JPH11346194A - Optical receiver - Google Patents
Optical receiverInfo
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- JPH11346194A JPH11346194A JP10153055A JP15305598A JPH11346194A JP H11346194 A JPH11346194 A JP H11346194A JP 10153055 A JP10153055 A JP 10153055A JP 15305598 A JP15305598 A JP 15305598A JP H11346194 A JPH11346194 A JP H11346194A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、光デジタル通信な
どに用いられる光受信器に関する。The present invention relates to an optical receiver used for optical digital communication and the like.
【０００２】[0002]
【従来の技術】光デジタル通信方式の場合、送信側では
ディジタル信号を光のＯＮ／ＯＦＦに変調して送信して
いる。一方、受信側では、光のＯＮ／ＯＦＦを検出しデ
ィジタル信号を識別している。2. Description of the Related Art In an optical digital communication system, a transmitting side modulates a digital signal into ON / OFF of light and transmits the modulated signal. On the other hand, the receiving side detects ON / OFF of light and identifies a digital signal.
【０００３】ところで、光のＯＮ／ＯＦＦを検出する場
合、受信側では、受信信号としきい値と比較している。
このため、受信側において光のＯＮ／ＯＦＦを検出する
場合、伝送路における信号のレベル変動やデバイスの経
年変化による受信信号のレベル変動などを吸収する必要
がある。そのため、光受信器には、通常、自動利得制御
回路（以下ＡＧＣ回路という、また自動利得制御をＡＧ
Ｃと表現する）が設けられている。When detecting ON / OFF of light, the receiving side compares a received signal with a threshold.
For this reason, when light ON / OFF is detected on the receiving side, it is necessary to absorb fluctuations in the signal level in the transmission line and fluctuations in the level of the received signal due to aging of devices. For this reason, an optical receiver usually includes an automatic gain control circuit (hereinafter referred to as an AGC circuit),
C).
【０００４】ここで、ＡＧＣ回路を設けた従来の光受信
器について図３を参照して説明する。符号Ｓは外部から
送られてくる光信号で、光信号Ｓは、光受信器を構成す
るアバランシェフォトダイオード（以下ＡＰＤという）
３１で受信される。受信された光信号ＳはＡＰＤ３１で
電流に変換される。ＡＰＤ３１で電流に変換された受信
信号は前置増幅器３２によって電圧に変換され、その
後、ＡＧＣ増幅器３３および主増幅器３４によって所定
の電圧振幅に増幅される。そして、主増幅器３４から識
別器３５の一方の入力端Ａに加えられる。Here, a conventional optical receiver provided with an AGC circuit will be described with reference to FIG. The symbol S is an optical signal sent from the outside, and the optical signal S is an avalanche photodiode (hereinafter, referred to as an APD) constituting an optical receiver.
It is received at 31. The received optical signal S is converted into a current by the APD 31. The received signal converted into a current by the APD 31 is converted into a voltage by the preamplifier 32 and then amplified by the AGC amplifier 33 and the main amplifier 34 to a predetermined voltage amplitude. Then, it is applied from the main amplifier 34 to one input terminal A of the discriminator 35.
【０００５】また、識別器３５の他方の入力端Ｂには、
基準電圧源３６から基準電圧いわゆるしきい値が加えら
れている。識別器３５では、主増幅器３４から送られる
受信信号としきい値とを比較し、両者の大小からデジタ
ル信号が識別される。The other input terminal B of the discriminator 35 has
A reference voltage is applied from the reference voltage source 36 to the so-called threshold voltage. The discriminator 35 compares the received signal sent from the main amplifier 34 with a threshold, and discriminates a digital signal from the magnitude of both.
【０００６】また、主増幅器３４から出力される受信信
号の一部はピーク検出回路３７に入力されている。ピー
ク検出回路３７は主増幅器３４から出力される受信信号
の振幅をモニタし、それをモニタ信号としてＡＧＣ回路
３８に供給している。ＡＧＣ回路３８は、モニタ信号の
レベルに対応した制御信号を生成し、生成した制御信号
によってＡＧＣ増幅器３３の利得を制御している。A part of the reception signal output from the main amplifier 34 is input to a peak detection circuit 37. The peak detection circuit 37 monitors the amplitude of the received signal output from the main amplifier 34, and supplies it to the AGC circuit 38 as a monitor signal. The AGC circuit 38 generates a control signal corresponding to the level of the monitor signal, and controls the gain of the AGC amplifier 33 according to the generated control signal.
【０００７】また、ＡＧＣ回路３８で生成された制御信
号はＡＰＤバイアス回路３９にも送られる。ＡＰＤバイ
アス回路３９では、制御信号に応じたＡＰＤバイアス電
圧を生成し、このＡＰＤバイアス電圧でＡＰＤ３１の増
倍率Ｍが制御される。The control signal generated by the AGC circuit 38 is also sent to an APD bias circuit 39. The APD bias circuit 39 generates an APD bias voltage according to the control signal, and the multiplication factor M of the APD 31 is controlled by the APD bias voltage.
【０００８】上記したように従来の光受信器では、主増
幅器３４から出力される受信信号の電圧振幅がモニタさ
れ、その電圧振幅が一定になるようにＡＰＤ３１の増倍
率ＭやＡＧＣ増幅器３３の利得が制御されている。この
場合、ＡＰＤ３１の増倍率ＭやＡＧＣ増幅器３３の利得
はいずれも、光受信器の受光レベルに応じて変化する構
成になっている。As described above, in the conventional optical receiver, the voltage amplitude of the received signal output from the main amplifier 34 is monitored, and the gain M of the APD 31 and the gain of the AGC amplifier 33 are adjusted so that the voltage amplitude becomes constant. Is controlled. In this case, the multiplication factor M of the APD 31 and the gain of the AGC amplifier 33 are both changed in accordance with the light receiving level of the optical receiver.
【０００９】[0009]
【発明が解決しようとする課題】ところで、光受信器に
使用されるＡＰＤ３１は、図４の符号Ｐで示すように、
周波数応答特性が増倍率Ｍによって変化する性質があ
る。図４の横軸は周波数ｆ（ＭＨｚ）、縦軸は応答（ｄ
Ｂ）を示し、この例の場合、高域遮断周波数は２ＧＨｚ
付近になっている。また、増倍率Ｍが２０の場合、増倍
率Ｍが１０の場合よりも高域遮断周波数が低くなってい
る。The APD 31 used in the optical receiver is, as shown by a symbol P in FIG.
There is a property that the frequency response characteristic changes with the multiplication factor M. The horizontal axis in FIG. 4 is the frequency f (MHz), and the vertical axis is the response (d
B), and in this case, the high cutoff frequency is 2 GHz
It is near. When the multiplication factor M is 20, the high-frequency cutoff frequency is lower than when the multiplication factor M is 10.
【００１０】また、伝送帯域がＡＰＤ３１の高域遮断周
波数よりも十分に低い場合、識別器３５に入力する受信
信号のＳ／Ｎを向上させるために、たとえば波形等化回
路を挿入し、ＡＧＣ増幅器３３や主増幅器３４における
周波数帯域を狭くしている。しかし、伝送帯域がＡＰＤ
３１の高域遮断周波数に近くなると、波形等化回路を設
けなくても、ＡＰＤ３１のロールオフ特性によって適当
な波形等化が得られる。図４のような特性のＡＰＤで
は、例えば伝送速度が２．５Ｇｂｐｓ（ＳＴＭ−１６）
の場合が該当する。If the transmission band is sufficiently lower than the high cutoff frequency of the APD 31, in order to improve the S / N of the received signal input to the discriminator 35, for example, a waveform equalizing circuit is inserted and the AGC amplifier is inserted. The frequency bands of the main amplifier 33 and the main amplifier 34 are narrowed. However, the transmission band is APD
When the frequency is close to the high cutoff frequency of 31, the appropriate waveform equalization can be obtained by the roll-off characteristic of the APD 31 without providing a waveform equalization circuit. In an APD having characteristics as shown in FIG. 4, for example, the transmission speed is 2.5 Gbps (STM-16)
Is the case.
【００１１】このように伝送帯域がＡＰＤの高域遮断周
波数に近いＧｂｐｓクラスの光受信器になると、ＡＰＤ
の周波数応答特性によって波形等化が行われる。そして
波形等化が行われるような伝送帯域の場合、たとえば光
信号の受信レベルが変動するとＡＧＣ回路が働き、ＡＰ
Ｄの増倍率Ｍが変化する。その結果、ＡＰＤの高域遮断
周波数が変化し、光受信器全体の等化帯域が変動する。As described above, when an optical receiver of the Gbps class whose transmission band is close to the high cutoff frequency of the APD, the APD
Waveform equalization is performed by the frequency response characteristic of In the case of a transmission band where waveform equalization is performed, for example, when the reception level of the optical signal fluctuates, the AGC circuit operates and the AP
The multiplication factor M of D changes. As a result, the high cutoff frequency of the APD changes, and the equalization band of the entire optical receiver changes.
【００１２】等化帯域の変動による光受信特性への影響
は、受信レベルが低くＳ／Ｎが悪い領域で顕著に現れ
る。したがって、従来の光受信器では、ＡＰＤの増倍率
Ｍが高く高域遮断周波数が低下する領域、すなわち、受
光レベルがもっとも小さい領域の近くで、最適な等化帯
域となるように設定されている。そのため、Ｓ／Ｎがよ
く等化帯域の影響が少ない高い受光レベルの場合、ＡＰ
Ｄの増倍率Ｍが低くなり、高域遮断周波数が高くなっ
て、その等化帯域が最適な場合よりも広くなってしま
う。[0012] The influence on the optical reception characteristics due to the fluctuation of the equalization band appears remarkably in a region where the reception level is low and the S / N is poor. Therefore, in the conventional optical receiver, the optimal equalization band is set near the region where the multiplication factor M of the APD is high and the high-frequency cutoff frequency is low, that is, near the region where the light reception level is the smallest. . Therefore, when the S / N ratio is high and the light receiving level is high and the influence of the equalization band is small,
The multiplication factor M of D becomes low, and the high-frequency cutoff frequency becomes high, and the equalization band becomes wider than the optimum case.
【００１３】等化帯域が最適な場合よりも広くなると、
光送信波形の立ち上がり部分の緩和振動や、立ち下がり
時間の長さが光受信器の側に影響するようになる。例え
ば、伝送速度が２．５Ｇｂｐｓクラスの場合、光送信器
に使用されるレーザーダイオードの動作速度は限界に近
くなっている。また、緩和振動の周波数は、普通、数Ｇ
Ｈｚ以上で、レーザーダイオードの駆動条件や個体差に
よっては等化帯域に近づき、緩和振動などの影響が現れ
る。When the equalization band is wider than the optimum case,
The relaxation oscillation at the rising portion of the optical transmission waveform and the length of the falling time affect the optical receiver side. For example, when the transmission speed is in the 2.5 Gbps class, the operating speed of the laser diode used in the optical transmitter is near the limit. The frequency of the relaxation oscillation is usually several G
At Hz or higher, an equalization band is approached depending on the driving conditions and individual differences of the laser diode, and an effect such as relaxation oscillation appears.
【００１４】ここで、緩和振動の周波数と信号波形との
関係について図５および図６で説明する。図５および図
６の横軸は時間（ｔ）、縦軸は振幅を示している。Here, the relationship between the frequency of relaxation oscillation and the signal waveform will be described with reference to FIGS. 5 and 6, the horizontal axis represents time (t), and the vertical axis represents amplitude.
【００１５】図５は緩和振動の周波数が低い場合で、
（ａ）は光波形、（ｂ）はｆ0 ×０．７５の等化フィル
タを通した後の波形を示している。緩和振動の周波数が
低い波形の場合は、波形等化後においても、緩和振動に
よるオーバーシュート５１が十分減衰せず残っている。FIG. 5 shows the case where the frequency of the relaxation oscillation is low.
(A) shows an optical waveform, and (b) shows a waveform after passing through an equalizing filter of f0 × 0.75. In the case of a waveform having a low frequency of the relaxation oscillation, the overshoot 51 due to the relaxation oscillation remains without being sufficiently attenuated even after the waveform equalization.
【００１６】図６は緩和振動の周波数が高い場合で、
（ａ）は光波形を示している。緩和振動の周波数が等化
帯域よりも高くなり、（ｂ）に示すようにｆ0 ×０．７
５の等化フィルタを通した後の波形には、オーバーシュ
ート６１が除去されている。FIG. 6 shows the case where the frequency of the relaxation oscillation is high.
(A) shows an optical waveform. The frequency of the relaxation oscillation becomes higher than the equalization band, and as shown in FIG.
The overshoot 61 is removed from the waveform after passing through the equalizing filter of No. 5.
【００１７】次に、図５および図６で示された波形等化
後の処理について図７で説明する。光受信器の場合、前
述したように波形等化後に、受信信号の振幅が一定にな
るようにＡＧＣが行われる。このとき、図７（ａ）で示
すようにオーバーシュート７１が残っていると、そのオ
ーバーシュート７１のピーク値ｐによってＡＧＣが行わ
れる。その結果、アイ開口の中心ｃは下方に移動し、非
発光側に寄ったものになる。Next, the processing after waveform equalization shown in FIGS. 5 and 6 will be described with reference to FIG. In the case of an optical receiver, AGC is performed after the waveform equalization as described above so that the amplitude of the received signal becomes constant. At this time, if the overshoot 71 remains as shown in FIG. 7A, the AGC is performed based on the peak value p of the overshoot 71. As a result, the center c of the eye opening moves downward, and is closer to the non-light-emitting side.
【００１８】図７（ｂ）で示すようにオーバーシュート
がない場合、波形は上下対称となる。この場合、ピーク
値ｐによってＡＧＣが行われ、アイ開口の中心ｃは波形
のほぼ中央付近になる。なお、符号Ｖref は、デジタル
信号を識別するしきい値の最適値を示している。When there is no overshoot as shown in FIG. 7B, the waveform is vertically symmetric. In this case, AGC is performed with the peak value p, and the center c of the eye opening is substantially near the center of the waveform. The symbol Vref indicates the optimum value of the threshold for identifying the digital signal.
【００１９】このように同じ等化帯域を持つ光受信器で
も、対向する光送信器の光波形によって波形等化後のア
イ開口の位置がずれてくる。その結果、識別回路におけ
る最適なしきい値Ｖref が、対向する光送信器の光波形
によって変化することになる。As described above, even in the optical receiver having the same equalization band, the position of the eye opening after the waveform equalization is shifted due to the optical waveform of the opposing optical transmitter. As a result, the optimum threshold value Vref in the discrimination circuit changes depending on the optical waveform of the opposing optical transmitter.
【００２０】この問題を回避するために、対向する光送
信器の光波形に対応して、光受信器の識別回路を予め個
別に調整する方法が考えられる。しかし、前述したよう
にＡＰＤの帯域が受光レベルによって変わるため、同じ
光送信器の光波形であっても受光レベルにより、図７の
場合と同様、アイ開口の中心が波形の中央付近からずれ
てしまう。In order to avoid this problem, a method of individually adjusting the identification circuits of the optical receiver in advance corresponding to the optical waveforms of the optical transmitters facing each other can be considered. However, as described above, since the band of the APD changes depending on the received light level, the center of the eye opening is shifted from the vicinity of the center of the waveform, as in FIG. I will.
【００２１】次に、緩和振動の周波数が低いレーザーダ
イオードの波形を受信したときの波形等化後の模様を図
８で説明する。図の（ａ）は受光レベルが高い場合で、
ＡＰＤの帯域が広いためオーバーシュートが残ってい
る。図の（ｂ）は受光レベルが低い場合で、ＡＰＤの帯
域が狭いためオーバーシュートがなくなっている。Next, a pattern after waveform equalization when a waveform of a laser diode having a low relaxation oscillation frequency is received will be described with reference to FIG. (A) of the figure shows a case where the light receiving level is high.
Overshoot remains due to the wide bandwidth of the APD. FIG. 6B shows a case where the light receiving level is low, and the overshoot is eliminated because the band of the APD is narrow.
【００２２】上記したようにＧｂｐｓクラスの光受信器
の場合、対向する光送信器の光波形や受光レベルによっ
て等化帯域が変化する。その結果、アイ開口の位置、さ
らにはデジタル信号を識別するための最適なしきい値が
変化し、デジタル信号の識別を最適なしきい値で行えな
いという問題がある。As described above, in the case of the Gbps class optical receiver, the equalization band changes depending on the optical waveform and the light receiving level of the opposing optical transmitter. As a result, the position of the eye opening and the optimal threshold for identifying the digital signal change, and there is a problem that identification of the digital signal cannot be performed with the optimal threshold.
【００２３】本発明は、上記した欠点を解決し、デジタ
ル信号の識別を最適なしきい値で行える光受信器を提供
することを目的とする。An object of the present invention is to solve the above-mentioned drawbacks and to provide an optical receiver that can identify a digital signal with an optimum threshold value.
【００２４】[0024]
【課題を解決するための手段】本発明の光受信器は、デ
ジタル信号で変調された光信号を電気信号に変換し、バ
イアス電圧によって増倍率が変化する光電変換素子と、
この光電変換素子から出力される信号を増幅する自動利
得制御増幅器と、この自動利得制御増幅器から出力され
る信号からデジタル信号を識別するためのしきい値を生
成する基準信号源と、前記自動利得制御増幅器から出力
される信号と前記しきい値とを比較し、前記デジタル信
号を識別する識別器と、前記自動利得制御増幅器から出
力される信号のピーク値を検出する第１ピーク検出回路
と、この第１ピーク検出回路で検出されたピーク値をも
とに、前記バイアス電圧および前記自動利得制御増幅器
の利得をそれぞれ制御するための制御信号を生成する自
動利得制御回路と、前記光電変換素子から出力される信
号のうち低い周波数成分を抽出する低域通過フィルタ
と、この低域通過フィルタで抽出された低い周波数成分
のピーク値を検出する第２ピーク検出回路と、前記第１
ピーク検出回路で検出されたピーク値と前記第２ピーク
検出回路で検出されたピーク値との差を検出し、その差
成分が前記しきい値に加えられる差検出回路とから構成
されている。An optical receiver according to the present invention converts an optical signal modulated by a digital signal into an electric signal and changes a multiplication factor by a bias voltage.
An automatic gain control amplifier for amplifying a signal output from the photoelectric conversion element; a reference signal source for generating a threshold for identifying a digital signal from a signal output from the automatic gain control amplifier; A discriminator that compares the signal output from the control amplifier with the threshold value and identifies the digital signal; a first peak detection circuit that detects a peak value of the signal output from the automatic gain control amplifier; An automatic gain control circuit that generates a control signal for controlling the bias voltage and a gain of the automatic gain control amplifier based on the peak value detected by the first peak detection circuit; and A low-pass filter for extracting low-frequency components from the output signal; and detecting a peak value of the low-frequency components extracted by the low-pass filter. A second peak detector circuit, said first
A difference detection circuit for detecting a difference between the peak value detected by the peak detection circuit and the peak value detected by the second peak detection circuit and adding the difference component to the threshold value.
【００２５】[0025]
【発明の実施の形態】この発明の実施形態について図１
の回路構成図を参照して説明する。符号Ｓは外部から送
られてくる光信号で、光信号Ｓは光電変換素子たとえば
ＡＰＤ１１で受信され電流に変換される。電流に変換さ
れ受信信号は前置増幅器１２で電圧に変換される。前置
増幅器１２で電圧に変換された受信信号は、さらに、Ａ
ＧＣ増幅器１３および主増幅器１４で所定の振幅に増幅
される。所定の振幅に増幅された受信信号は主増幅器１
４から識別器１５の一方の入力端Ａに加えられる。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS FIG. 1 shows an embodiment of the present invention.
This will be described with reference to the circuit configuration diagram of FIG. The symbol S is an optical signal sent from the outside, and the optical signal S is received by a photoelectric conversion element, for example, the APD 11, and is converted into a current. The received signal is converted into a current and converted into a voltage by the preamplifier 12. The received signal converted into a voltage by the preamplifier 12 further includes A
The signal is amplified to a predetermined amplitude by the GC amplifier 13 and the main amplifier 14. The received signal amplified to a predetermined amplitude is supplied to the main amplifier 1
4 to one input terminal A of the discriminator 15.
【００２６】識別器１５の他方の入力端Ｂには、デジタ
ル信号を識別するための基準電圧、いわゆるしきい値Ｖ
ref が基準電圧源１６から供給されている。そして、識
別器１５では、主増幅器１４から送られてくる受信信号
としきい値Ｖref との大きさを比較し、デジタル信号を
識別している。The other input terminal B of the discriminator 15 has a reference voltage for discriminating a digital signal, a so-called threshold V
ref is supplied from a reference voltage source 16. The discriminator 15 compares the magnitude of the received signal sent from the main amplifier 14 with the magnitude of the threshold value Vref to discriminate the digital signal.
【００２７】また、主増幅器１４から出力された受信信
号の一部は第１ピーク検出回路１７に送られている。第
１ピーク検出回路１７は、主増幅器１４から出力される
受信信号のピーク値に比例したピーク値ＶＰ１を出力す
る。このピーク値ＶＰ１はＡＧＣ回路１８と、差動増幅
器１９の一方の入力端Ａにそれぞれ供給される。A part of the received signal output from the main amplifier 14 is sent to the first peak detecting circuit 17. The first peak detection circuit 17 outputs a peak value VP1 proportional to the peak value of the received signal output from the main amplifier 14. This peak value VP1 is supplied to the AGC circuit 18 and one input terminal A of the differential amplifier 19, respectively.
【００２８】ＡＧＣ回路１８では、ピーク値ＶＰ1 に対
応した制御信号を生成し、この制御信号によってＡＧＣ
増幅器１３の利得が制御される。また、ＡＧＣ回路１８
で生成された制御信号の一部はＡＰＤバイアス回路２０
に供給され、ＡＰＤバイアス回路２０において、制御信
号に対応したバイアス電圧に変換される。そして、この
バイアス電圧によってＡＰＤ１１の増倍率が制御され
る。In the AGC circuit 18, a control signal corresponding to the peak value VP1 is generated.
The gain of the amplifier 13 is controlled. The AGC circuit 18
A part of the control signal generated by the APD bias circuit 20
And is converted to a bias voltage corresponding to the control signal in the APD bias circuit 20. The gain of the APD 11 is controlled by the bias voltage.
【００２９】上記したようにＡＧＣ増幅器１３の利得や
ＡＰＤ１１の増倍率が制御され、主増幅器１４から出力
される受信信号の振幅が一定になるように制御されてい
る。また、主増幅器１４から出力される受信信号の一部
は低域通過フィルタ２１（以下ＬＰＦという）に加えら
れている。ＬＰＦ２１は、受信信号の中から低い周波数
成分を抽出し、第２ピーク検出回路２２に送っている。
第２ピーク検出回路２２は、ＬＰＦ２１で抽出された低
い周波数成分のピーク値に比例した電圧値ＶＰ２を出力
し、そのピーク値ＶＰ２を差動増幅器１９の他方の入力
端Ｂに加えている。As described above, the gain of the AGC amplifier 13 and the multiplication factor of the APD 11 are controlled, and the amplitude of the received signal output from the main amplifier 14 is controlled to be constant. A part of the received signal output from the main amplifier 14 is applied to a low-pass filter 21 (hereinafter, referred to as LPF). The LPF 21 extracts a low frequency component from the received signal and sends it to the second peak detection circuit 22.
The second peak detection circuit 22 outputs a voltage value VP <b> 2 proportional to the peak value of the low frequency component extracted by the LPF 21, and applies the peak value VP <b> 2 to the other input terminal B of the differential amplifier 19.
【００３０】差動増幅器１９では、第１ピーク検出回路
１７から出力されたピーク値ＶＰ１と第２ピーク検出回
路２２から出力されたピーク値ＶＰ２との差電圧ΔＶ
（ΔＶ＝ＶＰ１−ＶＰ２）を検出し、検出した差電圧Δ
Ｖを振幅調整回路２３に送っている。振幅調整回路２３
は、差電圧ΔＶに対して所定の倍率を掛け算し、差電圧
ΔＶを所定レベルに変換している。そして、所定レベル
に変換された差電圧ΔＶ分が基準電圧源１６から出力さ
れるしきい値から減算される。そして、差電圧ΔＶ分の
減算された電圧がしきい値Ｖref として識別器１５に供
給される。In the differential amplifier 19, the difference voltage ΔV between the peak value VP1 output from the first peak detection circuit 17 and the peak value VP2 output from the second peak detection circuit 22
(ΔV = VP1−VP2), and the detected difference voltage Δ
V is sent to the amplitude adjustment circuit 23. Amplitude adjustment circuit 23
Converts the difference voltage ΔV to a predetermined level by multiplying the difference voltage ΔV by a predetermined magnification. Then, the difference voltage ΔV converted to the predetermined level is subtracted from the threshold value output from reference voltage source 16. Then, the voltage subtracted by the difference voltage ΔV is supplied to the discriminator 15 as the threshold value Vref.
【００３１】ここで、上記した構成の光受信器の動作に
ついて図２を参照して説明する。図２は主増幅器１４か
ら出力される受信信号の波形を示し、横軸は時間
（ｔ）、縦軸はピーク値を示している。Here, the operation of the optical receiver having the above configuration will be described with reference to FIG. FIG. 2 shows the waveform of the received signal output from the main amplifier 14, in which the horizontal axis represents time (t) and the vertical axis represents the peak value.
【００３２】図２（ａ）は、受光レベルが低い場合で、
ＡＰＤ１１の帯域が狭いため光送信器の緩和振動の影響
がなく、オーバーシュートがなくなっている。また、帯
域は波形等化の最適値となり、光送信器の緩和振動の周
波数成分が通過せず、出力波形にオーバーシュートが発
生しない。FIG. 2A shows a case where the light receiving level is low.
Since the band of the APD 11 is narrow, there is no influence of the relaxation oscillation of the optical transmitter, and no overshoot occurs. Further, the band becomes the optimum value of the waveform equalization, the frequency component of the relaxation oscillation of the optical transmitter does not pass, and no overshoot occurs in the output waveform.
【００３３】この場合、第１ピーク検出回路１７では、
波形のピーク値ＶＰ１が検出され、このピーク値ＶＰ１
によってＡＧＣが行われる。また、識別器１５において
デジタル信号を識別するためのしきい値Ｖref は波形振
幅の中央付近ｃが最適値であり、しきい値Ｖref は波形
振幅の中央付近に設定される。In this case, in the first peak detecting circuit 17,
The peak value VP1 of the waveform is detected, and the peak value VP1
AGC is performed. The threshold value Vref for discriminating the digital signal in the discriminator 15 is optimal near the center c of the waveform amplitude, and the threshold value Vref is set near the center of the waveform amplitude.
【００３４】また、ＬＰＦ２１のカットオフ周波数はオ
ーバーシュートをカットするように設定されている。し
たがってオーバーシュートがなく、第２のピーク検出回
路２２で検出されるピーク値ＶＰ２は、第１ピーク検出
回路１７で検出されたピーク値ＶＰ１と等しくなる。こ
のとき、２つのピーク値ＶＰ１、ＶＰ２の差電圧ΔＶを
出力する差動増幅器１９からの出力は０となる。このた
め、アイ開口の中央付近、すなわち波形振幅の中央付近
の最適値に設定された基準電圧源１６のしきい値Ｖref
がそのまま識別器１５に与えられる。The cutoff frequency of the LPF 21 is set so as to cut overshoot. Therefore, there is no overshoot, and the peak value VP2 detected by the second peak detection circuit 22 becomes equal to the peak value VP1 detected by the first peak detection circuit 17. At this time, the output from the differential amplifier 19 that outputs the difference voltage ΔV between the two peak values VP1 and VP2 becomes zero. For this reason, the threshold value Vref of the reference voltage source 16 set to an optimum value near the center of the eye opening, that is, near the center of the waveform amplitude.
Is given to the classifier 15 as it is.
【００３５】図２（ｂ）は、受光レベルが高い場合で、
ＡＰＤ１１の帯域が広くなり、光送信器の緩和振動の影
響が現れ、オーバーシュート３０が発生している。ま
た、帯域は波形等化の最適値よりも広がり、その結果、
光送信器の緩和振動の周波数成分が通過し、出力波形に
オーバーシュートが発生する。FIG. 2B shows a case where the light receiving level is high.
The band of the APD 11 is widened, the influence of relaxation oscillation of the optical transmitter appears, and an overshoot 30 occurs. Also, the bandwidth is wider than the optimal value for waveform equalization, and as a result,
The frequency component of the relaxation oscillation of the optical transmitter passes, and an overshoot occurs in the output waveform.
【００３６】この場合、第１のピーク検出回路１７で検
出されるピーク値ＶＰ１によってＡＧＣが行われ、点線
で示すように、オーバーシュートによってアイ開口が抑
圧される。このとき、デジタル信号を識別するための最
適なしきい値Ｖref1は、アイ開口が抑圧される前の波形
におけるピーク値の中央に対応するしきい値Ｖref2より
も下側に偏ったものになる。その結果、波形の中央付近
に設定されたしきい値Ｖref2は最適値からずれてしま
う。In this case, AGC is performed based on the peak value VP1 detected by the first peak detection circuit 17, and the eye opening is suppressed by overshoot as shown by the dotted line. At this time, the optimum threshold value Vref1 for identifying the digital signal is biased below the threshold value Vref2 corresponding to the center of the peak value in the waveform before the eye opening is suppressed. As a result, the threshold value Vref2 set near the center of the waveform deviates from the optimum value.
【００３７】なお、この場合、第２のピーク検出回路２
２において、ＬＰＦ２１でオーバーシュートがカットさ
れた部分の振幅からピーク値ＶＰ２が検出される。そし
て、第１ピーク検出回路１７で検出されたピーク値ＶＰ
１と第２のピーク検出回路２２で検出されたピーク値Ｖ
Ｐ２の差電圧ΔＶ（ΔＶ＝ＶＰ１−ＶＰ２）が差動増幅
器１９から出力される。この差電圧ΔＶは振幅調整回路
２３で適当な倍率ａが掛け算され、基準電圧源１６から
出力されるしきい値から差電圧ΔＶ分が減算される。こ
の場合、識別器１５に供給されるしきい値Ｖref1はオー
バーシュートに比例したΔＶ×ａ（ａは倍率）だけＶre
f2よりも低くなる。そのため、オーバーシュートによっ
てアイ開口が抑圧されても、デジタル信号の識別は、ア
イ開口の中央付近すなわち最適なしきい値で行われる。In this case, the second peak detection circuit 2
In 2, the peak value VP2 is detected from the amplitude of the portion where the overshoot has been cut by the LPF 21. Then, the peak value VP detected by the first peak detection circuit 17
1 and the peak value V detected by the second peak detection circuit 22
The differential voltage ΔV of P2 (ΔV = VP1−VP2) is output from the differential amplifier 19. The difference voltage ΔV is multiplied by an appropriate magnification factor a in the amplitude adjustment circuit 23, and the difference voltage ΔV is subtracted from the threshold value output from the reference voltage source 16. In this case, the threshold value Vref1 supplied to the discriminator 15 is Vre by ΔV × a (a is a magnification) proportional to the overshoot.
lower than f2. Therefore, even if the eye opening is suppressed by the overshoot, the digital signal is identified near the center of the eye opening, that is, at the optimum threshold.
【００３８】上記した構成によれば、入力波形に対向す
る光送信器の緩和振動などによりオーバーシュートが現
れ、デジタル信号を識別するためのしきい値の最適値が
変化しても、しきい値は最適値に設定される。また、オ
ーバーシュートが現れない場合は、しきい値は最適値の
まま維持される。したがって、対向する光送信器の光波
形や受光レベルの変化に関係なく、デジタル信号を最適
なしきい値で識別できる光受信器が実現される。According to the above-described configuration, even if an overshoot appears due to relaxation oscillation of the optical transmitter facing the input waveform and the optimum value of the threshold value for identifying the digital signal changes, the threshold value remains unchanged. Is set to the optimal value. If no overshoot appears, the threshold value is maintained at the optimum value. Therefore, an optical receiver that can identify a digital signal with an optimum threshold value regardless of changes in the optical waveform and the light receiving level of the opposing optical transmitter is realized.
【００３９】なお、上記した実施形態では、差動増幅器
から出力される差電圧ΔＶ分を基準電圧源から出力され
るしきい値から減算している。しかし、差動増幅器にお
いて、第２ピーク検出回路で検出されたピーク値から第
１ピーク検出回路で検出されたピーク値を引き算する場
合には、基準電圧源から出力されるしきい値に対し差電
圧ΔＶ分が加算される。In the above embodiment, the difference voltage ΔV output from the differential amplifier is subtracted from the threshold value output from the reference voltage source. However, when subtracting the peak value detected by the first peak detection circuit from the peak value detected by the second peak detection circuit in the differential amplifier, the difference between the peak value detected by the first peak detection circuit and the threshold value output from the reference voltage source is reduced. The voltage ΔV is added.
【００４０】[0040]
【発明の効果】本発明によれば、デジタル信号を最適な
しきい値で識別できる光受信器を実現できる。According to the present invention, it is possible to realize an optical receiver that can identify a digital signal with an optimum threshold value.
【図１】本発明の実施形態を説明するための回路構成図
である。FIG. 1 is a circuit configuration diagram for explaining an embodiment of the present invention.
【図２】本発明の動作を説明するための波形図である。FIG. 2 is a waveform chart for explaining the operation of the present invention.
【図３】従来例を説明するための回路構成図である。FIG. 3 is a circuit configuration diagram for explaining a conventional example.
【図４】ＡＰＤの周波数応答特性を説明するための特性
図である。FIG. 4 is a characteristic diagram for explaining a frequency response characteristic of the APD.
【図５】従来例を説明するための波形図である。FIG. 5 is a waveform chart for explaining a conventional example.
【図６】従来例を説明するための波形図である。FIG. 6 is a waveform chart for explaining a conventional example.
【図７】従来例の動作を説明するための波形図である。FIG. 7 is a waveform chart for explaining the operation of the conventional example.
【図８】従来例の動作を説明するための波形図である。FIG. 8 is a waveform chart for explaining the operation of the conventional example.
１１…ＡＰＤ １２…前置増幅器 １３…ＡＧＣ増幅器 １４…主増幅器 １５…識別器 １６…基準電圧源 １７…第１ピーク検出回路 １８…ＡＧＣ回路 １９…差動増幅器 ２０…ＡＰＤバイアス回路 ２１…ＬＰＦ ２２…第２ピーク検出回路 ２３…振幅調整回路 Reference Signs List 11 APD 12 Preamplifier 13 AGC amplifier 14 Main amplifier 15 Discriminator 16 Reference voltage source 17 First peak detection circuit 18 AGC circuit 19 Differential amplifier 20 APD bias circuit 21 LPF 22 ... Second peak detection circuit 23 ... Amplitude adjustment circuit
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０３Ｆ 3/08 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on the front page (51) Int.Cl. 6 Identification code FI H03F 3/08
Claims (4)
信号に変換し、バイアス電圧によって増倍率が変化する
光電変換素子と、この光電変換素子から出力される信号
からデジタル信号を識別するためのしきい値を生成する
基準信号源と、前記光電変換素子から出力される信号と
前記しきい値とを比較し、前記デジタル信号を識別する
識別器と、前記光電変換素子から出力される信号のピー
ク値を検出する第１ピーク検出回路と、この第１ピーク
検出回路で検出されるピーク値をもとに、前記バイアス
電圧の利得を制御するための制御信号を生成する自動利
得制御回路と、前記光電変換素子から出力される信号の
うち低い周波数成分を抽出する低域通過フィルタと、こ
の低域通過フィルタで抽出される低い周波数成分のピー
ク値を検出する第２ピーク検出回路と、前記第１ピーク
検出回路で検出されるピーク値と前記第２ピーク検出回
路で検出されるピーク値との差を検出し、その差成分が
前記しきい値に加えられる差検出回路とを具備したこと
を特徴とする光受信器。An optical signal modulated by a digital signal is converted into an electric signal, and a multiplication factor is changed by a bias voltage. A digital signal is identified from a signal output from the photoelectric conversion element. A reference signal source for generating a threshold, a signal output from the photoelectric conversion element and a threshold for comparing the signal with the threshold, and an identifier for identifying the digital signal; and a signal output from the photoelectric conversion element. A first peak detection circuit that detects a peak value, an automatic gain control circuit that generates a control signal for controlling a gain of the bias voltage based on the peak value detected by the first peak detection circuit, A low-pass filter for extracting a low-frequency component of the signal output from the photoelectric conversion element, and a second filter for detecting a peak value of the low-frequency component extracted by the low-pass filter. A peak detection circuit for detecting a difference between a peak value detected by the first peak detection circuit and a peak value detected by the second peak detection circuit, and detecting a difference in which the difference component is added to the threshold value And an optical receiver.
信号に変換し、バイアス電圧によって増倍率が変化する
光電変換素子と、この光電変換素子から出力される信号
を増幅する自動利得制御増幅器と、この自動利得制御増
幅器から出力される信号からデジタル信号を識別するた
めのしきい値を生成する基準信号源と、前記自動利得制
御増幅器から出力される信号と前記しきい値とを比較
し、前記デジタル信号を識別する識別器と、前記自動利
得制御増幅器から出力される信号のピーク値を検出する
第１ピーク検出回路と、この第１ピーク検出回路で検出
されるピーク値をもとに、前記バイアス電圧および前記
自動利得制御増幅器の利得をそれぞれ制御するための制
御信号を生成する自動利得制御回路と、前記自動利得制
御増幅器から出力される信号のうち低い周波数成分を抽
出する低域通過フィルタと、この低域通過フィルタで抽
出される低い周波数成分のピーク値を検出する第２ピー
ク検出回路と、前記第１ピーク検出回路で検出されるピ
ーク値と前記第２ピーク検出回路で検出されるピーク値
との差を検出し、その差成分が前記しきい値に加えられ
る差検出回路とを具備したことを特徴とする光受信器。2. A photoelectric conversion element that converts an optical signal modulated by a digital signal into an electric signal and changes a multiplication factor according to a bias voltage, and an automatic gain control amplifier that amplifies a signal output from the photoelectric conversion element. A reference signal source for generating a threshold for identifying a digital signal from a signal output from the automatic gain control amplifier, and comparing the signal output from the automatic gain control amplifier with the threshold, An identifier for identifying the digital signal, a first peak detection circuit for detecting a peak value of a signal output from the automatic gain control amplifier, and a peak value detected by the first peak detection circuit. An automatic gain control circuit for generating control signals for controlling the bias voltage and the gain of the automatic gain control amplifier, respectively, and an output signal from the automatic gain control amplifier. A low-pass filter for extracting a low-frequency component of the signal, a second peak detection circuit for detecting a peak value of the low-frequency component extracted by the low-pass filter, and a low-pass filter for detecting the peak value of the low-frequency component. An optical receiver for detecting a difference between a peak value detected by the second peak detection circuit and a peak value detected by the second peak detection circuit, and adding the difference component to the threshold value.
オードであることを特徴とする請求項１または請求項２
記載の光受信器。3. The photoelectric conversion device according to claim 1, wherein the photoelectric conversion element is an avalanche photodiode.
An optical receiver as described.
徴とする請求項１または請求項２記載の光受信器。4. The optical receiver according to claim 1, wherein the difference detection circuit is a differential amplifier.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15305598A JP3802232B2 (en) | 1998-06-02 | 1998-06-02 | Optical receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15305598A JP3802232B2 (en) | 1998-06-02 | 1998-06-02 | Optical receiver |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11346194A true JPH11346194A (en) | 1999-12-14 |
| JP3802232B2 JP3802232B2 (en) | 2006-07-26 |
Family
ID=15554003
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15305598A Expired - Fee Related JP3802232B2 (en) | 1998-06-02 | 1998-06-02 | Optical receiver |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3802232B2 (en) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006074214A (en) * | 2004-08-31 | 2006-03-16 | Fujitsu Ltd | Optical receiving device |
| US7130546B2 (en) | 2001-12-11 | 2006-10-31 | Fujitsu Limited | Optical receiver |
| JP2009177516A (en) * | 2008-01-24 | 2009-08-06 | Sumitomo Electric Ind Ltd | Optical receiver |
| US7769304B2 (en) | 2005-12-28 | 2010-08-03 | Fujitsu Limited | Signal light processing apparatus |
| US7792434B2 (en) | 2005-09-07 | 2010-09-07 | Sumitomo Electric Industries, Ltd. | Optical receiver |
| JP2014103446A (en) * | 2012-11-16 | 2014-06-05 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Optical receiver and optical transmission reception system |
-
1998
- 1998-06-02 JP JP15305598A patent/JP3802232B2/en not_active Expired - Fee Related
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|---|---|---|---|---|
| US7130546B2 (en) | 2001-12-11 | 2006-10-31 | Fujitsu Limited | Optical receiver |
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| JP2009177516A (en) * | 2008-01-24 | 2009-08-06 | Sumitomo Electric Ind Ltd | Optical receiver |
| JP2014103446A (en) * | 2012-11-16 | 2014-06-05 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Optical receiver and optical transmission reception system |
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| JP3802232B2 (en) | 2006-07-26 |
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