【発明の詳細な説明】
多重搬送波変調システムの周波数オフセットとタイミングを推定
するための方法および装置
発明の分野
本発明は、一般的には、多重搬送波変調信号の送信および受信に関する。より
詳細には、本発明は、受信機の所で、受信された信号を復調する前に、周波数オ
フセットとタイミング不整合を推定および補正するためのシステムおよび方法を
提供する。
発明の背景
多くの信号伝送用途、例えば、テレビジョン、ラジオ、および電話などにおい
ては、デジタル信号スキームの方が、従来のアナログスキームより好ましい選択
となりつつある。例えば、デジタル音響放送（“ＤＡＢ”）は、欧州において、
ラジオ（無線）信号の送信および受信に使用されているデジタルシステムである
。本発明と関係のある一つのデジタル信号スキームは、複数の周波数を使用して
情報を伝送することを伴い、多重搬送波伝送スキームと呼ばれる。これら複数の
周波数は、変調と呼ばれるプロセスを使用して、単一の信号に結合して伝送され
、その後、受信機の所で、復調と呼ばれるプロセスを使用して、分離され、個々
の周波数によって運ばれた情報が取り出される。これらプロセスの組合せは、多
重搬送波変調（“ＭＣＭ”）として知られている。
ＭＣＭスキームにおいては、Orthogonal Frequency Division Multiplexing（
ＯＦＤＭ；直交周波数分割多重）などの文献において知られているように、伝送
されるべきシンボルのストリームが、データシンボルのブロックに分割される。
データシンボルの各ブロックは、逆高速フーリェ変換（“ＩＦＦＴ”）を遂行す
ることによって、別のシンボルのブロックに変換される。実際には、この新たな
シンボルのブロックが伝送される。ＭＣＭは、電話モデムの背景で研究されてき
たが、最も最近では、ＤＡＢに対する効率的な変調スキームとして研究されてい
る。ＭＣＭの一般的な原理の詳細については、John A.C.Binghamによって、IEEE
Communications Magazine,pp.5-14(May 1990),に掲載の論文『Multicarrier Mo
dulation for Data Transmission:An Idea Whose Time Has Come』を参照された
い。
多重搬送波デジタル信号システムの使用が効果をあげることができるか否かの
重要な２つの鍵は、個々の搬送波周波数を正確に識別する能力と、できるかぎり
迅速にそれをする能力にある。正確な周波数を識別するのに遅れると、システム
の性能が劣化する。例えば、多重搬送波デジタル信号を受信するように設計され
たラジオあるいはテレビジョンセットのチャネルを変更したとき、その装置が、
個々の搬送波周波数の識別に大きな遅延を持つ場合、視聴者は、画像と音声がも
っと速く現われることを期待するにちがいない。ところが、新たに変更（同調）
されたチャネル上に画像あるいは音声を受信するためにどの程度の時間がかかる
かを決定する一つの要因として、受信機における個々の搬送波周波数を識別する
のに伴う遅延が存在する。本発明は、個々の搬送波周波数を迅速、かつ、正確に
識別するための方法およびこの方法を実現するための装置に関する。
本発明をより良く理解するために、ＭＣＭについての以下の追加の背景的な知
識が助けになると考える。ＭＣＭを用いて伝送されるシンボルは、以下の等式に
よって表すことができる：
ここで、ａkは、複素情報シンボルのシーケンスを表し、Ｔは、情報シンボルの
間隔（区間）を表し、Ｎは、そのスキームにおいて使用される直交搬送波の数を
表し、ここでこれら直交搬送波のおのおのがＴ秒間に渡って（Ｔ秒間の時間間隔
だけ）サンプリングされ、そして、ＮＴは、ＭＣＭシンボル間隔（区間）を表す
。パラメータＮとＴは、特定の用途のビット速度要件を満足するように選択され
る。例えば、S.N.Hulyalkarによって，Charnnel PLB Technical Note TN-92-012
に掲載された論文『MCM Design for Transmission of Digitally-Compressed Te
levision Signals in a Simulcast Terrestrial Charnnel（同時放送地上チャネ
ルを用いてデジタル的に圧縮されたテレビジョン信号を伝送するためのＭＣＭ設
計）』においては、デジタル的に圧縮されたテレビジョンを地上チャネルを通じ
て伝送するためのＭＣＭスキームのために、Ｎ＝１０２４、ＮＴ＝１２７．１９
マイクロ秒が採用されている。
チャネルの歪み、ノイズ、周波数オフセットおよびタイミングエラー(不整合)
がない場合は、伝送された情報シーケンスは、受信機の所で、受信された信号を
Ｔ秒毎にサンプリングし、Ｎ個のサンプルを受信した後に、受信されたシーケン
スについてＮ−ポイントＦＦＴを遂行することによって完全なかたちで回復する
ことが可能である。受信機の所のＦＦＴは、Ｎ個の搬送波周波数のおのおのと整
合されたフィルタのように動作する。受信された信号を高信頼に復調し、伝送さ
れた情報シーケンスを高信頼に回復するためには、受信機の所で、伝送された搬
送波の直交性が維持される必要がある。ただし、現実のシステムでは、シンボル
間妨害（“ＩＳＩ”）、受信機の周波数オフセット、タイミングエラーなどの全
てが、伝送された搬送波の直交性を破壊することに寄与し、補償しなければ厳し
い性能上の劣化を与えることとなる。
シンボル間妨害を扱うための周知の技術は、各伝送されるシンボルの開始の所
に“保護間隔”を挿入する方法である。この技術の詳細に関しては、A.Alard お
よび R.Lassalleによって、EBU Review,No.224(August 1987)に掲載された論文
『Principles of Modulation and Charnnel Coding for Digital Broadcasting
for Mobile Receivers（移動体受信機用のデジタル放送のための変調およびチャ
ネル符号化の原理）』を参照されたい。テレビジョン信号のような多重経路シス
テムでは、受信機は、直接信号と、高層建築物からの反射のような１又は複数の
これと同一の遅延反射信号とを、これら複数の信号の総和として、検出する。保
護間隔は、受信機がこれらの信号の反射を解決し、直接信号のみを正確に検出す
ることを可能にする。
周波数オフセットと時間の同期も、伝送されたデータを正確に取り出すために
重要である。周波数オフセットは、伝送の最中に、搬送波周波数の位相がずれ、
受信機の周波数が伝送周波数と完全に整合されてないときに発生する。この位相
のずれは、搬送波がそれらの直交特性を失う原因となる。搬送波は、生来的に、
チャネル帯域幅と比較して、周波数において狭い間隔を持つために、チャネル帯
域幅に対する小さな周波数オフセットでも、非常に大きな影響を与える。このた
めに、搬送波から伝送されたデータを正しく取り出すためには、受信機は、周波
数オフセットを補償できる必要がある。
周波数オフセットの補正に当たっては、さらに、受信機のＦＦＴ動作の前に、
周波数オフセットを決定し、補正することが望ましい。これは、受信機が、搬送
波の正確な周波数に迅速に収束し、受信された信号を処理することを助ける。他
方、ＦＦＴ動作が周波数オフセットを補正する前に遂行された場合は、周波数オ
フセットを決定し、補正するプロセスが遅延される。
受信機と入り信号を正しく同期させるためには、受信機は、ビット伝送速度を
知っていなければならず、信号が受信されたとき、受信機は、入り信号を適当な
サンプル間隔Ｔにて、サンプリングできることが要求される。しかしながら、タ
イミングは、サンプル間隔Ｔ以上のものを伴っている。受信機は、さらに、各シ
ンボル間隔ＮＴの開始をマークするサンプルを知っていることが要求される。サ
ンプラがシンボル間隔と正しく整合されてない場合は、サンプリングウインドウ
が重なり合い、本来は一つのシンボル間隔のシンボルのみを処理することが要求
されるのに、複数のシンボル間隔を通じて検出されたシンボルが、これらのシン
ボルの全てが一つのシンボル間隔に属するかのように処理されてしまうこととな
る。各シンボル間隔の開始を決定するプロセスは、シンボルの同期と呼ばれる。
そして、シンボルの同期とサンプル間隔Ｔの正確な知識は、集合的に、時間の同
期と呼ばれる。周波数オフセットと時間の同期の重要性にも係わらず、ＭＣＭシ
ステムに対する周波数オフセットと時間の同期の問題についての議論は、文献に
殆ど見られない。
周波数オフセットを推定するための一つの方法が、P.H.Mooseによって、IEEE
Transactionson Communications Vol.42 No.10(October 1994)に掲載の論文『A
Technique for Orthgonal Frequency Division Multiplexing Frequency Offset
Correction（直交周波数分割多重における周波数オフセットを補正するための
技術）』において開示されている。ただし、Mooseは、完全なタイミング情報に
依存する。換言すれば、受信機が、Ｔを正確に知っていることを要求する。ただ
し、実際には、つまり、現実の世界では、受信機が、この完全なタイミング情報
を得ることは不可能である。
タイミング不整合を補償することを怠った場合は、受信機の入り信号を検出す
る能力に重大な影響が現われる。一つのシンボル間隔に受信されたＭＣＭ信号を
考える。保護間隔、周波数オフセット、および加算性ホワイトガウシアンノイズ
（additive white Gaussian noise“ＡＷＧＮ”）を考慮に入れると、受信され
た信号は、以下のように表すことが可能である：
ここで、Ｈkは、ｋ番目の搬送波の周波数応答を表し、εは、周波数オフセット
を表し、ｗ（ｔ）は、複素ＡＷＧＮを表す。信号は、受信機の所で、Ｔ＋△Ｔの
間隔、初期オフセットτにてサンプリングされる。クロックエラー△Ｔは、その
サンプル間隔においてＮ個のサンプルが得られるのに十分に小さいものと想定さ
れる。各サンプルがシンボル間隔ＮＴに沿って取られるときの、［ｎ(Ｔ＋△Ｔ)
＋τ］におけるサンプリングｒ（ｔ）は、以下によって表すことが可能である：
シンボルの同期情報が入手可能であり、受信機が、どのサンプルが各シンボル
間隔の開始をマークするかを知っているものと想定すると、ｒnのＦＦＴは、以
下のように書くことが可能である：
当業者においては、各サンプルＲnは、直接信号成分Ｓn、妨害成分Ｉn、およ
びＡＷＧＮ成分Ｗnを持つことを理解できる。直接信号要素Ｓnは、以下のように
表すことが可能であり：
他方、妨害成分Ｉnは、以下のように表すことが可能である：
当業者においては、等式（７）から、周波数オフセットεと、サンプリング間隔
の不整合△Ｔに起因する妨害が、全てのｋ個の搬送波を巻き込む時間によって変
動するたたみこみとして出現することが明らかである。換言すれば、これら搬送
波の直交性が破壊されることとなる。独立した、同一分布のデータストリームａk
およびフラットなチャネル、つまり、ＩＳＩが存在しないチャネルを想定する
と、信号対妨害比（“ＳＩＲ”）は、以下のように書くことができる：
周波数オフセットεが零の場合は、ＳＩＲ（ｎ）は、ｎの関数となるが、これは
、たたみこみが時間変動であり、ＳＩＲが以下のように近似できる事実による：
こうして、小さなタイミングエラー、例えば、１０-4の桁のエラーであっても、
ＳＩＲが劇的に低減される。△Ｔが零でないという事実にもかかわず、もし零で
あると想定すれば、補正されない場合は、受信機の性能は著しく劣化することが
明らかである。さらに、この効果は、周波数オフセットεの効果とは異なり、全
ての搬送波を通じて一様ではない。これは、等式（９）を見れば、タイミング不
整合が存在する場合は、ＳＩＮはｎの関数となることから明らかである。このた
めに、受信機にとっては、△Ｔ／Ｔを推定するための正確なタイミング回復スキ
ームを採用し、これによってＳＩＲを向上させることが重要である。
発明の要約
従って、本発明の一つの目的は、周波数オフセットとタイミング不整合を、受
信された信号を復調する前に、同時に、決定し、補正することが可能な、ＭＣＭ
信号を送信および受信するための送信機−受信機システムを提供することにある
。この目的を推進するために、データの伝送の前に、最初に、複数の単一トーン
信号が送信されるようなシステム、方法、およびデータ構造が提供される。受信
機に、周波数オフセットとタイミング不整合を推定するための手段（Frequency
Offset and Timing Estimator）が装備され、これによって、サンプリングされ
た信号を復調する前に、複数の単一トーン信号が受信され、周波数オフセットと
タ
イミング不整合が推定され、サンプラが補正され、サンプリングされた信号がこ
れに従って補正される。
受信された信号を復調する前に、周波数オフセットとタイミング不整合を、同
時に、決定し、補正するための方法も提供される。この方法は、データを、複数
の単一トーン信号を含むプリアンブルと共に送信するが、このプリアンブルが受
信機によって周波数オフセットとタイミング不整合を推定するために使用される
。こうして推定されたタイミング不整合の推定値は、受信機のサンプラ要素を補
正するために、タイミング制御デバイスに入力され、推定された周波数オフセッ
トの推定値は、補正されたサンプルシンボルを得るために、周波数制御デバイス
に入力される。周波数オフセットとタイミング不整合は、両方とも、受信された
信号を復調する前に補正される。
図面の簡単な説明
図１は、本発明に従う周波数オフセットとタイミング不整合の推定を使用する
ＭＣＭ受信機のブロック図である。
図２は、本発明の送信機−受信機システムとの関連で使用されるデータ構造を
示す。
図３は、本発明に従う周波数オフセットとタイミング不整合の推定プロセスの
ブロック図である。
発明の詳細な説明
図１には、ＭＣＭ受信機のブロック図が示される。信号が受信されると、アナ
ログデジタル変換機（１１）によって、入りアナログ信号が、Ｔ秒の間隔でサン
プリングされる。受信されたアナログ信号は、デジタル化された後に、零(ナル)
検出ブロック（１２）によって、図２に示されるような零（ナル）シンボルが検
出される。デジタル化された信号は、ヒルベルト変換ブロック（１３）にも入る
が、ここで、ヒルベルト変換フィルタによって、受信された実数信号が、複素形
式に変換される。この信号は、次に、保護間隔除去ブロック（１４）に入るが、
ここで、ナル検出ブロック（１２）の出力が、データの各ブロックの第一のシン
ボルの粗い指標として使用される。保護間隔除去ブロック（１４）によって、各
シンボルに先行する保護間隔が除去される。保護間隔除去ブロック（１４）を信
号が出るとき、受信機のＦＦＴ動作の前に、サンプラの単一周波数オフセットと
タイミング不整合が、同時に、計算される。タイミング同期情報△Ｔ／Ｔは、タ
イミング制御ブロック（１６）に入力され、周波数オフセットεは、周波数制御
ブロック（１８）に入力される。これらの制御ブロックは、従来の要素、例えば
、位相固定ループによって実現することが可能である。
掛算器（１９）内において、受信された信号が、周波数オフセットとタイミン
グ不整合を修正するためのブロック（１５）から受信された推定値に基づいて周
波数オフセットを補償するために調節される。この時点で、アナログデジタル変
換機（１１）は、タイミング同期情報△Ｔ／Ｔの補正と、サンプリングされた信
号の周波数信号の補償を完了する。受信機は、次に、ＦＦＴブロック（２０）に
おいて、同期され補償済みの信号のＦＦＴを遂行する。シンボルシンクロナイザ
／チャネル推定手段（２１）によって、ＦＦＴブロック（２０）の出力からシン
ボルＳ３およびＳ４がタップされ（取り出され）、各シンボル間隔の開始が決定
され、各搬送波の周波数応答、つまり、Ｈkが推定される。シンボル同期情報は
、保護間隔除去ブロック（１４）に入力され、ナル検出ブロック（１２）からの
情報と共に、次のシンボル間隔の第一のシンボルの開始を決定するために使用さ
れる。こうして推定された周波数応答Ｈkは、等化器（２２）に入力され、ここ
で、各データシンボルの、これらの各々の搬送波周波数における、最尤表現が決
定される。
本発明の送信機−受信機システムにおいては、周波数オフセットの補償とタイ
ミングの同期が、同時に、受信機のＦＦＴ動作の前に行なわれるが、この方法は
、伝送したい情報に対応するシンボルに先行する少なくとも二つの単一トーンシ
ンボルを含む特定なデータ構造を利用する。図２には、本発明において使用され
ることが好ましい一つのデータ構造が示されるが、これは、図示されるように、
５つのシンボルを含むプリアンブルと、これに続く、データシンボルのシーケン
ス、つまり、伝送したい情報から構成される。第一のシンボルは、零（ナル）シ
ンボルであり、各シンボル間隔の開始の粗い推定値を得るために使用される。単
純なエネルギー検出器によって、零（ナル）シンボルからＳ１へのエネルギーの
突然の増加が検出され、これによって、データの各ブロックの第一のシンボルが
粗く決定される。
零（ナル）シンボルの次には、単一トーンシンボルＳ１とＳ２が送られるが、
これらは、異なる周波数を持ち、ＮＴなる長さの連続するデータ間隔を通じて伝
送され、ＮgＴなる長さの保護間隔によって分離される。Ｓ１とＳ２の周波数は
、それぞれ、Ｍ1／ＮＴとＭ2／ＮＴとして表現することができる。後に説明され
るように、Ｍ1とＭ2は、比較的小さな値を持ち、これらの差は大きなことが要求
される。Ｓ１とＳ２に続いて、シンボルＳ３とＳ４が送られるが、これはデータ
シンボルの全ての搬送波周波数を含み、シンボルの同期に使用される。最後に、
シンボルＳ３とＳ４に続いて、要望される情報に対応するシンボルが送られる。
伝送されるデータの前端に単一トーンシンボルを連結することにより、これら
のシンボルは復調を必要としないために、周波数オフセットとタイミング不整合
を、受信されたシンボルのＦＦＴを遂行する前に、決定することが可能となる。
本発明によるＳ１とＳ２を使用して周波数オフセットとタイミング不整合を推定
する技法は、以下のように行なわれる。等式（３）に示される一つのシンボル間
隔を通じて受信されたサンプルに対する表現は、以下のように書き替えることが
できる：
ここで
である。
Ｓ１とＳ２に対しては、これらの各々のシンボル間隔を通じての受信されたサン
プルのシーケンスは、それぞれ、以下のように表現することができる：
と、
これらシーケンスは、周波数オフセットとタイミング不整合を推定するためのブ
ロック（１５）に入力される。図３に示されるように、周波数オフセットとタイ
ミング不整合を推定するためのブロック（１５）は、ブロック（３１）から開始
され、ここで、各シンボル間隔のサンプルが半分に分割され、サンプルＳ１とＳ
２から、以下のサンプルベクトルが形成される：
Ｓ１とＳ２は、おのおのが長さＮＴを持つ連続するシンボルであるが、これら二
つのシンボルの間に挿入される長さＮgＴを持つ保護間隔のために、Ｓ２が最初
に時間（Ｎ＋Ｎg）Ｔにおいてサンプルされることに注意する。
周波数オフセットとタイミング不整合を推定する目的では、厳密なシンボルの
同期を持つことは必要とされない。実際、厳密なシンボルの同期のために使用さ
れるシンボルであるＳ３とＳ４は、複数の搬送波を通じて変調されるために、厳
密なシンボルの同期は、Ｓ３とＳ４が復調された後に初めて得られる。ところが
、本発明の一つの目的は、周波数オフセットとタイミング不整合を、復調の前に
推定し、補正することにある。この目的を達成するために、本発明においては、
む
しろ、粗いシンボルの同期が求められ、各ベクトルの長さは、Ｎ／２の長さから
、ベクトルＲ１ aとＲ１ bが、Ｓ１に対応するシンプル間隔からのサンプルを持ち
、ベクトルＲ１ aとＲ１ bが、Ｓ２に対応するサンプル間隔からのサンプルを持つ
ことを保障するようなある値（長さ）に低減される。この目的に実際に使用され
るベクトルの長さは、推定値の分散には、影響を与えるが、推定器の本質、つま
り、最尤推定であることには、影響を与えない。
式（１２）および（１３）から、各シンボルに対するベクトル間の関係は以下
のように示すことができる：
Ｍ1とＭ2は、偶数であり、項ej πM1とej πM2が１に等しいものと想定すると、こ
れらのベクトル間の関係は、以下のように書き替えることができる：
ここで、
とする。
こうして、周波数オフセットとタイミング不整合を推定するためのブロック（１
５）は、ブロック（３２）によって示されるように、θ1とθ2の最尤推定値を計
算するが、これは、以下によって与えられる：
この最尤推定値は、一致推定であり、これは、ある関数の推定値、例えば、θ1
とθ2の推定値を、ある関数、例えば、推定されたθ1とθ2の、周波数オフセッ
トεとタイミング不整合△Ｔ／Ｔを推定するために使用できることを意味する。
周波数オフセットεとタイミング不整合△Ｔ／Ｔの最尤推定値が、ブロック（３
３）において、それぞれ、以下のように計算される：
と、
この手続きによって推定することが可能な周波数オフセットεのレンジは、推定
手続きにおいて使用される各ベクトルの長さを短くすることによって増加するこ
とができる。小さな△Ｔ／Ｔと、Ｎ／２なるベクトル長では、εを推定すること
が可能なレンジは、一義的に｜ε｜＜１となる。これら推定に到達する過程で現
われた数学的演算は、特定な物理要素、例えば、掛算器、加算器、並びに、検索
テーブルを格納するための読出可能なメモリを使用して実現することも、あるい
は、ソフトウエアインストラクションを実行する汎用あるいは専用のマイクロプ
ロセッサを使用して実現することも可能である。
上述のように、周波数オフセットとタイミング不整合の推定値は、厳密なシン
ボルの同期およびＦＦＴ動作の前に、得ることができ、従って、推定プロセスを
遅延することはなくなる。さらに、これらは、最尤推定であるために、低信号対
雑音（“ＳＮＲ”）環境においても非常に効率的である。
周波数オフセットとクロックエラー（タイミング不整合）の推定は、結合して
（同時に）遂行されるために、周波数オフセットとタイミング不整合の推定値の
分散の結合クラメール−ラオ下限(“ＣＲＬＢ”)は、以下によって与えられる：
クラメール−ラオ下限は、任意の問題に対する最良推定手段の分散の尺度である
。実際、最尤推定法は、クラメール−ラオ下限を満たすために、これらの表現（
式）を、下限の代わりに、厳密な分散として、使用することが可能である。クラ
メール−ラオ下限の詳細については、J.M.Mendelによって著されたLessons in D
idital Estimation Theory、(1987)を参照されたい。
上述のように、Ｍ1とＭ2の選択は、重要な設計問題である。等式（２６）およ
び（２７）は、周波数オフセットεとタイミング不整合△Ｔ／Ｔの下側分散は、
広い間隔を持つＭ1とＭ2の値を使用することが好ましいことを示す。加えて、Ｍ1
とＭ2は、相対的に小さいことが要求される。当業者においては、推定値の分散
を最小にするために、Ｍ1とＭ2の様々な値を実験し、最も効率的な値を容易に決
定できるものである。他の要素、例えば、周波数帯域エッジおよびある周波数に
おける既知の妨害に起因する歪みも、Ｍ1とＭ2の最適な選択に影響を与える。例
えば、デジタル的に圧縮されたテレビジョンを地上チャネルを通じて伝送するた
めに設計された、Ｎ＝１０２４、ＮＴ＝１２７．１９μ秒を使用するＭＣＭスキ
ームでは、シミュレーションから、最良のＭ1とＭ2は、それぞれ、１００と
４００あることが示された。一般的には、最良のＭ1とＭ2は、場合場合で、シミ
ュレーション、実際の実験、あるいは両方によって決定される。
上記の説明は、単に、本発明の原理を解説するものである。当業者においては
、様々な修正を考え付くことが可能であり、これらも、ここでは明示されなかっ
たが、本発明の原理を具現するものであり、従って、本発明の精神および範囲に
含まれるものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Estimate frequency offset and timing for multi-carrier modulation systems
Method and apparatus for
Field of the invention
The present invention generally relates to transmitting and receiving multi-carrier modulated signals. Than
In particular, the present invention provides that at the receiver, before demodulating the received signal,
System and method for estimating and correcting offset and timing mismatch
provide.
Background of the Invention
Many signal transmission applications, such as television, radio, and telephone
Digital signal scheme is a better choice than traditional analog scheme
It is becoming. For example, digital audio broadcasting ("DAB")
A digital system used to transmit and receive radio signals
. One digital signal scheme related to the present invention uses multiple frequencies.
It involves transmitting information and is called a multi-carrier transmission scheme. These multiple
The frequencies are transmitted combined into a single signal using a process called modulation.
At the receiver, and then separated, using a process called demodulation, the individual
The information carried by the frequency is retrieved. A combination of these processes
Known as Double Carrier Modulation ("MCM").
In the MCM scheme, Orthogonal Frequency Division Multiplexing (
Transmission, as known in literature such as OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing).
The stream of symbols to be performed is divided into blocks of data symbols.
Each block of data symbols performs an inverse fast Fourier transform ("IFFT").
Is converted into a block of another symbol. In fact, this new
A block of symbols is transmitted. MCM has been studied in the context of telephone modems
However, most recently, it has been studied as an efficient modulation scheme for DAB.
You. For details on the general principles of MCM, see John A.C. Bingham, IEEE
`` Multicarrier Mo '' published in Communications Magazine, pp. 5-14 (May 1990).
dulation for Data Transmission: An Idea Whose Time Has Come ''
No.
Whether the use of multi-carrier digital signal systems can be effective
Two important keys are the ability to accurately identify individual carrier frequencies and, where possible,
The ability to do it quickly. If it is late to identify the correct frequency, the system
The performance of is deteriorated. For example, designed to receive multi-carrier digital signals
When you change the channel of a radio or television set,
If there is a large delay in discriminating individual carrier frequencies, the viewer will see
You must expect it to appear much faster. However, newly changed (synchronized)
How long does it take to receive an image or sound on the specified channel
One factor in determining whether to identify the individual carrier frequency at the receiver
There is a delay associated with The present invention allows individual carrier frequencies to be quickly and accurately
The invention relates to a method for identification and an apparatus for implementing the method.
To better understand the present invention, the following additional background knowledge about MCM is provided.
I think knowledge can help. The symbols transmitted using MCM are given by the following equation:
So can be represented:
Where akRepresents a sequence of complex information symbols, and T is the
Represents the interval (interval), where N is the number of orthogonal carriers used in the scheme.
Where each of these orthogonal carriers spans T seconds (T time interval
Only) sampled and NT represents the MCM symbol interval (interval)
. The parameters N and T are selected to meet the bit rate requirements of the particular application.
You. For example, by S.N. Hulyalkar, Charnnel PLB Technical Note TN-92-012
`` MCM Design for Transmission of Digitally-Compressed Te
levision Signals in a Simulcast Terrestrial Charnnel
MCM for transmitting digitally compressed television signals using
)), Digitally compressed television is transmitted through terrestrial channels.
N = 1024, NT = 127.19 for MCM scheme for transmitting
Microseconds are employed.
Channel distortion, noise, frequency offset and timing error (mismatch)
If there is no transmitted information sequence, the received signal is
After sampling every T seconds and receiving N samples, the received sequence
Complete recovery by performing an N-point FFT on the
It is possible. The FFT at the receiver is aligned with each of the N carrier frequencies.
Acts like a combined filter. The signal received is demodulated reliably and transmitted.
In order to reliably recover the transmitted information sequence, the transmitted
The orthogonality of the transmission needs to be maintained. However, in a real system, the symbol
Interference (“ISI”), receiver frequency offset, timing errors, etc.
Contribute to destroying the orthogonality of the transmitted carrier, and if not compensated, severe
Performance degradation.
A well-known technique for dealing with intersymbol interference is at the beginning of each transmitted symbol.
This is a method of inserting a “protection interval” into the data. For more information on this technology, see A. Alard and
And R. Lassalle, published in EBU Review, No. 224 (August 1987)
Principles of Modulation and Charnnel Coding for Digital Broadcasting
Modulation and channel for digital broadcasting for mobile receivers
Principle of Nell Coding)]. Multipath systems such as television signals
In the system, the receiver is a direct signal and one or more such as reflections from high-rise buildings
The same delayed reflection signal is detected as the sum of the plurality of signals. Security
Guard interval allows the receiver to resolve these signal reflections and accurately detect only the direct signal.
To be able to
Frequency offset and time synchronization are also required to accurately extract transmitted data.
is important. The frequency offset is such that during transmission, the carrier frequency is shifted in phase,
Occurs when the frequency of the receiver is not perfectly matched to the transmission frequency. This phase
The offset causes the carriers to lose their orthogonal properties. The carrier is inherently
Due to the narrow spacing in frequency compared to the channel bandwidth, the channel band
Even a small frequency offset to the bandwidth has a very large effect. others
To correctly extract the transmitted data from the carrier, the receiver must
It is necessary to be able to compensate for several offsets.
In correcting the frequency offset, before the FFT operation of the receiver,
It is desirable to determine and correct the frequency offset. This means that the receiver
It quickly converges to the exact frequency of the wave and helps to process the received signal. other
On the other hand, if the FFT operation is performed before correcting the frequency offset,
The process of determining and correcting the offset is delayed.
To properly synchronize the incoming signal with the receiver, the receiver must increase the bit rate.
Must know and when the signal is received, the receiver
It is required that sampling can be performed at the sampling interval T. However,
Imming is accompanied by a sample interval T or more. The receiver can also
It is required to know the sample that marks the start of the symbol interval NT. Sa
If the sampler is not properly aligned with the symbol spacing, the sampling window
Overlap, and it is originally required to process only symbols with one symbol interval.
Symbols detected through multiple symbol intervals,
All of the bols are processed as if they belong to one symbol interval.
You. The process of determining the start of each symbol interval is called symbol synchronization.
And the accurate knowledge of the symbol synchronization and the sample interval T is collectively the same in time.
Called the period. Despite the importance of frequency offset and time synchronization, the MCM system
A discussion of the problem of frequency offset and time synchronization for stems can be found in the literature.
Almost no.
One method for estimating frequency offsets is by P.H.
Transaction A, published in Transactionson Communications Vol.42 No.10 (October 1994)
Technique for Orthgonal Frequency Division Multiplexing Frequency Offset
Correction (for correcting frequency offset in orthogonal frequency division multiplexing)
Technology)]. However, Moose provides complete timing information.
Dependent. In other words, it requires that the receiver know T exactly. However
And in practice, that is, in the real world, the receiver has this complete timing information
It is impossible to get.
If you fail to compensate for the timing mismatch, detect the incoming signal of the receiver.
Has a significant impact on the ability to The MCM signal received at one symbol interval is
Think. Guard interval, frequency offset, and additive white Gaussian noise
(Additive white Gaussian noise “AWGN”)
The signal can be expressed as:
Where HkRepresents the frequency response of the kth carrier, and ε is the frequency offset
And w (t) represents the complex AWGN. The signal at the receiver is T + ΔT
It is sampled at intervals and an initial offset τ. The clock error ΔT is
Assumed to be small enough to obtain N samples at sample interval
It is. When each sample is taken along the symbol interval NT, [n (T + ΔT)
The sampling r (t) at [+ τ] can be represented by:
Symbol synchronization information is available, and the receiver determines which samples are
Assuming you know whether to mark the beginning of the interval, rnThe FFT of
It can be written as:
One skilled in the art will appreciate that each sample RnIs the direct signal component Sn, Interference component In, And
And AWGN component WnCan understand that Direct signal element SnIs as follows
It is possible to represent:
On the other hand, the interference component InCan be expressed as:
One skilled in the art will recognize from equation (7) that the frequency offset ε and the sampling interval
The disturbance due to the mismatch ΔT changes with the time involving all k carriers.
It is clear that it appears as a moving convolution. In other words, these transports
The orthogonality of the waves will be destroyed. Independent, identically distributed data streams ak
And flat channels, i.e. channels without ISI
And the signal-to-interference ratio ("SIR") can be written as:
If the frequency offset ε is zero, SIR (n) is a function of n, which is
Due to the fact that the convolution is time-varying and the SIR can be approximated as:
Thus, small timing errors, for example, 10-FourError,
SIR is dramatically reduced. Despite the fact that ΔT is not zero,
Assuming that, if uncorrected, receiver performance can degrade significantly.
it is obvious. Furthermore, this effect differs from the effect of the frequency offset
Not uniform across all carriers. This is due to the timing
If a match exists, it is clear that SIN is a function of n. others
For the receiver, an accurate timing recovery scheme to estimate ΔT / T
It is important to employ a system and thereby improve the SIR.
Summary of the Invention
Therefore, one object of the present invention is to avoid frequency offset and timing mismatch.
MCM that can simultaneously determine and correct the transmitted signal before demodulation
To provide a transmitter-receiver system for transmitting and receiving signals
. To facilitate this purpose, multiple single tones must first be transmitted before data transmission.
Systems, methods and data structures are provided for transmitting signals. Receiving
A means for estimating frequency offset and timing mismatch (Frequency
Offset and Timing Estimator), which allows sampling and
Before demodulating the modulated signal, multiple single tone signals are received and the frequency offset and
Ta
Estimation of the mismatch is made, the sampler is corrected, and the sampled signal is
It will be corrected accordingly.
Before demodulating the received signal, the frequency offset and timing mismatch must be
At times, a method for determining and correcting is also provided. This method uses multiple data
Transmitted with a preamble containing a single tone signal of
Used by the transceiver to estimate frequency offset and timing mismatch
. The timing mismatch estimates thus estimated compensate for receiver sampler elements.
Input to the timing control device to correct the estimated frequency offset.
The estimated value of the frequency is adjusted by a frequency control device to obtain corrected sample symbols.
Is input to Frequency offset and timing mismatch are both received
It is corrected before demodulating the signal.
BRIEF DESCRIPTION OF THE FIGURES
FIG. 1 uses frequency offset and timing mismatch estimation according to the invention
FIG. 2 is a block diagram of an MCM receiver.
FIG. 2 illustrates the data structure used in connection with the transmitter-receiver system of the present invention.
Show.
FIG. 3 illustrates a process for estimating frequency offset and timing mismatch according to the present invention.
It is a block diagram.
Detailed description of the invention
FIG. 1 shows a block diagram of an MCM receiver. When a signal is received,
The log-to-digital converter (11) causes incoming analog signals to be sampled at intervals of T seconds.
Is pulled. After the received analog signal is digitized,
The detection block (12) detects a null symbol as shown in FIG.
Will be issued. The digitized signal also enters the Hilbert transform block (13)
Where the real signal received by the Hilbert transform filter is transformed into a complex
Converted to an expression. This signal then enters the guard interval removal block (14),
Here, the output of the null detection block (12) is the first synth of each block of data.
Used as a rough indicator of bol. Each of the guard interval removal blocks (14)
The guard interval preceding the symbol is removed. The protection interval removal block (14)
Signal, before the receiver's FFT operation, the sampler's single frequency offset and
Timing mismatch is calculated at the same time. The timing synchronization information △ T / T is
Input to an imaging control block (16), the frequency offset ε is
Input to block (18). These control blocks are traditional elements, such as
, A phase locked loop.
In the multiplier (19), the received signal is divided into a frequency offset and a timing.
Based on the estimates received from block (15) to correct for
Adjusted to compensate for wavenumber offset. At this point, the analog-to-digital conversion
The exchange (11) corrects the timing synchronization information △ T / T and outputs the sampled signal.
Compensation of the frequency signal of the signal is completed. The receiver then proceeds to the FFT block (20)
Perform an FFT of the synchronized and compensated signal. Symbol synchronizer
/ The channel estimation means (21) converts the output of the FFT block (20)
The bols S3 and S4 are tapped (taken out), and the start of each symbol interval is determined.
And the frequency response of each carrier, ie, HkIs estimated. Symbol synchronization information
, Is input to the protection interval removal block (14), and is output from the null detection block (12).
Along with the information used to determine the start of the first symbol in the next symbol interval.
It is. The frequency response H thus estimatedkIs input to the equalizer (22), where
Determines the maximum likelihood representation of each data symbol at each of these carrier frequencies.
Is determined.
In the transmitter-receiver system of the present invention, frequency offset compensation and
Synchronization is performed at the same time before the FFT operation of the receiver.
And at least two single tone signals preceding the symbol corresponding to the information to be transmitted.
Use specific data structures, including symbols. FIG. 2 shows the structure used in the present invention.
One data structure is preferably shown, which, as shown,
A preamble containing five symbols, followed by a sequence of data symbols
, That is, information to be transmitted. The first symbol is the null symbol
And is used to obtain a coarse estimate of the start of each symbol interval. single
With a pure energy detector, the energy from the null symbol to S1
A sudden increase is detected, which causes the first symbol of each block of data to be
Determined roughly.
Following the null symbol, single tone symbols S1 and S2 are sent,
These have different frequencies and are transmitted through successive data intervals of length NT.
Sent, NgThey are separated by a guard interval of length T. The frequency of S1 and S2 is
, Respectively, M1/ NT and MTwo/ NT. Explained later
So, M1And MTwoHave relatively small values and these differences must be large.
Is done. Following S1 and S2, symbols S3 and S4 are sent,
Contains all carrier frequencies of the symbol and is used for symbol synchronization. Finally,
Following the symbols S3 and S4, a symbol corresponding to the desired information is sent.
By concatenating a single tone symbol to the front end of the transmitted data,
Symbols do not require demodulation, so frequency offset and timing mismatch
Can be determined before performing an FFT on the received symbols.
Estimate frequency offset and timing mismatch using S1 and S2 according to the invention
The technique to be performed is performed as follows. Between one symbol shown in equation (3)
The expression for the sample received through the interval can be rewritten as follows:
it can:
here
It is.
For S1 and S2, the received samples over each of these symbol intervals are
Each of the pull sequences can be represented as follows:
When,
These sequences are used to estimate frequency offset and timing mismatch.
Input to lock (15). As shown in FIG.
Block (15) for estimating the mining mismatch starts from block (31).
Where the samples at each symbol interval are divided in half and the samples S1 and S1
From 2, the following sample vector is formed:
S1 and S2 are successive symbols each having a length NT, but these two symbols
Length N inserted between two symbolsgS2 first because of guard interval with T
Time (N + N)gNote that sampled at T).
For the purpose of estimating frequency offset and timing mismatch, the exact symbol
It is not required to have synchronization. In fact, it is used for strict symbol synchronization.
Symbols S3 and S4 are modulated through multiple carriers, so that
Dense symbol synchronization is obtained only after S3 and S4 have been demodulated. However
One object of the present invention is to eliminate frequency offset and timing mismatch before demodulation.
Estimate and correct. In order to achieve this object, in the present invention,
M
On the other hand, coarse symbol synchronization is required, and the length of each vector is calculated from the length of N / 2.
,vectorR1 aWhenR1 bHas samples from the simple interval corresponding to S1
,vectorR1 aWhenR1 bHave samples from the sample interval corresponding to S2
Is reduced to a certain value (length) that guarantees that Actually used for this purpose
Although the length of the vector affects the variance of the estimate, the nature of the estimator,
This does not affect the maximum likelihood estimation.
From equations (12) and (13), the relationship between the vectors for each symbol is
Can be shown as:
M1And MTwoIs even and the term ej πM1And ej πM2Assuming that is equal to 1, this
The relationship between these vectors can be rewritten as follows:
here,
And
Thus, the block (1) for estimating the frequency offset and the timing mismatch
5), as indicated by block (32), θ1And θTwoThe maximum likelihood estimate of
Which is given by:
This maximum likelihood estimate is a coincidence estimate, which is an estimate of a function, for example, θ1
And θTwoIs estimated by a function, for example, the estimated θ1And θTwoFrequency offset
And the timing mismatch ΔT / T can be used to estimate.
The maximum likelihood estimate of the frequency offset ε and the timing mismatch ΔT / T is
In 3), each is calculated as follows:
When,
The range of the frequency offset ε that can be estimated by this procedure is
Can be increased by reducing the length of each vector used in the procedure.
Can be. For small ΔT / T and vector length of N / 2, estimate ε
Is uniquely defined as | ε | <1. In the process of reaching these estimates,
Performed mathematical operations are performed on specific physical elements, such as multipliers, adders, and search
It can be implemented using readable memory to store the table, or
Is a general-purpose or special-purpose microprocessor that executes software instructions.
It is also possible to realize using a processor.
As described above, estimates of frequency offset and timing mismatch are
Before the synchronization and FFT operation of the Bol, it can be obtained and thus the estimation process
There is no delay. Furthermore, these are low likelihood pairs because they are maximum likelihood estimates.
It is also very efficient in noisy ("SNR") environments.
Frequency offset and clock error (timing mismatch) estimates are combined
To be performed (simultaneously), the frequency offset and the timing mismatch estimates
The combined Cramer-Lao lower bound ("CRLB") for the variance is given by:
Cramer-Lao lower bound is a measure of the variance of the best estimator for any problem
. In fact, the maximum likelihood estimation method uses these representations (to satisfy the Cramer-Lao lower bound).
Equation) can be used as an exact variance instead of a lower limit. Kula
For more information on the mail-Lao lower bound, see Lessons in D, written by J.M.Mendel.
See idital Estimation Theory, (1987).
As described above, M1And MTwoIs an important design issue. Equation (26) and
And (27) show that the lower dispersion of the frequency offset ε and the timing mismatch ΔT / T is
M with wide spacing1And MTwoIt is preferable to use the value of In addition, M1
And MTwoIs required to be relatively small. One skilled in the art will appreciate the variance of the estimates.
To minimize1And MTwoExperiment with different values to determine the most efficient value
Can be determined. For other factors, such as frequency band edges and certain frequencies
Distortion due to known disturbances in M1And MTwoAffect the best choice of An example
For example, to transmit digitally compressed television over a terrestrial channel.
MCM scan using N = 1024, NT = 127.19 μs designed for
In simulation, the best M1And MTwoAre 100 and
400 were shown. In general, the best M1And MTwoIs the case, the stain
Or actual experimentation, or both.
The above description merely illustrates the principles of the invention. For those skilled in the art
It is possible to come up with various modifications, which are also not explicitly specified here
However, it embodies the principles of the invention and, therefore, falls within the spirit and scope of the invention.
Included.