JPH11509667A - Sense amplifier with automatic offset invalidation - Google Patents
Sense amplifier with automatic offset invalidationInfo
- Publication number
- JPH11509667A JPH11509667A JP9506795A JP50679597A JPH11509667A JP H11509667 A JPH11509667 A JP H11509667A JP 9506795 A JP9506795 A JP 9506795A JP 50679597 A JP50679597 A JP 50679597A JP H11509667 A JPH11509667 A JP H11509667A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- bit
- transistor
- transistors
- line
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11C—STATIC STORES
- G11C7/00—Arrangements for writing information into, or reading information out from, a digital store
- G11C7/06—Sense amplifiers; Associated circuits, e.g. timing or triggering circuits
- G11C7/062—Differential amplifiers of non-latching type, e.g. comparators, long-tailed pairs
Abstract
(57)【要約】 ランダム・アクセス・メモリのメモリ・セルの状態を決定するセンス増幅器が、差動増幅器の形態で接続された第1および第2のトランジスタを含む。第1および第2のトランジスタは、メモリ・セルの状態を検知するために制御電極が「ビット」線および「ビットB」線にそれぞれ接続される。センス増幅器は更に、差動増幅器の形態で接続された第3および第4のトランジスタを含む。差動増幅器形態は、オフセット誤差を有し、読出し位相においてメモリ・セルの状態を表示する差動出力を与える。センス増幅器は更に、第3および第4のトランジスタの制御電極と基準電位との間にそれぞれ接続された第1および第2のコンデンサと、「ビット」線および「ビットB」線が読出し中でない無効化位相においてオフセット誤差を表わす電圧を第1および第2のコンデンサへ接続するフィードバック回路とを含む。第1と第3のトランジスタは、直列または並列に接続される。同様に、第2と第4のトランジスタは、直列または並列に接続される。オフセット誤差を無効化することにより、RAMのアクセス時間が短縮される。 (57) Abstract: A sense amplifier for determining a state of a memory cell of a random access memory includes first and second transistors connected in the form of a differential amplifier. The first and second transistors have their control electrodes connected to the "bit" and "bit B" lines, respectively, for sensing the state of the memory cell. The sense amplifier further includes third and fourth transistors connected in the form of a differential amplifier. The differential amplifier configuration has an offset error and provides a differential output indicating the state of the memory cell in the read phase. The sense amplifier further includes first and second capacitors connected between the control electrodes of the third and fourth transistors and a reference potential, respectively, and a "bit" line and a "bit B" line that are not being read. A feedback circuit for connecting a voltage representing an offset error in the first phase to the first and second capacitors. The first and third transistors are connected in series or in parallel. Similarly, the second and fourth transistors are connected in series or in parallel. By nullifying the offset error, the RAM access time is reduced.
Description
【発明の詳細な説明】 オフセット自動無効化を行うセンス増幅器 発明の分野 本発明は、ランダム・アクセス・メモリに対するセンス増幅器(sense amplifier)に関し、特に、フィードバック手法を用いるオフセット誤 差の無効化を行うセンス増幅器に関する。 発明の背景 典型的なランダム・アクセス・メモリ(RAM)は、メモリ・セルの行および 列のアレイを含んでいる。メモリ・セルの行は、ワード線を付勢することにより アクセスされる。各列におけるメモリ・セルは、「ビット」線および反転ビット (「ビットB」)線によりセンス増幅器に接続される。メモリの読出しアクセス 中、センス増幅器がアクティブなワード線を持つメモリ・セルの状態を決定する 。このメモリは、ワード線に沿って各メモリ・セルごとにセンス増幅器を含む。 別の形態では、2組以上の「ビット」線および「ビットB」線がセンス増幅器に 対してマルチプレックスされる。 RAMの主パラメータの1つは、そのアクセス時間である。メモリ・セルに対 するアクセス時間は、ワード線を付勢する時間、メモリ・セルから「ビット」線 および「ビットB」線への信号を転送する時間、およびセンス増幅器による「ビ ット」線および「ビットB」線を検知する時間を含む幾つかの成分の和である。 典型的な4メガビットの100MHzRAMにおいて、アクティブな「ビット」 線における電圧変化は典型的に約100ミリボルトであり、約30ミリボルト/ ナノ秒の速度で「ビット」線および「ビットB」線に電位が生じる。このため、 「ビット」線および「ビットB」線に100ミリボルトを生じるには、アクセス 時間の30%を表わす約3ナノ秒が要求される。センス増幅器は、典型的に、1 0〜20ミリボルト程度のオフセット誤差を持つ差動増幅器として構成される。 「ビット」線の電位はセンス増幅器を切換えるためにはこのオフセット誤差を克 服しなければならないから、アクセス時間は、メモリ・セルの状態の1つに対し て増加される。アクセス時間の残りは、行デコーダおよびワード線の付勢により 占められ、この両者は典型的に、低い抵抗値の相互接続金属のストラッピング( strapping)の使用により、そして(または)チップのセグメンテーシ ョンにより低減される。 ビット線がより高速な検知のため供給電圧の半分に予め荷電される高速DRA Mが、P.Gillingham等により「IEEE Journal of Solid State Circuit」、1991年8月、第26巻、第8 部、1171〜1175ページに開示されている。センス増幅器のオフセットが ビット線に記憶されるDRAMの形態は、T.Sugibayashi等により 「ISSCC95 Digest of Technical Papers」 1995年2月17日、254および255ページに記載されている。 発明の概要 本発明によれば、ランダム・アクセス・メモリのメモリ・セルの状態を決定す るためのセンス増幅器が提供される。メモリ・セルは、これに接続された「ビッ ト」線および「ビットB」線を有する。このセンス増幅器は、差動増幅器の形態 に接続された第1および第2のトランジスタを含んでいる。第1および第2のト ランジスタは、メモリ・セルの状態を検知するため「ビット」線および「ビット B」線にそれぞれ接続された制御電極を有する。センス増幅器は更に、差動増幅 器形態で接続された第3および第4のトランジスタを含んでいる。差動増幅器の 形態は、オフセット誤差を有し、かつ読出し位相でメモリ・セルの状態を表示す るための第1および第2の差動出力を提供する。このセンス増幅器は更に、第3 および第4のトランジスタの制御電極間にそれぞれ接続された第1および第2の コンデンサと、「ビット」線および「ビットB」線が読出されていない無効化位 相における第1および第2のコンデンサに対してオフセット誤差を表わす電圧を 接続するフィードバック回路と、読出し位相と無効化位相において動作するよう 第1、第2、第3および第4のトランジスタをバイアスするバイアス回路とを含 んでいる。 第1および第2の実施の形態において、第3のトランジスタがカスコード形態 で第1のトランジスタと直列に接続され、第4のトランジスタがカスコード形態 で第2のトランジスタと直列に接続されている。第1および第3のトランジスタ の位置は交換でき、第2および第4のトランジスタの位置はカスコード形態で交 換できる。第3の実施の形態において、第3のトランジスタが第1のトランジス タと並列に接続され、第4のトランジスタは第2のトランジスタと並列に接続さ れている。 このフィードバック回路は、第1の差動出力と第3のトランジスタのゲートと の間に接続された第5のトランジスタと、第2の差動出力と第4のトランジスタ のゲートとの間に接続された第6のトランジスタと、無効化位相において第5お よび第6のトランジスタをオンに切換え、かつ読出し位相において第5および第 6のトランジスタをオフに切換える制御回路とを含む。 このセンス増幅器は更に、事前充電位相において「ビット」線および「ビット B」線を等しい電圧に予め充電するため「ビット」線および「ビットB」線に接 続されるビット線等化回路を含むことが望ましい。前記無効化位相と事前充電位 相とは同時であることが望ましい。ピーク電流は、必要に応じて、RAMにおけ る各センス増幅器またはセンス増幅器のグループを異なる時点で分散されるよう に無効化することによって低減される。 図面の簡単な説明 本発明を更によく理解するために、参考のため本文に援用される添付図面を参 照する。 図1は、本発明のセンス増幅器の組込みに適するランダム・アクセス・メモリ の概略図、 図2は、本発明によるセンス増幅器の第1の実施の形態の概略図、 図3は、図2のセンス増幅器と関連する制御信号のタイミング図、 図4は、本発明のセンス増幅器の第2の実施の形態の概略図、および 図5は、本発明のセンス増幅器の第3の実施の形態の概略図である。 詳細な説明 本発明の組込みに適するランダム・アクセス・メモリ(RAM)10の一例の 部分ブロック図が略図的に図1に示される。メモリ・セル14、16、18、2 0などが、行および列のアレイに配列されている。典型的なRAMは、多数のメ モリ・セルを含んでいる。各行におけるメモリ・セルは、ワード線に接続される 。このため、例えば、メモリ・セル14、16はワード線24に接続され、メモ リ・セル18、20はワード線26に接続される。行のデコーダ30が、読出し あるいは書込み中に、ワード線の1つを付勢する。各列におけるメモリ・セルは 、「ビット」線および反転ビツト(ビットB)線に接続される。このため、例えば 、メモリ・セル14、18は、「ビット」線32と「ビットB」線34とに接続 される。ビット線32と「ビットB」線34とは、センス増幅器40に接続され る。このセンス増幅器は、「ビット」線および「ビットB」線における電位を検 知し、アクティブなワード線を持つメモリ・セルの状態を表わす出力を提供する 。このため、例えば、ワード線24がアクティブである時、センス増幅器40が メモリ・セル14の状態を表わす出力を与える。別の形態においては、2組以上 のビット線が、列デコーダの制御下でセンス増幅器にマルチプレックスされる。 ランダム・アクセス・メモリが種々の異なる形態を持つことが理解される。本発 明は、メモリ・セルの状態を検知するためメモリ・セルに接続された「ビット」 線および「ビットB」線を有するRAMに適用することができる。本発明は、ス タティック・ランダム・アクセス・メモリ(SRAM)に特に適用可能である。 本発明によるセンス増幅器の第1の実施の形態の概略図が図2に示される。「 ビット」線50と「ビットB」線52とが、メモリ・セル アレイ中のメモリ・ セル54に選択的に接続される。「ビット」線50は、トランジスタ56のゲー トに接続され、「ビットB」線52はトランジスタ58のゲートに接続される。 トランジスタ56および58のソースは、差動増幅器の形態でノード60に接続 される。このノード60は、バイアス・トランジスタ62を介して接地される。 トランジスタ56のドレーンは、カスコード形態でトランジスタ66のソースに 接続される。トランジスタ58のドレーンは、カスコード形態でトランジスタ6 8のソースに接続される。トランジスタ66のドレーンは、バイアス・トランジ スタ70を介して電源電圧VDDに接続される。トランジスタ68のドレーンは 、バイアス・トランジスタ72を介して電源電圧VDDに接続される。トランジ スタ56、58、62、66、68、70および72は、差動増幅器を構成して いる。この増幅器の差動出力OUTBおよびOUTは、トランジスタ66および 6 8のドレーンにそれぞれ現れる。差動出力OUTおよびOUTBは、典型的に、 要求される負荷駆動能力を提供するセンス増幅器の第2段74に接続される。ト ランジスタ62、70および72は、動作中に差動増幅器のトランジスタ56、 58、66および68にバイアスを課すバイアス回路を構成する。図2の形態に おいては、トランジスタ56、58、62、66および68はNタイプのMOS トランジスタであり、トランジスタ70、72はPタイプのMOSトランジスタ である。 当技術において周知のように、差動増幅器は、プロセスの変動、エージング、 温度変動、などによるオフセット誤差を有する。エージングを補償することによ り、実地信頼性は改善される。典型的なオフセット誤差は、10〜20ミリボル ト程度である。RAMに対するセンス増幅器の関連では、オフセット誤差は、閾 値の逸脱として現れる。即ち、メモリ・セルの状態「1」を検知するための閾値 電圧は、メモリ・セルの状態「0」を検知するための閾値電圧とは異なる。この オフセット誤差はメモリ・セルの1および0の状態に対して異なるアクセス時間 を生じるが、これはメモリ・セルの状態に従って差動増幅器の閾値レベルに異な る時点で達するためである。 本発明によれば、センス増幅器は、オフセット誤差を自動的に無効化する回路 を含んでいる。コンデンサ80は、トランジスタ66のゲートと接地の如き基準 電位との間に接続される。コンデンサ82は、トランジスタ68のゲートと接地 の如き基準電位との間に接続される。トランジスタ84は、トランジスタ66の ドレーンに接続されたソースと、トランジスタ66のゲートとコンデンサ80と に接続されたドレーンとを有する。トランジスタ86は、トランジスタ68のド レーンに接続されたソースと、トランジスタ68のゲートとコンデンサ82とに 接続されたドレーンとを有する。トランジスタ84、86は、メモリ・セル54 が読出されていない時動作のナル位相(nulling phase of o peration)において、センス増幅器の各差動出力をコンデンサ80、8 2に接続する電子的に制御されるスイッチとして機能する。トランジスタ84、 86は、PタイプのMOSトランジスタである。以下に述べるように、トランジ スタ84、86およびコンデンサ80、82は、カスコード・トランジスタ66 、 68と関連して、センス増幅器におけるオフセット誤差の無効化を行う。 センス増幅器は、「ビット」線50と「ビットB」線52とに接続されるビッ ト線等化回路90を含むことが望ましい。トランジスタ92は、事前充電電圧V Pと「ビット」線50との間に接続されている。トランジスタ94は、事前充電 電圧VPと「ビットB」線52との間に接続されている。トランジスタ96は、 「ビット」線50と「ビットB」線52との間に接続されている。トランジスタ 92、94および96はPタイプのMOSトランジスタでよく、その各々は事前 充電動作相においてアクティブである反転された可能化(EN B)制御信号を 受取る。制御信号がアクティブである時、トランジスタ92、94および96が ターンオンされる。事前充電相においては、「ビット」線50および「ビットB 」線52は事前充電電圧VPに接続され、かつ相互に接続される。望ましい実施 形態においては、事前充電電圧VPは、電源電圧VDDの半分である。このため 、例えば、電源電圧VDDが5.0ボルトである時、事前充電電圧VPは2.5ボ ルトである。 図2のセンス増幅器の動作のための典型的なタイミング信号が、図3に示され る。オフセット誤差無効化回路におけるトランジスタ84、86のゲートと、ビ ット線等化回路90におけるトランジスタ92、94のゲートとに、EN B制 御信号が印加される。このEN B制御信号は、RAMの動作を制御する制御回 路98により生成される。EN B信号がローである時、メモリ・セル54に接 続されたワード線は不動作状態にされてメモリ・セルの読出しを禁止する。EN B信号がローである時、ビット線等化回路のトランジスタ92、94、96は オンに切換えられ、「ビット」線50および「ビットB」線52を事前充電電圧 VPに予め充電させる。 更に、トランジスタ84および86は、EN B信号がローである時は、オン に切換えられる。トランジスタ84は、トランジスタ66のドレーンにおける電 圧をコンデンサ80へ印加し、トランジスタ86は、トランジスタ68のドレー ンにおける電圧をコンデンサ82へ印加する。「ビット」線50および「ビット B」線52におけるセンス増幅器に対する入力がビット線等化回路90の付勢に より等価であるので、トランジスタ68、66のドレーンにおける差動出力OU TおよびOUT Bがセンス増幅器のオフセット誤差を表わす。この差動出力は 、トランジスタ84、86によって、それぞれコンデンサ80、82と、トラン ジスタ66、68のゲートとに接続される。 フィードバック装置が、前記オフセット誤差を無効化させる。特に、オフセッ ト誤差が出力電圧をその公称値より高くするならば、この高い電圧はトランジス タ68のゲートへ印加されて、別の電流をトランジスタ68へ流れさせ、出力電 圧のその公称値への低下を生じる。反対に、出力電圧がその公称値より低ければ 、この低い電圧はトランジスタ68のゲートへ印加されて、トランジスタ68に 流れる電流の低下と、当該出力電圧のその公称値への上昇とを生じる。トランジ スタ66、84およびコンデンサ80を含む無効化回路(nulling ci rcuit)は、同じように動作する。EN B制御信号がメモリ・セルの読出 し中にハイの状態に不活化されると、トランジスタ84、86がオフに切換えら れ、要求されるフィードバック電圧がコンデンサ80、82に蓄えられる。コン デンサ80、82に蓄えられた電圧は、メモリ・セル54の読出し中にトランジ スタ66、68のゲートへ印加され、これによりオフセット誤差を実質的に無効 化する。 図3に示されるように、メモリ・セル54に接続されたワード線は、EN B 制御信号にオーバーラップしない時間中は、アクティブなハイ状態にある。ワー ド線がアクティブである読出し動作相においては、コンデンサ80、82はオフ セット誤差を無効化するために適当な電圧に止まり、トランジスタ84、86は オフのままである。「ビット」線50および「ビットB」線52の事前充電と、 オフセット誤差の無効化とは、図2および図3の実施の形態におけるEN B制 御信号のアクティブ状態の間は、同時に行われる。一例として、事前充電および 無効化の動作は、4ミリ秒の間隔で反復することができる。コンデンサ80、8 2の値および所望のオフセット誤差無効化の精度に応じて、異なる間隔を用いる ことができることが理解されよう。ピーク電流は、必要に応じて、RAMにおけ る各センス増幅器またはセンス増幅器グループを異なる時点で分散状態に無効化 することにより低減される。 コンデンサ80、82のキャパシタンス値は、リーク後に、閾値調整値を所望 の精度以内に保持するように選択される。コンデンサ80と82間の1ミリボル トの差は、両方における垂下が200ミリボルトの場合、妥当と見なされる。こ の精度は、トランジスタ56、58に対するトランジスタ66、68の比を変更 することによって変化させることができる。キャパシタンスの最小値は、少なく とも、トランジスタ84、86のゲート対ドレーンの重複キャパシタンスより大 きい程度であるべきである。センス増幅器の共通モード阻止特性によって、コン デンサの電圧減衰に対する不感性が与えられる。キャパシタンスの最大値は、面 積の制約によって制限され、コンデンサがメモリのビット線対のピッチ以内に適 合するように選定されるべきである。キャパシタンス値に対する実際範囲は、約 0.1ないし1.0ピコファラッドである。しかし、他のキャパシタンス値も本 発明の範囲内で使用できる。より大きなコンデンサは、より少ない頻度のリフレ ッシング(refreshing)を必要とし、このため電力を低減する。しか し、より大きなコンデンサは、より大きなチップ面積を必要として、充電により 多くの時間を必要とする。 図2に示されたセンス増幅器の事例においては、電源電圧VDDが5.0ボル トであり、トランジスタ70、72のゲートに印加されるバイアス電圧は0ボル トである。センス増幅器は、トランジスタ62のゲートに対する5ボルトの反転 パワーダウン(PD B)信号の印加によって動作可能状態にされる。異なるバ イアス回路構成を本発明の範囲内で使用することができる。例えば、トランジス タ70、72は、カレント・ミラー回路で置換することができる。また、トラン ジスタ70、72は、PD B信号により制御することができる。「ビット」線 50および「ビットB」線52は、2.5ボルトの等しい電圧に予め充電される ことが望ましい。センス増幅器の共通モード範囲内で、異なる事前充電電圧を用 いることができる。無効化および事前充電の動作相においては、ノード60にお ける電圧は、典型的に1.0ボルト程度であり、出力OUTおよびOUT Bに おける電圧は3.0ないし3.5ボルト程度である。読出し動作相においては、 メモリ・セル54が「ビット」線50および「ビットB」線52を約100ミリ ボルトだけ差を生じさせる。トランジスタ56、58に印加される差電圧は、差 動増幅器の利得に比例して差動出力OUT、OUT Bを変化させる。先に述べ たように、コンデンサ80、82に蓄えられるオフセット誤差電圧は、センス増 幅器にメモリ・セル54のいずれかの状態に対して実質的に等しい閾値を持たせ る。 本発明のセンス増幅器の第2の実施の形態が、図4に示される。図2および図 4における類似の要素は、同じ参照番号を持つ。メモリ・セル54、ビット線等 化回路90、制御回路98および第2段74は、図示の簡素化のため図4から省 かれた。図4の回路は、トランジスタ56、66の位置が入れ替わり、トランジ スタ58、68の位置が入れ替わっているという点で図2の回路と異なる。この ため、センス増幅器の差動出力OUTおよびOUT Bが、それぞれトランジス タ58、56のドレーンに現れる。トランジスタ66のドレーンはトランジスタ 56のソースに接続され、トランジスタ68のドレーンはトランジスタ58のソ ースに接続される。トランジスタ66、68のソースは、ノード60に接続され ている。トランジスタ84のソースは、トランジスタ56のドレーンに接続され 、この構成が差動出力OUT Bを構成する。トランジスタ86のソースはトラ ンジスタ58のドレーンに接続され、これが差動出力OUTを構成する。 図4のセンス増幅器の動作は、図2に示され先に述べたセンス増幅器の動作と 実質的に同じである。差動増幅器のオフセット誤差は、トランジスタ66、68 、84、86およびコンデンサ80、82の組合わせによって無効化される。図 4の実施の形態は、やや高い事前充電電圧VP(図2参照)を「ビット」線50 と「ビットB」線52とに印加させる。 本発明のセンス増幅器の第3の実施の形態が、図5に示される。図2および図 5における類似の要素は同じ参照番号を有する。メモリ・セル54、ビット線等 化回路90、制御回路98および第2段74は、図示の簡素化のため図5からは 省かれている。図5のセンス増幅器は、トランジスタ56、66が並列に接続さ れ、トランジスタ58、68が並列に接続される点において図2のセンス増幅器 とは異なる。更に、トランジスタ56、66のドレーンは共に接続され、差動出 力OUT Bを構成する。トランジスタ57、66のソースは、ノード60に接 続されている。トランジスタ58、58のドレーンは共に接続され、差動出力O UTを構成する。トランジスタ58、68のソースは、ノード60に接続されて いる。トランジスタ84は、差動出力OUT Bとトランジスタ66のゲートと の間に接続され、トランジスタ86は、差動出力OUTとトランジスタ68のゲ ートとの間に接続されている。第3の実施の形態は、異なるレイアウトの制約の 犠牲においてより高い利得を持ち、このことはセンス増幅器が、有効な面積利用 のため1ビット線の対(あるいはマルチプレックスされるならば、グループ)間 の間隔と整合することが必要であるならば、有利である。 図5のセンス増幅器の動作は、図2に示され先に述べたセンス増幅器の動作と 実質的に同じである。図5のセンス増幅器においては、差動増幅器の各脚部にお ける総電流が並列接続されるトランジスタ間で分割される。 先に示し述べたセンス増幅器の各々において、センス増幅器の差動出力が一部 はビット線電圧により制御され、一部は差動増幅器のオフセット誤差によって制 御される。オフセット誤差が無効化されるので、メモリ・セルのアクセス時間が 短縮される。本発明によるオフセットの無効化は、より長いビット線を許容し、 これにより所与のメモリ・サイズに対するワード線の分布度を低減する。このこ とは、ワード線の付勢時間を短縮し、これにより更にアクセス時間を短縮する。 更に、シリコン面積を有効に利用するため他の回路ブロックに対してピッチ整合 されねばならない埋設用途に対しては、行数で除した列数として定義される異な るメモリのアスペクト比を用いることができる。 本発明のセンス増幅器については、CMOS構成に関して記述した。本文に示 したオフセット誤差無効化の技法が、例えばBICMOSおよびバイポーラ技術 の如き他の技法に適用できることが理解されよう。 現在本発明の望ましい実施形態と見なされるものについて示し記述したが、当 業者には、請求の範囲により定義される如き本発明の範囲から逸脱することなく 種々の変更および修正が可能であることが明らかであろう。Description: FIELD OF THE INVENTION The present invention relates to a sense amplifier for a random access memory, and more particularly to a sense amplifier for canceling an offset error using a feedback technique. Related to amplifiers. BACKGROUND OF THE INVENTION A typical random access memory (RAM) includes a row and column array of memory cells. A row of memory cells is accessed by activating a word line. The memory cells in each column are connected to the sense amplifier by "bit" lines and inverted bit ("bit B") lines. During a memory read access, a sense amplifier determines the state of a memory cell having an active word line. The memory includes a sense amplifier for each memory cell along a word line. In another form, two or more sets of "bit" and "bit B" lines are multiplexed to the sense amplifier. One of the main parameters of the RAM is its access time. The access time to the memory cell is the time to activate the word line, the time to transfer the signal from the memory cell to the "bit" and "bit B" lines, and the "bit" and "bit B""Is the sum of several components including the time to detect the line. In a typical 4 megabit 100 MHz RAM, the voltage change on the active "bit" line is typically about 100 millivolts, with potentials on the "bit" and "bit B" lines at a rate of about 30 millivolts / nanosecond. Occurs. Thus, producing 100 millivolts on the "bit" and "bit B" lines requires about 3 nanoseconds, representing 30% of the access time. Sense amplifiers are typically configured as differential amplifiers with offset errors on the order of 10-20 millivolts. The access time is increased for one of the states of the memory cell because the potential on the "bit" line must overcome this offset error in order to switch the sense amplifier. The remainder of the access time is accounted for by row decoder and word line activation, both typically through the use of low resistance interconnect metal strapping and / or by chip segmentation. Reduced. A high-speed DRAM in which the bit lines are pre-charged to half the supply voltage for faster detection is a P.D. Gillingham et al., "IEEE Journal of Solid State Circuit", August 1991, Vol. 26, Part 8, pages 1171-1175. The form of DRAM in which the offset of the sense amplifier is stored in the bit line is described in T.K. Sugibayashi et al., "ISSCC95 Digest of Technical Papers", Feb. 17, 1995, pages 254 and 255. SUMMARY OF THE INVENTION According to the present invention, there is provided a sense amplifier for determining the state of a memory cell of a random access memory. The memory cell has a "bit" line and a "bit B" line connected thereto. The sense amplifier includes first and second transistors connected in the form of a differential amplifier. The first and second transistors have control electrodes connected to the "bit" and "bit B" lines, respectively, for sensing the state of the memory cell. The sense amplifier further includes third and fourth transistors connected in a differential amplifier configuration. The differential amplifier configuration has first and second differential outputs having an offset error and indicating the state of the memory cell in the read phase. The sense amplifier further includes first and second capacitors connected between the control electrodes of the third and fourth transistors, respectively, in a nullification phase where the "bit" and "bit B" lines are not being read. A feedback circuit for connecting a voltage representing an offset error to the first and second capacitors, and a bias circuit for biasing the first, second, third and fourth transistors to operate in a read phase and a nullification phase And In the first and second embodiments, the third transistor is connected in series with the first transistor in a cascode configuration, and the fourth transistor is connected in series with the second transistor in a cascode configuration. The positions of the first and third transistors are interchangeable, and the positions of the second and fourth transistors are interchangeable in cascode form. In the third embodiment, the third transistor is connected in parallel with the first transistor, and the fourth transistor is connected in parallel with the second transistor. The feedback circuit is connected between a first differential output and a gate of a third transistor, and between a fifth differential transistor and a gate of the fourth transistor. And a control circuit for turning on the fifth and sixth transistors in the invalidation phase and turning off the fifth and sixth transistors in the readout phase. The sense amplifier further includes a bit line equalization circuit connected to the "bit" and "bit B" lines to precharge the "bit" and "bit B" lines to an equal voltage in the pre-charge phase. Is desirable. Preferably, the invalidation phase and the pre-charge phase are simultaneous. Peak current is reduced, if necessary, by disabling each sense amplifier or group of sense amplifiers in the RAM to be distributed at different times. BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS For a better understanding of the present invention, reference is made to the accompanying drawings, which are incorporated herein by reference. FIG. 1 is a schematic diagram of a random access memory suitable for incorporating the sense amplifier of the present invention, FIG. 2 is a schematic diagram of a first embodiment of a sense amplifier according to the present invention, and FIG. FIG. 4 is a schematic diagram of a second embodiment of the sense amplifier of the present invention, and FIG. 5 is a schematic diagram of a third embodiment of the sense amplifier of the present invention. It is. An example partial block diagram of a random access memory (RAM) 10 is shown in schematically Figure 1 suitable for incorporation of the detailed description the invention. Memory cells 14, 16, 18, 20, etc. are arranged in an array of rows and columns. A typical RAM contains a large number of memory cells. The memory cells in each row are connected to a word line. Thus, for example, memory cells 14 and 16 are connected to word line 24, and memory cells 18 and 20 are connected to word line 26. A row decoder 30 activates one of the word lines during a read or a write. The memory cells in each column are connected to a "bit" line and an inverted bit (bit B) line. Thus, for example, the memory cells 14, 18 are connected to a “bit” line 32 and a “bit B” line 34. Bit line 32 and “bit B” line 34 are connected to sense amplifier 40. The sense amplifier senses the potential on the "bit" and "bit B" lines and provides an output indicative of the state of the memory cell having the active word line. Thus, for example, when word line 24 is active, sense amplifier 40 provides an output representative of the state of memory cell 14. In another form, two or more sets of bit lines are multiplexed into a sense amplifier under the control of a column decoder. It is understood that the random access memory has a variety of different forms. The present invention is applicable to a RAM having a "bit" line and a "bit B" line connected to a memory cell for sensing the state of the memory cell. The invention is particularly applicable to static random access memories (SRAMs). A schematic diagram of a first embodiment of the sense amplifier according to the present invention is shown in FIG. A "bit" line 50 and a "bit B" line 52 are selectively connected to memory cells 54 in the memory cell array. “Bit” line 50 is connected to the gate of transistor 56 and “bit B” line 52 is connected to the gate of transistor 58. The sources of transistors 56 and 58 are connected to node 60 in the form of a differential amplifier. This node 60 is grounded via a bias transistor 62. The drain of transistor 56 is connected in cascode to the source of transistor 66. The drain of transistor 58 is connected in cascode to the source of transistor 68. The drain of transistor 66 is connected to power supply voltage VDD via bias transistor 70. The drain of transistor 68 is connected to power supply voltage VDD via bias transistor 72. The transistors 56, 58, 62, 66, 68, 70 and 72 constitute a differential amplifier. The differential outputs OUTB and OUT of this amplifier appear at the drains of transistors 66 and 68, respectively. The differential outputs OUT and OUTB are typically connected to a second stage 74 of a sense amplifier that provides the required load drive capability. Transistors 62, 70 and 72 form a bias circuit that biases transistors 56, 58, 66 and 68 of the differential amplifier during operation. In the embodiment of FIG. 2, transistors 56, 58, 62, 66 and 68 are N-type MOS transistors, and transistors 70 and 72 are P-type MOS transistors. As is well known in the art, differential amplifiers have offset errors due to process variations, aging, temperature variations, and the like. By compensating for aging, field reliability is improved. Typical offset errors are on the order of 10-20 millivolts. In the context of a sense amplifier for a RAM, offset errors manifest themselves as threshold deviations. That is, the threshold voltage for detecting the state “1” of the memory cell is different from the threshold voltage for detecting the state “0” of the memory cell. This offset error results in different access times for the 1 and 0 states of the memory cell, because the threshold level of the differential amplifier is reached at different times according to the state of the memory cell. According to the present invention, the sense amplifier includes a circuit that automatically nullifies the offset error. Capacitor 80 is connected between the gate of transistor 66 and a reference potential such as ground. Capacitor 82 is connected between the gate of transistor 68 and a reference potential such as ground. Transistor 84 has a source connected to the drain of transistor 66, and a drain connected to the gate of transistor 66 and capacitor 80. Transistor 86 has a source connected to the drain of transistor 68, and a drain connected to the gate of transistor 68 and capacitor 82. Transistors 84 and 86 are electronically controlled to connect each differential output of the sense amplifier to capacitors 80 and 82 in a nulling phase of operation when memory cell 54 is not being read. Function as a switch. The transistors 84 and 86 are P-type MOS transistors. As described below, transistors 84 and 86 and capacitors 80 and 82, in conjunction with cascode transistors 66 and 68, provide nulling of offset errors in the sense amplifier. Preferably, the sense amplifier includes a bit line equalization circuit 90 connected to a "bit" line 50 and a "bit B" line 52. Transistor 92 is connected between precharge voltage VP and “bit” line 50. Transistor 94 is connected between precharge voltage VP and “bit B” line 52. Transistor 96 is connected between “bit” line 50 and “bit B” line 52. Transistors 92, 94 and 96 may be P-type MOS transistors, each of which receives an inverted enable (ENB) control signal that is active during the precharge operating phase. When the control signal is active, transistors 92, 94 and 96 are turned on. In the precharge phase, "bit" line 50 and "bit B" line 52 are connected to precharge voltage VP and are interconnected. In a preferred embodiment, the pre-charge voltage VP is half the power supply voltage VDD. Thus, for example, when the power supply voltage V DD is 5.0 volts, the pre-charge voltage VP is 2.5 volts. A typical timing signal for the operation of the sense amplifier of FIG. 2 is shown in FIG. The ENB control signal is applied to the gates of the transistors 84 and 86 in the offset error nullification circuit and the gates of the transistors 92 and 94 in the bit line equalization circuit 90. This ENB control signal is generated by a control circuit 98 that controls the operation of the RAM. When the ENB signal is low, the word line connected to memory cell 54 is disabled, inhibiting reading of the memory cell. When the ENB signal is low, the transistors 92, 94, 96 of the bit line equalization circuit are switched on, precharging the "bit" line 50 and the "bit B" line 52 to the precharge voltage VP. Further, transistors 84 and 86 are turned on when the ENB signal is low. Transistor 84 applies the voltage at the drain of transistor 66 to capacitor 80, and transistor 86 applies the voltage at the drain of transistor 68 to capacitor 82. Since the inputs to the sense amplifier on "bit" line 50 and "bit B" line 52 are equivalent due to the activation of bit line equalization circuit 90, the differential outputs OUT and OUT B at the drains of transistors 68 and 66 are sensed. Represents the offset error of the amplifier. This differential output is connected by transistors 84 and 86 to capacitors 80 and 82 and the gates of transistors 66 and 68, respectively. A feedback device nullifies the offset error. In particular, if the offset error causes the output voltage to be higher than its nominal value, this higher voltage will be applied to the gate of transistor 68, causing another current to flow through transistor 68 and reducing the output voltage to its nominal value. Occurs. Conversely, if the output voltage is lower than its nominal value, this lower voltage is applied to the gate of transistor 68, causing a decrease in the current flowing through transistor 68 and an increase in the output voltage to its nominal value. The nulling circuit, including transistors 66 and 84 and capacitor 80, operates in a similar manner. When the ENB control signal is deactivated to a high state during the reading of the memory cell, transistors 84 and 86 are turned off and the required feedback voltage is stored on capacitors 80 and 82. The voltage stored on capacitors 80, 82 is applied to the gates of transistors 66, 68 during reading of memory cell 54, thereby substantially nullifying the offset error. As shown in FIG. 3, the word line connected to memory cell 54 is in an active high state during times when it does not overlap with the EN B control signal. In the read operation phase in which the word line is active, the capacitors 80, 82 remain at the appropriate voltage to counteract offset errors and the transistors 84, 86 remain off. The pre-charging of the "bit" line 50 and the "bit B" line 52 and the nullification of the offset error occur simultaneously during the active state of the ENB control signal in the embodiment of FIGS. As an example, the precharge and invalidate operations can be repeated at 4 millisecond intervals. It will be appreciated that different spacings may be used depending on the value of the capacitors 80, 82 and the accuracy of the desired offset error nullification. Peak current is reduced, if necessary, by disabling each sense amplifier or group of sense amplifiers in the RAM into a distributed state at different times. The capacitance values of the capacitors 80, 82 are selected to keep the threshold adjustment within desired accuracy after leakage. A 1 millivolt difference between capacitors 80 and 82 is considered reasonable if the droop at both is 200 millivolts. This accuracy can be changed by changing the ratio of transistors 66, 68 to transistors 56, 58. The minimum value of the capacitance should be at least as large as the gate-to-drain overlap capacitance of transistors 84,86. The common mode rejection of the sense amplifier provides insensitivity to capacitor voltage decay. The maximum value of the capacitance is limited by area constraints and should be chosen so that the capacitors fit within the pitch of the bit line pairs of the memory. A practical range for the capacitance value is about 0.1 to 1.0 picofarads. However, other capacitance values can be used within the scope of the present invention. Larger capacitors require less frequent refreshing, thus reducing power. However, larger capacitors require more chip area and require more time to charge. In the case of the sense amplifier shown in FIG. 2, the power supply voltage VDD is 5.0 volts, and the bias voltage applied to the gates of the transistors 70 and 72 is 0 volts. The sense amplifier is enabled by applying a 5 volt inverted power down (PDB) signal to the gate of transistor 62. Different bias circuit configurations can be used within the scope of the present invention. For example, transistors 70 and 72 can be replaced with a current mirror circuit. The transistors 70 and 72 can be controlled by a PDB signal. Preferably, "bit" line 50 and "bit B" line 52 are precharged to an equal voltage of 2.5 volts. Different precharge voltages can be used within the common mode range of the sense amplifier. In the disable and precharge operating phases, the voltage at node 60 is typically on the order of 1.0 volt, and the voltages at outputs OUT and OUTB are on the order of 3.0 to 3.5 volts. In the read operation phase, memory cell 54 causes "bit" line 50 and "bit B" line 52 to differ by about 100 millivolts. The difference voltage applied to the transistors 56 and 58 changes the differential outputs OUT and OUTB in proportion to the gain of the differential amplifier. As previously mentioned, the offset error voltage stored on capacitors 80 and 82 causes the sense amplifier to have a substantially equal threshold for any state of memory cell 54. FIG. 4 shows a second embodiment of the sense amplifier of the present invention. Similar elements in FIGS. 2 and 4 have the same reference numbers. Memory cell 54, bit line equalization circuit 90, control circuit 98, and second stage 74 have been omitted from FIG. 4 for simplicity of illustration. The circuit of FIG. 4 differs from the circuit of FIG. 2 in that the positions of transistors 56 and 66 are interchanged and the positions of transistors 58 and 68 are interchanged. Thus, the differential outputs OUT and OUTB of the sense amplifier appear at the drains of transistors 58 and 56, respectively. The drain of transistor 66 is connected to the source of transistor 56, and the drain of transistor 68 is connected to the source of transistor 58. The sources of the transistors 66 and 68 are connected to the node 60. The source of transistor 84 is connected to the drain of transistor 56, which constitutes differential output OUTB. The source of transistor 86 is connected to the drain of transistor 58, which constitutes differential output OUT. The operation of the sense amplifier of FIG. 4 is substantially the same as the operation of the sense amplifier shown in FIG. 2 and described above. The offset error of the differential amplifier is nullified by the combination of transistors 66, 68, 84, 86 and capacitors 80, 82. The embodiment of FIG. 4 causes a slightly higher precharge voltage VP (see FIG. 2) to be applied to the "bit" line 50 and the "bit B" line 52. A third embodiment of the sense amplifier of the present invention is shown in FIG. Similar elements in FIGS. 2 and 5 have the same reference numbers. The memory cell 54, bit line equalization circuit 90, control circuit 98 and second stage 74 have been omitted from FIG. 5 for simplicity of illustration. The sense amplifier of FIG. 5 differs from the sense amplifier of FIG. 2 in that transistors 56 and 66 are connected in parallel and transistors 58 and 68 are connected in parallel. Further, the drains of transistors 56 and 66 are connected together to form a differential output OUTB. The sources of the transistors 57 and 66 are connected to the node 60. The drains of the transistors 58, 58 are connected together to form a differential output OUT. The sources of the transistors 58 and 68 are connected to the node 60. The transistor 84 is connected between the differential output OUTB and the gate of the transistor 66, and the transistor 86 is connected between the differential output OUT and the gate of the transistor 68. The third embodiment has a higher gain at the expense of different layout constraints, which means that the sense amplifier can be a single bit line pair (or group if multiplexed) for efficient area utilization. It is advantageous if it is necessary to match the spacing between them. The operation of the sense amplifier of FIG. 5 is substantially the same as the operation of the sense amplifier shown in FIG. 2 and described above. In the sense amplifier of FIG. 5, the total current in each leg of the differential amplifier is divided between the transistors connected in parallel. In each of the sense amplifiers shown and described above, the differential output of the sense amplifier is controlled in part by the bit line voltage and in part by the offset error of the differential amplifier. Since the offset error is nullified, the access time of the memory cell is reduced. The offset nullification according to the present invention allows longer bit lines, thereby reducing the word line distribution for a given memory size. This reduces the activation time of the word line, thereby further reducing the access time. In addition, for embedded applications that must be pitch-matched to other circuit blocks to make efficient use of the silicon area, a different memory aspect ratio defined as the number of columns divided by the number of rows can be used. . The sense amplifier of the present invention has been described with reference to a CMOS configuration. It will be appreciated that the techniques of offset error nullification described herein are applicable to other techniques such as, for example, BICMOS and bipolar technologies. While what has been described and described as presently preferred embodiments of the present invention, those skilled in the art will recognize that various changes and modifications can be made without departing from the scope of the present invention as defined by the appended claims. It will be obvious.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 EP(AT,BE,CH,DE, DK,ES,FI,FR,GB,GR,IE,IT,L U,MC,NL,PT,SE),OA(BF,BJ,CF ,CG,CI,CM,GA,GN,ML,MR,NE, SN,TD,TG),AP(KE,LS,MW,SD,S Z,UG),UA(AM,AZ,BY,KG,KZ,MD ,RU,TJ,TM),AL,AM,AT,AU,AZ ,BB,BG,BR,BY,CA,CH,CN,CZ, DE,DK,EE,ES,FI,GB,GE,HU,I L,IS,JP,KE,KG,KP,KR,KZ,LK ,LR,LS,LT,LU,LV,MD,MG,MK, MN,MW,MX,NO,NZ,PL,PT,RO,R U,SD,SE,SG,SI,SK,TJ,TM,TR ,TT,UA,UG,UZ,VN────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of front page (81) Designated countries EP (AT, BE, CH, DE, DK, ES, FI, FR, GB, GR, IE, IT, L U, MC, NL, PT, SE), OA (BF, BJ, CF) , CG, CI, CM, GA, GN, ML, MR, NE, SN, TD, TG), AP (KE, LS, MW, SD, S Z, UG), UA (AM, AZ, BY, KG, KZ, MD , RU, TJ, TM), AL, AM, AT, AU, AZ , BB, BG, BR, BY, CA, CH, CN, CZ, DE, DK, EE, ES, FI, GB, GE, HU, I L, IS, JP, KE, KG, KP, KR, KZ, LK , LR, LS, LT, LU, LV, MD, MG, MK, MN, MW, MX, NO, NZ, PL, PT, RO, R U, SD, SE, SG, SI, SK, TJ, TM, TR , TT, UA, UG, UZ, VN
Claims (1)
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US08/503,529 | 1995-07-18 | ||
US08/503,529 US5568438A (en) | 1995-07-18 | 1995-07-18 | Sense amplifier with offset autonulling |
PCT/US1996/011752 WO1997004456A1 (en) | 1995-07-18 | 1996-07-16 | Sense amplifier with offset autonulling |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH11509667A true JPH11509667A (en) | 1999-08-24 |
JP3961024B2 JP3961024B2 (en) | 2007-08-15 |
Family
ID=24002471
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP50679597A Expired - Lifetime JP3961024B2 (en) | 1995-07-18 | 1996-07-16 | Sense amplifier with automatic offset invalidation |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5568438A (en) |
JP (1) | JP3961024B2 (en) |
AU (1) | AU6495796A (en) |
WO (1) | WO1997004456A1 (en) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2002025271A (en) * | 2000-06-28 | 2002-01-25 | Hynix Semiconductor Inc | Semiconductor memory device and its driving method |
JP2011134427A (en) * | 2009-07-27 | 2011-07-07 | Renesas Electronics Corp | Semiconductor memory device |
Families Citing this family (17)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5929659A (en) * | 1997-03-12 | 1999-07-27 | Motorola, Inc. | Circuit and process for sensing data |
JPH10255480A (en) * | 1997-03-14 | 1998-09-25 | Oki Electric Ind Co Ltd | Sense amplifier |
GB9906973D0 (en) * | 1999-03-25 | 1999-05-19 | Sgs Thomson Microelectronics | Sense amplifier circuit |
GB9913974D0 (en) | 1999-06-17 | 1999-08-18 | Bartette Pascal | Apparatus for handling geological samples |
US6140872A (en) * | 1999-10-28 | 2000-10-31 | Burr-Brown Corporation | Offset-compensated amplifier input stage and method |
US6584026B2 (en) | 2000-06-28 | 2003-06-24 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Semiconductor integrated circuit capable of adjusting input offset voltage |
US6437604B1 (en) * | 2001-03-15 | 2002-08-20 | Micron Technology, Inc. | Clocked differential cascode voltage switch with pass gate logic |
US6807118B2 (en) * | 2003-01-23 | 2004-10-19 | Hewlett-Packard Development Company, L.P. | Adjustable offset differential amplifier |
GB2405701A (en) * | 2003-09-03 | 2005-03-09 | Seiko Epson Corp | Differential current sensing circuit |
KR20090059658A (en) * | 2007-12-07 | 2009-06-11 | 주식회사 하이닉스반도체 | Circuit for buffering |
US8295112B2 (en) * | 2009-03-31 | 2012-10-23 | Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. | Sense amplifiers and exemplary applications |
JP5677205B2 (en) * | 2011-06-13 | 2015-02-25 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | Semiconductor memory device |
JP2013062001A (en) | 2011-09-12 | 2013-04-04 | Toshiba Corp | Semiconductor memory device |
US8817516B2 (en) * | 2012-02-17 | 2014-08-26 | Semiconductor Energy Laboratory Co., Ltd. | Memory circuit and semiconductor device |
US10998030B2 (en) * | 2016-07-25 | 2021-05-04 | Celis Semiconductor Corporation | Integrated memory device and method of operating same |
US10181358B2 (en) * | 2016-10-26 | 2019-01-15 | Mediatek Inc. | Sense amplifier |
US10326417B1 (en) | 2017-12-01 | 2019-06-18 | Qualcomm Incorporated | Offset nulling for high-speed sense amplifier |
Family Cites Families (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4471451A (en) * | 1982-02-22 | 1984-09-11 | Texas Instruments Incorporated | Digital data sense amplifier and signal differentiator |
US4547685A (en) * | 1983-10-21 | 1985-10-15 | Advanced Micro Devices, Inc. | Sense amplifier circuit for semiconductor memories |
JPS61224192A (en) * | 1985-03-29 | 1986-10-04 | Sony Corp | Reading amplifier |
US4952826A (en) * | 1985-07-05 | 1990-08-28 | Nec Corporation | Signal input circuit utilizing flip-flop circuit |
JPH0727717B2 (en) * | 1988-07-13 | 1995-03-29 | 株式会社東芝 | Sense circuit |
IT1238022B (en) * | 1989-12-22 | 1993-06-23 | Cselt Centro Studi Lab Telecom | DIFFERENTIAL VOLTAGE DISCRIMINATOR IN C-MOS TECHNOLOGY. |
US5377150A (en) * | 1993-03-31 | 1994-12-27 | Sgs-Thomson Microelectronics, Inc. | Disabling sense amplifier |
-
1995
- 1995-07-18 US US08/503,529 patent/US5568438A/en not_active Expired - Lifetime
-
1996
- 1996-07-16 AU AU64957/96A patent/AU6495796A/en not_active Abandoned
- 1996-07-16 WO PCT/US1996/011752 patent/WO1997004456A1/en active Application Filing
- 1996-07-16 JP JP50679597A patent/JP3961024B2/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2002025271A (en) * | 2000-06-28 | 2002-01-25 | Hynix Semiconductor Inc | Semiconductor memory device and its driving method |
JP4703040B2 (en) * | 2000-06-28 | 2011-06-15 | 株式会社ハイニックスセミコンダクター | Semiconductor memory device and driving method thereof |
JP2011134427A (en) * | 2009-07-27 | 2011-07-07 | Renesas Electronics Corp | Semiconductor memory device |
US8248864B2 (en) | 2009-07-27 | 2012-08-21 | Renesas Electronics Corporation | Semiconductor memory device |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP3961024B2 (en) | 2007-08-15 |
AU6495796A (en) | 1997-02-18 |
US5568438A (en) | 1996-10-22 |
WO1997004456A1 (en) | 1997-02-06 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP3961024B2 (en) | Sense amplifier with automatic offset invalidation | |
KR900008936B1 (en) | Cmos dynamic ram | |
US7242627B2 (en) | Semiconductor device | |
US5046050A (en) | Shared BiCMOS sense amplifier | |
US5870343A (en) | DRAM sensing scheme for eliminating bit-line coupling noise | |
JP2685357B2 (en) | Semiconductor memory device | |
JPH08227586A (en) | Integrated circuit memory device | |
US6426905B1 (en) | High speed DRAM local bit line sense amplifier | |
GB2345778A (en) | Ferromagnetic memory device using a sense amplifier circuit | |
JP3302734B2 (en) | Semiconductor storage device | |
EP0846326A1 (en) | Charge transfer sense amplifier | |
US6016279A (en) | DRAM sensing scheme and isolation circuit | |
EP1433179A1 (en) | System and method for early write to memory by holding bitline at fixed potential | |
US5696724A (en) | Sense amplifier | |
US5936898A (en) | Bit-line voltage limiting isolation circuit | |
US20090147559A1 (en) | Memory cell array and semiconductor memory device including the same | |
US6198681B1 (en) | Sense amplifier for low voltage memory arrays | |
US7808853B2 (en) | Semiconductor memory device and method with a changeable substrate potential | |
US6940743B2 (en) | Semiconductor memory devices for outputting bit cell data without separate reference voltage generator and related methods of outputting bit cell data | |
US6618307B2 (en) | Dynamic DRAM sense amplifier | |
US20070223296A1 (en) | Bitline isolation control to reduce leakage current in memory device | |
US6504777B1 (en) | Enhanced bitline equalization for hierarchical bitline architecture | |
US5023842A (en) | Semiconductor memory having improved sense amplifiers | |
JPH0758596B2 (en) | Bias and precharge circuit for bit lines of EPROM memory cells in CMOS technology | |
KR980011446A (en) | The bi-directional global bit line sensing circuit |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20051206 |
|
A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20060303 |
|
A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20060424 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20060606 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20061114 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070209 |
|
A911 | Transfer to examiner for re-examination before appeal (zenchi) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A911 Effective date: 20070419 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20070426 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20070516 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110525 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110525 Year of fee payment: 4 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120525 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130525 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130525 Year of fee payment: 6 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
EXPY | Cancellation because of completion of term |