be considered in detail. But to summarize And the noise signal from the noise source 112 is fed back by the adder 114 to the feedback path. 36 and compensation path 40, the outputs of these paths being mutually and input path 32 To the adder 114 via the delay circuit 110 and the amplifier 38. It turns out that it is recycled. Similarly, the circuit of FIG. 5 can be reconfigured into the configuration shown in FIG. This In the example, the compensation path 44 is placed before the amplifier 38 and the additional components are: As shown in FIG. 9, a delay circuit 110 and a variable gain circuit 12 in series with the delay circuit. 0, the noise source 122, and the output of the noise source 122 and the delay circuit 110. And an adder 124 for providing an output to amplifier 38 and compensation path 44. I have. The advantage of the configuration of FIG. 5 over FIG. 4 is that noise is injected into the input rather than the output of the amplifier. To avoid the need for such high power noise sources. The circuit of FIG. 11 can be reconfigured into the form shown in FIG. Noise source The noise signal from 122 is injected by adder 124 into composite path 130, This path includes the amplifier 38 and the feedback path 36, but with noise limitations. It is considered as one composite path and also as compensation path 44. These two passages The outputs of the paths are combined with each other and with the signal from input path 32 to provide delay circuit 110 Is recirculated to the adder 124 via Signal output originates from within composite path 130 However, as discussed below, we are only interested in the noise component and ignore the main signal. Can be In order to cancel unnecessary feedback, no compensation path is required for FIG. It is desirable to equal the feedback path and reverse the direction. Because of this, When the term is used, it is desirable that C (f) = − B (f). Regarding FIG. Make the compensation path equal to the combined effect of the amplifier and the unwanted feedback path. Is desirable. Therefore, it is desirable that D (f) = − A (f) B (f). . If this is properly achieved, the noise signal injected at summer 124 will be Fully compensated, adder 42 has zero noise contribution at its output. Become. The purpose of feedback cancellation is to make C (f) or D (f) This is to set the required function needed to perform the erasure. This is two things Any of the methods can be accomplished. A first method, called open loop control, The unnecessary feedback path 36 in FIG. 10 and the composite path 13 in FIG. It is to measure the distortion occurring at zero and set the compensation path accordingly. For this Is the output of point X, the output of noise source 112 or 122, and unwanted feedback path 3 6 or the point Y1 including the output of the composite path 130 can be measured. is necessary. Point Y1 is added to adder 34 because it is all accessible. Occurs after the addition of the output of the input path 32 in FIG. However, the input signal is As stated, it is irrelevant and can therefore be ignored. Called closed loop control A second method is to measure the residual noise that appears at the output of adder 42 and then detect That is, the compensation path is adjusted or corrected in accordance with the amount of noise to be performed. like this First, the error is determined directly. For this, on the one hand, the same point X and the point Y2 That is, it is necessary to measure the transmission characteristics between the output of the adder 116 and the output. again , The signal from the input path is irrelevant. The required transmission characteristics are the finite impulse of path 36 or 130 respectively. Response. However, due to the recirculation loop through delay circuit 110, points X and Y The response between 1 and Y2 is not a finite impulse response (FIR), but rather Infinite impulse response (IIR), which is more difficult to measure.IIR measurement Pending UK Patent Application No. 9522150.3, entitled "Feedback Loop and Method for determining the response of a system including a coupled finite impulse response circuit and Apparatus (Method and apparatus for determination) ing the response of a system container ing a fine impulse response circuit t coupled with a feedback loop) "is shown in FIG. A method that can be used to measure the IIR of a circuit of the form 0 or FIG. . This method determines the correlation between the signals at measurement points X and Y (Y1 or Y2). And The input signal is zero-correlated with the added noise source 112 or 122 Is initially assumed to have If so, the input and output signals Can be ignored in FIGS. 10 and 12 (the output signal of FIG. 12 is It was already ignored in discussions). According to the above-mentioned pending US patent application no. Nobu T_LFinite impulse response (FI) coupled with a feedback loop that produces R) The response of the system including the circuit can be determined. The method is Applying a test signal to the delta function, The signal has an autocorrelation function that is 1, which means that the signal itself is uncorrelated. this is , True noise signals. According to this method, the system Input and output are correlated. One of these produces a series of delayed signals Applied to the delay means, but the total delay is_LNot exceed. At the time of testing The other of the input and output of the system is multiplied by each of the delayed signals, and the result of this multiplication is Smoothed to provide integration. The smoothed output is the correlation coefficient between the two inputs. As shown in the pending U.S. patent application Ser. Represents An example of such a measurement system 200 is shown in FIG. Based on FIG. 5 of the patent application. The system has a delay time T_LOf the delay circuit 224 Determine the FIR of the FIR circuit 222 associated with the feedback loop Designed to be The delayed output is added to the input signal from signal source 230 at adder 226. No. 212. Its purpose is to measure the response of the entire circuit 220. When this is possible, it is to determine the time domain response g (t) of the circuit 222. This Is measured between the input 212 and the output 214 of the circuit block 220 . A series of individual delays 240₁, 240_Two,,, 240_(n-1)Are connected in series Given. The input of the first delay is connected to input line 212 and is the output of signal source 230. Receive power. Associated with each delay is a multiplier 242₁, 242_Two,, 242_nThat of Each exists. Multiplier 242₁Is the first delay circuit 240₁And input This is multiplied by the output signal on the output line 214. Next, the multiplier 242₁The output of Low-pass filter 244₁Is applied to The low-pass filter has an averaging function or Performs the integration function. Low-pass filter 244₁Is the correlation function ψ_xyThe first of Configure the coefficients. As shown, the signal at the input 212 of the system during the test is 0 and the signal at output 214 is directly applied to the other input of multiplier 242. It is. However, the signal at output 214 is applied to delay If the signal at 2 is applied directly to the other input of multiplier 242, this is likely to be the case. Easy could be the opposite. The circuit 200 of FIG. 13 converts signals at the inputs and outputs of the circuit block 220 Correlate to produce a correlation function comprising a series of n correlation coefficients. The above-mentioned pending UK Patent application No. 9522150.3 assumes that certain conditions are met. , These correlation coefficients define the FIR of the circuit 222. These articles Means that the autocorrelation function of the signal from the signal source 212 is a delta function; And the total delay of the series of delay circuits 240 is the delay in the feedback loop 224. Less than the extension amount, ie, Nt₀<T_LIt is to be. Smoothness is also not necessary At least desirable. The overall response of circuit block 220 is not in finite impulse response (FIR) form Is clearly in the form of an infinite impulse response (IIR). However, the present invention Itself consists of a continuous convolution of g (t), so that the period 0 <t <T_LIn And the first part of the total response of the circuit block 220 is the same as g (t). I understand. This is due to g (t) and t <0 and t ≧ T_LAgainst Strictly limited in size (time) so that g (t) = 0. I have decided. The entire impulse response is continuously blurred in a series of "echoes", i.e., g (t) FIG. 14 shows a state in which responses overlap. First period 0 to T_LThen , There is nothing to round the feedback loop, so that the overall response is g (t). To (T) is also included. This continues for another period. However, period 0 Or T_LIf we limit the consideration to, the form of g (t) can be easily calculated from the total response. You can see that it can be decided. That is, in the system of the form shown in FIG. By measuring its impulse response over a finite range rather than between, It is possible to measure everything needed to characterize FIG. 13 shows the feedback path 224 to include a simple delay. this The principle is that the feedback loop may have some other response, for example the impulse response r (t ) Is also equally valid when including a delay circuit in series with the circuit with . All you need is a delay T_LExceeds the finite period of convolution of g (t) and r (t) That is. Examination of the circuits of FIGS. 10 and 12 shows that as far as the noise signal is concerned, these circuits Is the form of the circuit 220 in FIG. Thus, the circuit 222 The circuits in FIGS. 10 and 12 corresponding to FIG. If not, to determine the response of these circuits, a reference must be made to the UK patent application cited above. A related method can be used. This is due to the correlator 72 in FIGS. Is achieved. The correlator 72 is shown in FIGS. Measure the FIR of the circuit in That is, 7 and 8 show a preferred arrangement according to FIG. 12 in which the measurement takes place between X and Y2. Is shown. Those skilled in the art will recognize that all the possibilities shown above are used and that the alternative point Y1 is 7 will be understood. Nevertheless, the system where the error is measured Tems are preferred for the following reasons: In the above-mentioned pending UK patent application, As described above, on the assumption that the autocorrelation function of the test signal is a delta function, F The response of the IR circuit can be determined from the correlation function. Still, this autocorrelation The function will still produce an unknown scaling factor. In FIG. This is not a particular problem if a noise-like signal occurs as This is a clear problem in the second embodiment to be described. As described above, the unnecessary feedback path is performed by using the measurement points X and Y1. If correlation is used to isolate and measure noise, The shape of the impulse response is determined, but the exact amplitude is unknown. Therefore, the correction It is difficult to set feedback to be equal and opposite. On the other hand, Measurement points X and Y2 so that the error response measures the net residual feedback after correction. Uncertainty about its amplitude, if measured by using It is not necessary. As long as the direction (sign) of the error is determined correctly and the shape is known If so, appropriate corrections can be applied. Using this form of measurement error, what is measured is an error function. In the time domain, it can be expressed as follows. That is, The purpose is to make e (t) as close to zero as possible. Operation is stepwise Proceed to The correction d (t) is realized, and the error e (t) is measured. This measurement Is the sampling frequency f = 1 / T₀Done as sampled in. Correction The filter has n taps and there are actually n independent taps, one for each tap. There is a control loop. Each has its tap weight proportional to the corresponding element of the error measurement. Update by subtracting the amount For each of the n control loops, It can be said that. That is, d_new= D_old−Δ Where Δ = βγ_ne Where β is an unknown scaling factor in the correlation measurement, and γ_nIs a system It is a factor introduced to carefully control the performance of the control loop. The above relationship is Βγ (assuming the feedback function remains constant)_n<1 And converge. Therefore, if there is an idea for the value of β, γ_nThe known value of Can be selected. For rapid convergence, γ_nMust be as large as possible Instead, it approaches 1 / β. The subtraction of the error element Δ shown above is performed by including the inverter 88. FIG. In practice, the required inversion is at some arbitrary point in the loop. And possibly included in a loop for some other purpose Will result in a circuit that Thus, in summary, FIG. 13 shows that the circuit 222 provides a feed for measurement purposes. Despite being unable to separate from the back loop, the associated feedback Circuit 220 can be measured in such a way as to determine the response of circuit 222 with loop 224 Show that you can. FIGS. 10 and 12 show that the circuits of FIGS. Indicates that it can be considered to include a circuit of the form. In the case of FIG. 10, the feed Back path 36 and delay circuit 110 constitute circuit 220 (open loop control) Or as configuring circuit 220 (closed loop control) The parallel combination of the delay circuit 110 and the feedback path 36 and the compensation path 40 It can be regarded as fake. In the case of FIG. The delay circuit 110 is regarded as constituting the path 130 and the circuit 220 (closed loop control). Or delay circuit to configure circuit 220 (open loop control). Considering path 110 as a parallel combination of composite path 130 and compensation path 44 Can be. In FIG. 7, an added delay device 60 corresponds to the delay circuit 110. Figure The response of the circuit 36 of FIG. 10 or the circuit 130 of FIG. 12 is measured by the method described above. Then, the coefficient obtained in this way is the compensation path 40 in FIG. Are used to adjust the characteristics of the compensation path 44 in the above. This is the complement of FIG. This is achieved by the horizontal filter 76 of FIG. Thus, by adding the delay device 60 to the main signal path, the correlation method is used. Thus, the characteristics of the feedback path can be measured. Therefore, the compensation path The characteristics of the constituent horizontal filter 76 are adjusted so as to cancel the effect of feedback. Can be adjusted.Adjusting gain The purpose of the variable gain amplifier 56 of FIG. I do. The variable gain amplifier 56 corresponds to the variable gain amplifier 120 shown in FIGS. I am responding. This variable gain amplifier is desirable for the following two reasons. That is, (I) to regulate power output, and (Ii) to maintain the stability of the elaborate feedback loop 44; With respect to such a second point, the correction of the feedback can never be complete, When the road is first introduced, it is certainly not perfect. The problem is actually off It can be reduced by storing the parameters in the state. In the configuration based on FIG. Without compromising the balance between careful correction feedback at 8 internal gain can be adjusted. In other words, the gain of the amplifier 38 is adjusted. The adjustment does not affect the measurement operation and the feedback compensation operation. This is not valid for the configuration based on FIG. 5, as shown in FIG. This place In this case, the combined unnecessary route A (f) B (f) and the additional route that should be equal to -A (f) B (f) A balance is required with the added feedback D (f). In this case, the amplifier The gain A (f) of 38 is part of what is measured, so it must be constant. Is desirable. For this reason, a separate gain control in the form of Control in the main signal path to maintain measurement and feedback compensation independence. Is entered. The variable gain amplifier 56 can be located somewhere in the loop. Obviously this Can be placed after the delay device 60 instead of in front of it, but also in another position Is also possible. The basic setting of the gain α of the amplifier 56 is, if necessary, preceded by the method described above. It can be chosen to produce a value of α for the entire main signal path through the modifier 46. . One possible attempt is to start with a relatively small value of α, ie a low gain . Next, correlation measurements are performed, and E (f) = A (f) B (f) using these measurements. + D (f) is reduced. Next, α can be increased and a new set of measurements is made. this Is repeated until the desired power output is obtained without loss of stability. Control circuit 78 provides this control. This circuit monitors the output of correlator 72. You. To be precise, monitoring and how to respond to it is important. However, a weighted average of the magnitude of the correlation coefficient can be easily formed. Correlator It is not necessary to receive all outputs, and it can operate only for a selected period. Finally, amplifier 56 attempts to keep the signal within converters 54, 64. And automatic gain control (A) that prevents amplifier 38 from producing more power than can occur. GC) may form part of a system. Complete cancellation is never achievable However, the use of the amplifier 56 allows the cancellation to be performed sufficiently well.Second embodiment FIG. 1 shows the structure of a second feedback reduction system for implementing the present invention. 5 and FIG. The circuit of FIG. 15 is also of the type shown in FIG. Therefore, the signal source 30 Are coupled via an input path 32 and a feedback path Combined with unwanted feedback from 36. The output of combiner 34 is It is applied to the main amplifier 38 via a modifier 46, the output 39 of which is also It provides the desired output to the feedback path 36. The system of FIG. 15 provides simultaneous cooling, also known as an active deflector. Used in remote rebroadcast transceivers. Such transceivers Public broadcasting station as a relay station to boost regional reception in difficult reception areas Used by Such transceivers also have outlets in each room. To enable reception indoors in a house without the need for overhead overhead overhead lines For relatively low power output so that it can be used in one building, such as a house. It can also be measured. Between the system of FIG. 15 and the system of the first embodiment of FIG. There are significant differences. The first difference is that the received signal is at RF frequency and not at baseband , And is converted to baseband for correction processing and then converted back to RF. this child Means that the phase and amplitude of the signal must be maintained; , Ie, processing of signals that are considered to have real and imaginary parts. necessary The in-phase and quadrature channels are not shown in FIG. 15 for simplicity. However, those skilled in the art will appreciate. The second major difference is that no noise signal is added. Instead, type The signal itself is used as a test signal. This is explained in more detail below. Discuss. The feedback corrector 46 of the feedback reduction circuit of FIG. And down converter 52 first converts these signals to baseband. You. As described below, the RF signal can be correctly reproduced at the output of the precorrector. Must maintain the amplitude and phase of the downconverted signal It is. This means that the down converter 52 has two output signals, the 0 ° signal. That is, it means that an in-phase signal and a 90 ° signal, that is, a quadrature signal are generated. This These complex signals are processed via two parallel channels, only one of which is Is shown. Those skilled in the art will understand the processing of complex signals in the form of real and imaginary parts. Therefore, a detailed description will not be given here. Down converter 52 needs to be tuned to the RF signal being received. There is. If the system is used for different RF channels, Tuning does not need to be changed (unless it is broadband in minutes). Low power home transceiver When used in a form, the corrector is the broadcast receiver provided by the transceiver. To be retuned by detecting the use of an infrared remote control handset for Can be configured. Alternatively, the transceiver is controlled by the receiver. Can be connected to your outlet. Amplification circuit including circuit elements 52, 54, 42, 56, 60, 62, 64 and 66 The path contains only linear processing elements, so that the path is substantially Linear processing. The processing in the pre-corrector 46 is performed substantially digitally, and thus The input to corrector 46 is digitized at analog / digital converter 54. It is converted to the tall form. The output of this analog / digital converter is The output of the combiner is provided to one input of the A variable gain amplifier 56 whose gain can be controlled in response to a control signal received at 58 and a delay It is applied to a series circuit consisting of the device 60. The output of the delay device 60 is a digital / Converted back to analog form by analog converter 64 and then It is converted back to RF frequency by the barter 66. There is no separate noise source; instead, the output of delay Applied directly to input. The correlator also provides the delay and variable gain in delay device 60. Prior to amplification in the gain amplifier 56, the output of the adder 42 at the input Y, ie, the main signal Receive the signal on the path. Correlator 72 provides a signal between the signals at its X and Y inputs. Are provided. These outputs are output to the integrator block 74. Is applied. The output of the integrator block then controls the horizontal filter 76. This filter applies its signal input from the main signal path in the manner described below. And provides its output to a second input of adder 42. The output of the horizontal filter is It is intended to compensate for unwanted feedback. The output of correlator 72 also controls the gain of variable gain amplifier 56 via its control input 58. 7 to a control circuit 78 similar to FIG. The structure of the correlator 72, the integrator block 74 and the horizontal filter 76 is shown in FIG. As such, requirements for processing complex signals can be assumed. But beside The signal input to the type filter 76 is the same as the signal to the X input of the correlator 72 Some simplification can be achieved as shown in FIG. Therefore, one Run delay T₀Only used. In FIG. 16, the correlator also includes multiple stages. To simplify the explanation Although only three stages are shown, multiple stages are used in practice. The number of stages is (i) The bandwidth over which Kist sampling and compensation operate, ie at least the bandwidth of the signal Tap spacing determined by normal requirements, and (ii) the total response to be compensated Length, the feedback path 36 and the convolved impulse response of the amplifier 38. It depends on the degree of the answer. For this reason, only three stages are shown, but typically there are n stages Should be kept in mind. The inputs X of the correlators 72 each have a duration T₀Cause an incremental delay of A series of (n-1), here two, delay circuits 80 are connected. At this delay Interval T₀Is the desired resolution of the measurement of H (f) or its time equivalent h (t) Is selected according to Correlator 72 also includes n multipliers 82. Complex signal If downconverter 52 is used so that It is a prime multiplier and is therefore indicated by an asterisk in FIG. Each multiplier is On one input, the X input and the X input (as provided by delay circuit 80) n-1) delay inputs, and at the other input, the Y input of correlator 72. Receive the signal at force. Finally, the correlator is The output of the correlator 72 includes n low-pass filters 84 each receiving an output. Empower. The n outputs 86 from the correlator 72 provide n correlation coefficients ψ₁, Ψ_Two, , Ψ_nRepresents The n outputs 86 of the correlator 72 are applied to the control circuit 78 and are The gain of variable gain amplifier 56 is controlled in a manner similar to that described. The n outputs 86 of the correlator 72 are also connected via an inverter 88 to an integrator block. 74 are applied to each of the integrating circuits 80. The integrator provides an averaging function , Hold the values that will be used later by the horizontal filter 76. The horizontal filter 76 has a control input 92 connected to the integration circuit 90. Horizontal type The filter 76 has n stages corresponding to the n stages in the correlator 72, and In one example, it has only three stages. A series of n multipliers 98 each have one One of the input X and the (n-1) delay inputs provided by the delay circuit 80 And other inputs are coupled to each of the control inputs 92. Thus, late The extension circuit 80 forms part of the horizontal filter and the correlator. Multiplier 98 Are applied to the adder 100, and the output of the adder An output is formed and applied to the second input of adder 42 in FIG. like this In addition, the horizontal filter 76 uses the delay circuit 80 in common with the correlator 72. Instead, a delay circuit 80, a coefficient multiplier 98 that receives each coefficient at an input 92, A conventional design with a tapped delay line including an adder 100 providing an output; You can see that. As described above, whether the configuration of FIG. 8 or the configuration of FIG. 16 is used Regardless, the multiplier 82 is a complex multiplier. Actually required from a theoretical point of view That is, when a multiplier multiplies its two inputs X and Y, one of those inputs is In this case, it should be complex conjugate. That is, the multiplier is (X^*Y) Here, an asterisk indicates a complex conjugate. Thus, the two processes are ( X^*Y), ie, (i) forming a complex conjugate X * from X; Prime multiplication (X^*Seems necessary to do Y). However, without the need for additional hardware, One of the inputs is initially conjugated by simply changing the sign of a given term Can achieve the same result. That is, If X = a + jb, And if Y = c + jd, then The product is XY = (a + jb) (c + jd) = (ac−bd) + (ad + bc) Here, a, b, c and d are all real numbers, and j is the square root of -1. However, the corresponding product of the complex conjugate of X is X^*Y = (a-jb) (c + jd) = (ac + bd) + j (ad-bc) That is, it is the same as XY, but the signs of the two terms are both changed. Therefore, XY or Is X^*Forming either of Y directly from complex inputs X and Y is equivalent to the same number of operations. Need. These have four real multiplications, one addition and one subtraction You. In FIG. 16, an asterisk attached to one of the inputs of the multiplier 82 indicates a complex multiplication. Shows inputs that are actually conjugated before the process, adding more complexity than a normal complex multiplier Do not need. Generally, XY^*To X^*It can be used instead of Y.Theory of the second embodiment In some situations, there is a requirement to include an autocorrelation function that is substantially equal to the delta function. The input signal may itself be sufficiently noisy to satisfy. In this case, extra Correlation measurements can be made without the need to add a strike signal. FIG. 17 illustrates the variable gain circuit 120 and the loop in a manner similar to FIGS. The circuit of FIG. 5 is reconfigured by adding a delay circuit 110 but without adding a noise source. Shows how it can be done. A circuit in the form of circuit 220 of FIG. It turns out that it gets. The composite path 130 and the delay circuit 110 are connected to the circuit 220 (open loop control). ), Or the composite path 130 and the compensation path 44 and the delay circuit 110 are combined in a circuit 220 (closed loop control). Can be considered as In FIG. 15, the added delay device 60 corresponds to the delay circuit 110. The response of the circuit 130 of FIG. 17 is measured by the above method, and the coefficient obtained in this manner is used. Adjust the characteristics of the compensation path 44. This provides the compensation path 44 of FIG. 5 of the horizontal filter 76. In this case, of course, the X input to the correlator 72 is, as shown in FIG. The output of the delay device 60 is not the output of the noise signal source 70. Open loop and Depending on which of the closed loop controls is used, the Y input can be from Y1 or Y2. FIG. 15 shows the closed loop control mentioned earlier. By adding the delay device 60 to the main signal path, feedback is provided by the correlation method. It turns out again that it is possible to measure the characteristics of the lock path. Configure the compensation path The characteristics of the horizontal filter 76 can be adjusted to cancel the feedback effect. it can. By using the required signal as the test signal itself, the signal / noise of both measurements is Improves the sound ratio and produces a resulting output signal without adding noise. Also emits noise There is also an instrumental advantage that does not require extra circuitry in the form of a source.Gain adjustment in the second embodiment From FIG. 17, the signal X (f) appearing at the point X can be expressed as the following equation. That is , X (f) = {I (f) H (f) + [A (f) B (f) + D (f)] X (f)｝ αe^-j ^ωT (5) This can be reconfigured to obtain: That is, In order for the autocorrelation function of the signal to be as close as possible to the delta function, X (f) must be It must be as flat as possible across the wavenumber spectrum. However, X (f) Will not be flat unless one of the following is flat: That is, (I) the original required signal spectrum I (f), (Ii) input path H (f), or (Iii) denominator of equation (6) The last (iii) above is when the spectrum is shaped by a loop in the system. Indicates the extent to which The effect is that while keeping the gain α small, A (f) B ( f) Unnecessary feedback and compensation fee so that + D (f) tends to zero. By improving the balance with the debug, it can be minimized. The best method of operation follows an iterative procedure as described below. First, the value α is small Set, ie the gain is very low. Then the correlation is measured and the correlation coefficient An initial set of is obtained. The compensation path brings D (f) closer to -A (f) B (f). Is adjusted so that A (f) B (f) + D (f) is reduced. Next Then, α is increased and this measurement step is repeated. This further improves the compensation, Thereby, α can be increased again. These steps lose stability Iteratively until the desired power output is obtained without any. The initial measurement is close enough If so, this process will converge on the appropriate settings.Constitution The circuits shown in FIGS. 7 and 8 and FIGS. 15 and 16 have individual circuits. The hardware embodiment has been described. However, if the circuit is It will be understood that these are partially or wholly composed. In this case, The drawings should be considered equivalent to flow diagrams. The circuits of FIGS. 15 and 16 are described in U.K. Patent Application No. 9522198.2 "OF DM active type deflector "(OFDM Active Deflector) And a pending European patent application of the same date claiming priority from this application and Used with orthogonal frequency division multiplexed signals as described in It is configured as follows. The most difficult part of the above procedure is on switch on. Switchable between two states In the first state, a noise source is added as shown in FIG. In the second state, necessary signals are used as test signals as shown in FIG. It is possible to overcome this problem by designing the system to It is. First, measurement is performed with noise added using the configuration of FIG. It can be seen that the down converter 52 and the up converter 66 are added to FIG. ), And the gain of the variable gain amplifier is set to zero. Setting α to zero Guarantees that the system cannot oscillate when switched on The correction can be adjusted to balance the back. Once this is achieved Noise sources can be turned off or shut off, The system is reconfigured as in FIG. The signals needed in this way are Used, and the value α gradually increases. If the loop is turned off in an imbalanced state, an error Should be small, so that the spectrum of the measurement signal is sufficiently flat It is. This means that as α is increased, the above iterative process Ensure that the settings converge.Additional delay reduction As can be seen from the above, the delay T in the loop_LFeedback is not required Caused by unwanted feedback on the clock itself or when combined with unwanted signals Unambiguous measurement of errors. However, the same delay T_LOf unnecessary signals Introduced in the middle. This has disadvantages in all the cases mentioned above. For example, in the first embodiment, the audience looks at the speaker or actor on the stage. Or listen to them directly and via the amplifier 38. It is inconvenient if the sound is delayed when you run. The delay device 60 is under the control of the system designer and usually has a feedback path. It is chosen to exceed the maximum delay occurring at 36. Closed loop during correlation measurement It can be seen that when control is used, the delay period can be reduced appropriately. Referring again to FIG. 14, this figure shows the FIR of the characteristic g (t) from the length of g (t). Long added recirculation delay T_LShow infinite impulse of the system including Is recalled. Such a system is represented by circuit block 220. The overall response of circuit block 220 starts with a well-defined version of g (t), This is followed by a series of overlapping and decaying echoes as described earlier. The length of g (t) is T_LT to be larger_LIs reduced to 0 and T in the loop_LResponse between The first part of the answer no longer represents the complete state of g (t). g (t) The last part of is_LAnd 2T_LFuse with the first part of the first echo between. in addition Nevertheless, the first part of g (t) is the time T_LUntil clear and measurable . Such a situation is similar to that in FIG. 7 or FIG. 15 where closed loop control is used. If relevant to one of the above embodiments, T_LHorizontal filter that covers the time The taps in the filter 76 still correctly converge to the predetermined correction. Those d The error measurement is never compromised by the echo. This is unnecessary Feedback path does not change (or, in fact, changes relatively slowly) Suppose). T_LIn the horizontal filter 76 covering the period exceeding Will be corrupted by echo when the first phase of this operation occurs. You. However, period 0 to T_LOnce the horizontal filter taps converge Then, the period 0 ≦ t ≦ T_LOver the error e (t) over zero. This means Length T of the first "echo"_LMeans that the first part of is also zero. This Period T_L≦ t ≦ 2T_LThe measurement of the error e (t) for , As a result, the corresponding taps of the corrector may converge. This process is called T_LThe task beyond Infinite in the “correction wave” that sweeps outward from the origin for the correct length May continue. It is desirable that no attempt is made to correct the outer term of the horizontal filter until the inner term settles down. No. That is, the latter compensator tap has a period between 0 and T_LThe coefficient for is determined Up to this point, it is known that the error measurement has been lost in the initial correction phase. , May be held at zero. Thus, T_LShould be shorter than the maximum delay in the feedback path. And the system still works. In fact, this delay is one sampler Down to the switching period, in which case the coefficients will be determined one by one. The main disadvantage is that the process takes longer to converge. Roughly speaking, It takes T for the control loop to converge._cIs set to require t) Length is delay T_LLoops are independent of each other in a system that does not exceed And the convergence of the whole system is T_cIs required. g (t) Length is delay T_LBeyond kT_LIf the loop is a sequential and parallel union Converged in the state_L, The convergence is approximately kT_cRequires You. Delay T_LCan be reduced in principle to one sample delay, but in this case the convergence Is strictly sequential, each tap waits for everything before to calm down first Must. Furthermore, although it is actually unavoidable, the autocorrelation function of the “test signal” ψ_xx If (τ) deviates from a pure delta function, it can be difficult. This is either the test signal is an added noise signal or the required signal itself Is the case. On the other hand, as shown in FIG. 8 and FIG. Rather than just evaluating the cross-correlation for one point at a time. A simpler correlator could be used. Another problem is that such systems address fluctuating unwanted feedback paths. Is limited. Each time one of the "early" taps is interrupted, Many or most of the subsequent taps are also disturbed. So it seems necessary Shorter delay T_LUse of small (or It is best suited to situations where (at least very slow) variation is expected. Delay T_L Is closer to the length of d (t), the convergence is faster and unnecessary feed of the system The ability to cope with changes in the back is improved. Different values for different tap control loops T_cAnd select this There can be advantages to setting shorter for taps and longer for later taps. You. Furthermore, the initial lock (for switch on or RF channel change) The start-up is done by starting with the last used correction stored for this purpose. Can be T_LIt was hypothesized that some would be chosen to be a fixed value. T_LIs a large value Beginning produces fast convergence but produces maximum delay in the signal path, then T_cGa It is also possible to provide a continuously reduced adaptation configuration. Many modifications and variations to the system described within the scope of the claims. It will be appreciated that changes are possible.

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ)，ＵＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ (72)発明者ウェルズ，ニコラス・ドミニクイギリス国ケイティー20・６エヌピー，サリー，タッドワース，キングスウッド・ウォーレーン，ブリテッシュ・ブローキャスティング・コーポレーション，リサーチ・アンド・デベロップメント・デパートメント────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of front page (81) Designated countries EP (AT, BE, CH, DE, DK, ES, FI, FR, GB, GR, IE, IT, L U, MC, NL, PT, SE), OA (BF, BJ, CF) , CG, CI, CM, GA, GN, ML, MR, NE, SN, TD, TG), AP (KE, LS, MW, SD, S Z, UG), UA (AM, AZ, BY, KG, KZ, MD , RU, TJ, TM), AL, AM, AT, AU, AZ , BA, BB, BG, BR, BY, CA, CH, CN, CU, CZ, DE, DK, EE, ES, FI, GB, G E, HU, IL, IS, JP, KE, KG, KP, KR , KZ, LC, LK, LR, LS, LT, LU, LV, MD, MG, MK, MN, MW, MX, NO, NZ, P L, PT, RO, RU, SD, SE, SG, SI, SK , TJ, TM, TR, TT, UA, UG, US, UZ, VN (72) Inventor Wells, Nicholas Dominic Katy 20.6 NP, UK Lee, Tadworth, Kingswood W Orane, British Brocade Ting Corporation, Research And Development Department G

Claims

[Claims] 1. How to reduce feedback between the output and input of the amplification path hand, Producing a delay incorporated into the amplification path; A noise signal having an autocorrelation function that is substantially a delta function to the amplification path The steps to introduce, In order to generate a plurality of correlation coefficients, a signal for correlating the signal before delay with the noise signal is used. Tep, To generate a correction signal, the signal in the amplification path is divided into the plurality of correlation coefficients. Modifying by a more controlled horizontal filter; Route the modified signal to the amplification path to reduce the effect of the feedback. Steps to combine with the signal A method for reducing feedback, including: 2. The correlation between the delayed signal and the undelayed signal in the delay 2. The method of claim 1, wherein, as such, after an initial period, the correlation step is changed. . 3. How to reduce feedback between the output and input of the amplification path hand, Producing a delay incorporated into the amplification path; Passing a signal having an autocorrelation function that is substantially a delta function through the amplification path. Tep, The signal before delay in the delay is delayed with the signal to produce a plurality of correlation coefficients. Correlating with the extended signal; In order to generate a correction signal, the signal in the amplification path is multiplied by the plurality of correlation coefficients. Modifying with a controlled horizontal filter; Route the modified signal to the amplification path to reduce the effect of the feedback. Steps to combine with the signal A method for reducing feedback, including: 4. The correlation step and the correction step in the horizontal filter are common delay chains. 4. The method of claim 3, wherein the method utilizes 5. The correlating step correlates a delay means to produce a series of delayed signals. Applying one signal to be applied to the signal, and replacing another signal of the signal with the one signal. Multiplying each of the delayed signals so that they can be correlated; Smoothing the signal resulting from the multiplication. Method. 6. The correction signal is combined with the signal in the amplification path before the delay The method of claim 1. 7. In order to control the horizontal filter, integrate the correlation coefficient before applying it. The method of claim 1, comprising a step. 8. The method of claim 1, wherein said amplification path includes a variable gain amplifier. 9. 9. The gain of the variable gain amplifier is changed according to the correlation coefficient. The described method. 10. The gain of the variable gain amplifier is initially a relatively low value, 9. The method of claim 8, wherein the feedback is increased as it is reduced by using the method. The described method. 11. 9. The variable gain amplifier of claim 8, wherein said variable gain amplifier is part of an automatic gain control system. Method. 12. When the switch is turned off, the correlation coefficient is stored. The method of claim 1, wherein the stored coefficients are used as initial values. 13. The delay is a variable delay and the feedback is use of the method. 2. The step of subtracting the delay from an initial value as it is reduced by The method described. 14． Before directing the signal to the delay, an initial transition from radio frequency (RF) to baseband Down-converting, and then up-converting from baseband to radio frequency. Converting the amplification path and the correlation, modification and combination. The method of claim 1, wherein the method occurs with a complex form of the signal. 15. A device that reduces feedback between the output and the input of the amplification path And Delay means (60) in the amplification path; A noise signal having an autocorrelation function that is substantially a delta function Means for introducing (70, 62); A phase for correlating the signal before delay with the noise signal to generate a plurality of correlation coefficients. Seki (72), Receiving a signal in the amplification path to generate a correction signal, A more controlled horizontal filter (76); The correction signal is routed to the amplification path so as to reduce the effect of the feedback. Combiner (42) to combine with the signal An apparatus for reducing feedback comprising: 16. The device is integrated into a transceiver that receives and retransmits the radio frequency signal 16. The device of claim 15, wherein 17． The transceiver is used in connection with at least one broadcast receiver; Tuning of the transceiver is responsive to a remote control operating a broadcast receiver. 17. The device of claim 16, which is controlled. 18. A device that reduces feedback between the output and the input of the amplification path And Delay means (60) in the amplification path; Passing a signal having an autocorrelation function that is substantially a delta function through the amplification path. Steps (52, 54); In order to generate a plurality of correlation coefficients, the signal before the delay by the delay means is delayed. A correlator (72) for correlating with the delayed signal in the spreading means; Receiving the output signal from the delay means to generate a correction signal, A more controlled horizontal filter (76); The correction signal is routed through the amplification path to reduce the feedback effect. Combiner (42) to combine with the signal A feedback reduction device comprising: 19. The device is integrated into a transceiver that receives and retransmits the radio frequency signal 20. The device of claim 18, wherein 20. The transceiver is used in connection with at least one broadcast receiver; Tuning of the transceiver is responsive to a remote control operating the broadcast receiver 20. The apparatus according to claim 19, wherein the apparatus is controlled as follows.