【発明の詳細な説明】
正方向増幅器の誤差経路制御を改良する方法と装置
発明の分野
本発明は一般に正方向増幅器(feed-forwardamplifier)に関し、より具体的に
は正方向増幅器で誤差経路を制御することに関する。
発明の背景
正方向増幅器の誤差経路を同調させる方法には、誤差経路を制御する基準とな
る検出器のダイナミック・レンジから課せられる制約がある。例えば、従来のパ
イロット・トーン方式では、パイロット・トーン受信機で生成されるＩＭが確実
に、修正ＬＰＡ(Linear Power Amp.: 線形電力増幅器）のそれを下回るようにす
るには、パイロット・トーン受信機に対する入力レベルを、十分低いレベルに維
持しなければならない。これは、緩やかな相互変調（ＩＭ）積の環境ではそれほ
ど克服し難い問題ではないが、ＩＭ積要求条件が厳しいと、問題は難しくなる。
この問題を解決する１つの方法は、出力信号の直接アナログ・デジタル（Ａ／
Ｄ）変換を行い、信号処理技術を使
用して、どの「スプール（spur）」がＩＭ積であるか決定することである。この
ような先行技術の正方向増幅器を第１図に示す。第１図を参照して、信号１０１
は、無線周波（ＲＦ）結合器１０３に入力され、この結合器は、主利得／位相制
御ブロック１０６に入る信号を、出力として有する。ブロック１０６からの出力
は、主増幅器１０９への入力となり、主増幅器は、もう１つのＲＦ結合器１１２
への出力を有する。好適な実施例では、主増幅器１０９は、技術上周知のクラス
ＡＢ増幅器である。一般に、主利得／位相制御ブロック１０６と主増幅器１０９
とが、信号１０１を伝搬する主経路１０７を構成する。
また、ＲＦ結合器１０３からの出力は、主遅延ブロック１１５に入る信号にも
なる。主遅延ブロック１１５が与える時間遅延の量は、入力信号１０１が主経路
１０７を通って伝搬する間に経験する時間遅延の量にほぼ等しい。主遅延ブロッ
ク１１５から出る信号は、ＲＦ結合器１１８に入る。また、ＲＦ結合器１１８に
入力されるのは、ＲＦ結合器１１２からの出力である。ＲＦ結合器１１８に入る
各信号は実質的に同じ位相にあるので、各入力信号の主信号成分が消去され、そ
のため、（理論上）誤差信号１１９だけが残って、これがＲＦ結合器１１８から
出る。
ＲＦ結合器１１８から出る誤差信号１１９は、誤差経路１２３への入力となり
、誤差経路は一般に、誤差利得／位相制御１２１と誤差増幅器１２４とによって
構成される。
好適な実施例では、誤差増幅器１２４は、技術上周知のクラスＡ増幅器である。
誤差利得／位相制御ブロック１２１は、ＲＦ結合器１１８から出る誤差信号１１
９の利得と位相の両方を微調整する。このため、誤差増幅器１２４からは、コン
トローラ１３７によって利得と位相が制御された誤差信号が出る。この先行技術
の実現では、コントローラ１３７は、ダウン・コンバータ１３９とアナログ・デ
ジタル（Ａ／Ｄ）１３６を含む。
ＲＦ結合器１２７から出る信号は、主信号成分と誤差成分の両方を含む信号で
あり、この信号は、誤差遅延ブロック１２７への入力となり、このブロックは、
誤差経路１２３を通して伝搬する間に誤差信号１１９が経験する時間遅延に実質
的に等しい時間遅延を提供する。誤差遅延ブロック１２７から出る信号は、誤差
増幅器１２４から出る利得と位相が制御された誤差信号のように、ＲＦ結合器１
３０への入力となる。ここでも、ＲＦ結合器１３０に入る各信号は、同じ位相で
あるので、ＲＦ結合器１３０に入る２つの信号は、誤差信号が実質的に消去され
るように結合される。このため、ＲＦ結合器１３０から出る信号１３１は、（理
論上）元の入力信号の主成分のみを有する。信号１３１は、ＲＦ結合器１３３へ
の入力となり、このＲＦ結合器は、最終的な出力信号だけでなく、コントローラ
１３７が、最終的に誤差経路１２３を制御する信号１３４も与える。
上記の方式に伴う最大の問題の１つは、誤差経路１２３
を制御するのに、高いダイナミック・レンジのＡ／Ｄコンバータ１３６が必要な
ことである。例えば、信号１３４が、７０ｄＢダイナミック・レンジを有する場
合には、Ａ／Ｄコンバータ１３６は、最低１２ビットのＡ／Ｄコンバータでなけ
ればならない。全セルラ帯域をデジタル化できる機能を有するためには、前記１
２ビットＡ／Ｄコンバータは、全帯域幅をデジタル化するために、極めて高いサ
ンプリング速度で動作する必要がでてこよう。この方式に伴うもう１つの問題は
、ダウン変換プロセスが、正方向ＬＰＡ全体に対する希望ＩＭ性能（通常、ＡＭ
ＰＳセルラ帯域に対して−６０ｄＢｃのＩＭ性能）を上回るＩＭ性能を必要とす
ることである。
このため、ダイナミック・レンジ要求条件が低減された正方向増幅器において
、誤差経路を制御する改良された方法および装置に対して必要性が存在する。
発明の開示
正方向増幅器は、搬送波消去を実施して、搬送波信号を除去した後の出力信号
を基に、正方向増幅器内での誤差経路の制御を行う。正方向増幅器は、結合器，
搬送波消去利得／位相制御ブロック，および搬送波信号を消去するための搬送波
消去遅延ブロックを装備する。搬送波信号を含まない信号を基にして、誤差経路
の制御を行うことによって、
誤差経路の制御は、搬送波信号が与える高いダイナミック・レンジの影響を被ら
ないので、正方向増幅器の全体的な制御を向上させる。
概して言えば、本発明では、正方向増幅器において誤差経路を制御する方法を
開示する。正方向増幅器は、主経路と誤差経路の両方を含み、搬送波信号を増幅
して宛先に伝送する。最初に、搬送波信号を消去して、次に、搬送波が消去され
た出力信号を基にして正方向増幅器の誤差経路を制御することにより、正方向増
幅器の制御が向上する。
図面の簡単な説明
第１図は一般に、先行技術の正方向増幅器を示す。
第２図は一般に、本発明による改良された誤差経路制御を有する正方向増幅器
を示す。
第３図は一般に、本発明による改良された誤差経路制御を有する正方向増幅器
の別の実施例を示す。
好適な実施例の詳細な説明
第２図は一般に、本発明により改良された誤差経路制御を有する正方向増幅器
２００を示す。第２図は、第１図と共通するブロックの数が多いので、同様のブ
ロックは同じ番号で識別する。第１図と異なるのは、搬送波信号を消去
する手段２０７が追加されることで、この手段は、ＲＦ結合器２０３，搬送波消
去利得／位相制御ブロック２０６，搬送波消去ブロック２０９およびもう１つの
ＲＦ結合器２１２を含む。
第２図では、ＲＦ結合器１３３から切り離された信号は、制御する手段２１６
への直接の入力にはならず、代わりにＲＦ結合器２１２への入力になることに注
意されたい。搬送波消去利得／位相制御ブロック２０６および搬送波消去ブロッ
ク２０９と組み合わされたＲＦ結合器２０３を介することにより、ＲＦ結合器２
１２から出る信号２１９は、入力信号の主成分（すなわち、搬送波信号）を持た
ない。実際、ＲＦ結合器２１２から出る信号は、誤差信号のみを含む。
広いダイナミック・レンジを有した入力信号の主成分はもはや、誤差経路１２
３を制御するのに使用されなくなるので、第２図の制御する手段２１６は、先行
技術のように、広範な動的制御信号の影響を被らなくなる。ＲＦ結合器２１２か
ら出る信号は、ダウン・コンバータ２１８とＡ／Ｄ２１５に対する入力となるの
で、制御信号（この場合は信号２１９）による悪影響を受けない。従って、Ａ／
Ｄコンバータ２１５は、大幅に小型のＡ／Ｄコンバータとして実現できる。この
ため、−６０ｄＢｃ型のＡＭＰＳ増幅器の場合、本発明により改良された誤差経
路の制御を提供するために、８ビットのコンバータを装備できる。
第３図は一般に、本発明による改良された誤差経路制御を有する正方向増幅器
の別の実施例を示す。第３図に示すように、切換可能減衰器（switchable atten
uator）３０３は、消去する手段２０７を回路から非アクティブにして、これに
より、希望搬送波周波数を容易に識別できるように実現される。消去する手段２
０７を非アクティブにして、スイッチ３０６を介して減衰器３０３を切り換える
ことによって、希望搬送波の方が、ＩＭ積より格段に大きくなり、そのため、後
で相互変調（ＩＭ）積を決定するにあたり識別しやすくなる。ついで、この情報
によって、雑音ＩＭ積の位置が決定されて、消去する手段２０７が、正常な動作
中に、正方向増幅器３００に対してアクティブな状態に復帰した時に、雑音ＩＭ
積を識別しやすくする。
本発明を、具体的な実施例を参照して個別に示し説明してきたが、当業者は、
本発明の意図および範囲から逸脱せずに、形式および詳細に各種の変更が加えら
れることを理解しよう。実際、本発明は、出力信号の誤差部分を使用するいずれ
の誤差経路制御方式を用いても実現でき、これらの方式の中には、上記のように
Ａ／Ｄコンバータによって出力信号をデジタル化しない方式も含まれる。以下の
請求の範囲に記載されるすべての手段または段階と機能素子の通信に係る構造，
材料，動作およびそれらの相当するものは、他の個別に請求された素子と組み合
わせて諸機能を実施するための構造，材料，または動作も含むことを意図す
る。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Method and apparatus for improving the error path control of a forward amplifier
Field of the invention
The present invention relates generally to feed-forward amplifiers, and more specifically to
Relates to controlling the error path with a forward amplifier.
Background of the Invention
The method of tuning the error path of the forward amplifier is a reference for controlling the error path.
There are restrictions imposed by the dynamic range of the detector. For example, conventional
The pilot tone receiver ensures that the IM generated by the pilot tone receiver is
To make it lower than that of the modified LPA (Linear Power Amplifier).
Input level to the pilot tone receiver to a sufficiently low level
Must carry. This is especially true in moderate intermodulation (IM) product environments.
Although not an insurmountable problem, the problem is compounded when the IM product requirements are severe.
One way to solve this problem is to use direct analog / digital (A /
D) Perform conversion and use signal processing technology.
To determine which "spur" is the IM product. this
Such a prior art forward amplifier is shown in FIG. Referring to FIG.
Are input to a radio frequency (RF) combiner 103, which combines the main gain / phase
The signal entering control block 106 is provided as an output. Output from block 106
Is the input to the main amplifier 109, which is connected to another RF combiner 112.
With output to In the preferred embodiment, the main amplifier 109 has a class well known in the art.
AB amplifier. Generally, main gain / phase control block 106 and main amplifier 109
Form a main path 107 for transmitting the signal 101.
Also, the output from the RF coupler 103 is applied to the signal input to the main delay block 115.
Become. The amount of time delay provided by the main delay block 115 depends on whether the input signal 101
It is approximately equal to the amount of time delay experienced while propagating through 107. Main delay block
The signal leaving the clock 115 enters the RF combiner 118. Also, the RF coupler 118
The input is the output from the RF coupler 112. Enter RF combiner 118
Since each signal is in substantially the same phase, the main signal component of each input signal is eliminated and
Therefore, only the (theoretical) error signal 119 remains, which is output from the RF combiner 118.
Get out.
An error signal 119 output from the RF coupler 118 is input to an error path 123.
, The error path is generally controlled by an error gain / phase control 121 and an error amplifier 124.
Be composed.
In the preferred embodiment, error amplifier 124 is a class A amplifier well known in the art.
The error gain / phase control block 121 outputs the error signal 11 output from the RF combiner 118.
Fine-tune both gain and phase of 9 Therefore, the error amplifier 124 outputs
An error signal whose gain and phase are controlled by the controller 137 is output. This prior art
In the implementation of the above, the controller 137 includes the down converter 139 and the analog
Digital (A / D) 136.
The signal output from the RF coupler 127 is a signal containing both a main signal component and an error component.
And this signal is the input to the error delay block 127, which
The time delay experienced by error signal 119 while propagating through error path 123 is substantially
Provide a time delay equal to The signal output from the error delay block 127 is
Like the error signal with the gain and phase controlled by the amplifier 124, the RF coupler 1
30. Again, each signal entering the RF combiner 130 has the same phase
As such, the two signals entering the RF combiner 130 are such that the error signal is substantially canceled.
To be combined. For this reason, the signal 131 output from the RF coupler 130 is
(Theoretically) has only the main components of the original input signal. The signal 131 is sent to the RF coupler 133
This RF coupler not only outputs the final output signal but also the controller
137 also provides a signal 134 that ultimately controls the error path 123.
One of the biggest problems with the above scheme is that the error path 123
Requires a high dynamic range A / D converter 136 to control
That is. For example, if signal 134 has a 70 dB dynamic range.
In this case, the A / D converter 136 must be an A / D converter of at least 12 bits.
I have to. In order to have the function of digitizing all cellular bands,
2-bit A / D converters require very high power to digitize the entire bandwidth.
You need to work at the sampling speed. Another problem with this method is
, The down-conversion process is the desired IM performance for the entire forward LPA (typically AM
Requires IM performance over -60 dBc for PS cellular band)
Is Rukoto.
This results in a forward amplifier with reduced dynamic range requirements.
There is a need for an improved method and apparatus for controlling the error path.
Disclosure of the invention
The forward amplifier performs carrier cancellation and removes the carrier signal to remove the output signal.
, The error path in the forward amplifier is controlled. The forward amplifier is a coupler,
Carrier cancellation gain / phase control block and carrier for canceling carrier signal
Equipped with an erase delay block. Error path based on signal without carrier signal
By controlling the
Error path control suffers from the high dynamic range of the carrier signal.
There is no improvement in the overall control of the forward amplifier.
Generally speaking, the present invention provides a method for controlling the error path in a forward amplifier.
Disclose. Forward amplifier amplifies the carrier signal, including both main and error paths
And transmit it to the destination. First, the carrier signal is erased, then the carrier is erased.
By controlling the error path of the forward amplifier based on the output signal
The control of the breadth is improved.
BRIEF DESCRIPTION OF THE FIGURES
FIG. 1 generally illustrates a prior art forward amplifier.
FIG. 2 generally illustrates a forward amplifier with improved error path control according to the present invention.
Is shown.
FIG. 3 generally illustrates a forward amplifier with improved error path control in accordance with the present invention.
3 shows another embodiment of the present invention.
Detailed Description of the Preferred Embodiment
FIG. 2 generally illustrates a forward amplifier having improved error path control in accordance with the present invention.
200 is shown. FIG. 2 has a large number of blocks in common with FIG.
Locks are identified by the same number. The difference from Fig. 1 is that the carrier signal is deleted.
With the addition of the means 207 for performing the
Gain / phase control block 206, carrier cancellation block 209 and another
An RF coupler 212 is included.
In FIG. 2, the signal decoupled from the RF coupler 133 is controlled by the controlling means 216.
Note that it is not a direct input to the
I want to be reminded. Carrier cancellation gain / phase control block 206 and carrier cancellation block
Via the RF coupler 203 combined with the RF coupler 2
Signal 219 from 12 has the main component of the input signal (ie, the carrier signal).
Absent. In fact, the signal leaving RF combiner 212 contains only the error signal.
The main component of the input signal with a wide dynamic range is no longer in error path 12
3 is no longer used to control 3 so that the controlling means 216 of FIG.
As with technology, it is not affected by a wide range of dynamic control signals. RF coupler 212
The outgoing signal is the input to down converter 218 and A / D 215.
Thus, the control signal (in this case, the signal 219) is not adversely affected. Therefore, A /
The D converter 215 can be realized as a significantly small A / D converter. this
Therefore, in the case of an AMPS amplifier of the -60 dBc type, the error correction improved by the present invention is used.
An 8-bit converter can be equipped to provide road control.
FIG. 3 generally illustrates a forward amplifier with improved error path control in accordance with the present invention.
3 shows another embodiment of the present invention. As shown in FIG. 3, a switchable attenuator is used.
uator) 303 deactivates the erasing means 207 from the circuit,
This is realized so that the desired carrier frequency can be easily identified. Erasing means 2
07 is deactivated and the attenuator 303 is switched via the switch 306.
As a result, the desired carrier is much larger than the IM product,
Makes it easier to identify when determining the intermodulation (IM) product. Then this information
The position of the noise IM product is determined by the
During the return to the active state for the forward amplifier 300, the noise IM
Make products easier to identify.
While the invention has been shown and described individually with reference to specific embodiments, those skilled in the art will appreciate that
Various changes in form and detail may be made without departing from the spirit and scope of the invention.
Understand that it is. In fact, the present invention uses any error portion of the output signal.
Can be realized by using the error path control method, and among these methods, as described above,
A system in which an output signal is not digitized by an A / D converter is also included. below
Structure relating to the communication of all means or stages and functional elements as claimed;
Materials, operations and their equivalents may be combined with other individually claimed elements.
It is also intended to include structures, materials, or actions to perform the functions in
You.