JPH11341790A - Ｄｃ−ｄｃコンバータを用いた電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 電池装着後におけるコンデンサの充電速度の
立ち後れを防止する。 【解決手段】 電池１２を装着すると、補償回路１６内
部のＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタ２０のオフに伴
いＯＲゲート２１が「Ｈ」を出力し、ＡＮＤゲート１４
が開状態となって、発振クロックＣＫがコンパレータ１
３の状態に関係なくＡＮＤゲート１４を通過してＮＰＮ
型トランジスタ１のベースに常時供給される。従って、
コンパレータ１３の比較動作が不定の期間であっても、
コンデンサ４は発振クロックＣＫに同期してコイル２の
逆起電圧の充電動作を行う為、コンデンサ４の充電の立
ち後れを防止できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータを用いた電源回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】携帯用電子機器は電源として電池（乾電
池、二次電池等）を使用する。例えば、ヘッドフォンス
テレオの場合、現在の市場では、３ボルト電源仕様（電
池２本使用）及び１．５ボルト電源仕様（電池１本使
用）が混在した状態で販売されている。しかし、最近に
おける省電力化及び長寿命化等の市場要求に伴い、３ボ
ルト電源の対応機種は減少の一途を辿り、１．５ボルト
電源の対応機種が主流になりつつある。こうした背景か
ら、音響機器に関わる各社は３ボルト電源の対応機種に
代わり１．５ボルト電源の対応機種の開発に凌ぎを削っ
ている。しかし、ヘッドフォンステレオの内部回路を
１．５ボルト電源で動作させる為には、内部回路全体を
再設計しなければならない為、多くの開発時間を要する
問題があった。

【０００３】開発時間短縮の為の対策として、ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの使用が考えられる。つまり、１．５ボル
ト電源をＤＣ−ＤＣコンバータで昇圧すれば３ボルト電
源に対応する既存の内部回路を利用できるからである。

【０００４】図２は本願出願人が使用するＤＣ−ＤＣコ
ンバータを示す回路図であり、一点鎖線の範囲は集積化
されるものとする。

【０００５】図２において、ＮＰＮ型トランジスタ
（１）は、ベースに所定周波数のクロック信号が供給さ
れてオンオフする。即ち、ＮＰＮ型トランジスタ（１）
がオンすると、コイル（２）にエネルギーが蓄えられ、
その後、ＮＰＮ型トランジスタ（１）がオフすると、コ
イル（２）に逆起電圧が発生し当該逆起電圧がダイオー
ド（３）を介してコンデンサ（４）に充電される。尚、
コンデンサ（４）の容量が大きい程、高い昇圧効果が得
られる。この時のコンデンサ（４）の端子電圧が後段の
負荷の電源電圧となる。

【０００６】（５）はＲＣ発振器であり、シュミットイ
ンバータ（６）、抵抗（７）及びコンデンサ（８）から
成り、抵抗（７）の抵抗値及びコンデンサ（８）の容量
で定まる発振周波数で発振クロックＣＫを発生するもの
である。尚、発振クロックＣＫは前記クロック信号の基
となるものである。Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタ
（９）のドレインソース路はＲＣ発振器（５）を構成す
るシュミットインバータ（６）の入力端子と接地との間
に接続される。プルダウン抵抗（１０）の非接地側の一
端はインバータ（１１）を介してＮチャンネル型ＭＯＳ
トランジスタ（９）のゲートと接続される。１．５ボル
トの電池（１２）を装着すると、インバータ（１１）が
「Ｌ」を出力してＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタ
（９）がオフし、ＲＣ発振器（５）はシュミットインバ
ータ（６）の入力端子がＮチャンネル型ＭＯＳトランジ
スタ（９）の支配から開放されて発振動作を開始する。
一方、電池（１２）を取り外すか又は電池（１２）が誤
って外れると、インバータ（１１）の入力がプルダウン
抵抗（１０）を介して接地される為、インバータ（１
１）が「Ｈ」を出力してＮチャンネル型ＭＯＳトランジ
スタ（９）がオンし、ＲＣ発振器（５）はシュミットイ
ンバータ（６）の入力端子が接地されて発振動作を停止
する。尚、シュミットインバータ（６）、Ｎチャンネル
型ＭＯＳトランジスタ（９）及びインバータ（１１）の
スレッショルド電圧は低く設定してある。故に、電源電
圧の下降に伴いＲＣ発振器（５）の発振動作が不定とな
る以前にＲＣ発振器（５）の発振動作を停止できる為、
ＤＣ−ＤＣコンバータの誤動作を未然に防止できる。

【０００７】（１３）はコンパレータ（比較回路）であ
り、−端子はコンデンサ（４）の非接地側端子即ち後段
の負荷の電源供給ラインと接続され、＋端子は基準電圧
Ｖｒｅｆと接続される。ＡＮＤゲート（１４）の一方の
入力端子はＲＣ発振器（５）の出力と接続され、他方の
入力端子はコンパレータ（１３）の出力と接続され、出
力端子は抵抗（１５）を介してＮＰＮ型トランジスタ
（１）のベースと接続される。即ち、コンパレータ（１
３）はＮＰＮ型トランジスタ（１）を負帰還制御するも
のであり、詳しくは、コンデンサ（４）の端子電圧が基
準電圧Ｖｒｅｆより低い時は「Ｌ」出力に伴いＡＮＤゲ
ート（１４）を開状態とし、ＮＰＮ型トランジスタ
（１）が発振クロックＣＫに従ってスイッチング動作を
繰り返す様にし、一方、コンデンサ（４）の端子電圧が
基準電圧Ｖｒｅｆより高い時は「Ｈ」出力に伴いＡＮＤ
ゲート（１４）を閉状態とし、ＮＰＮ型トランジスタ
（１）のスイッチング動作を停止させる。これより、コ
ンデンサ（４）の端子電圧は負荷の変動とは無関係に常
時Ｖｒｅｆに保持される。

【０００８】以上より、携帯用電子機器（ヘッドフォン
ステレオ等）を動作させる為の内部電源電圧が３ボルト
電源仕様であっても、携帯用電子機器の内部回路に図２
回路にそのまま適用することにより、開発期間の短縮が
図れ更に電池を２本から１本へ容易に削減できる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】さて、電池（１２）を
装着すると、ＲＣ発振器（５）は即座に発振動作を開始
する。一方、電池（１２）を装着しても、コンパレータ
（１３）はコンデンサ（４）から電源供給を受ける構成
となっている為、コンデンサ（４）の端子電圧がコンパ
レータ（１３）を構成するトランジスタのスレッショル
ド電圧に達する迄、コンパレータ（１３）は正常動作で
きない。本来、電源投入時は、コンデンサ（４）の端子
電圧が上昇する様に発振クロックＣＫがＮＰＮ型トラン
ジスタ（１）のベースに常時供給されるのが好ましい。
しかし、コンパレータ（１３）の不安定動作に起因して
ＡＮＤゲート（１４）の開閉が不定となり、これより負
荷の電源電圧の立ち上がりが遅れてしまう問題があっ
た。

【００１０】そこで、本発明は、電源投入後から比較回
路が正常動作する迄の間、スイッチングトランジスタを
常時オンオフできる、ＤＣ−ＤＣコンバータの電源回路
を提供することを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明は、前記問題点を
解決する為に成されたものであり、所定周波数の発振ク
ロックを発生する発振器と、前記発振クロックに応じて
オンオフするスイッチングトランジスタと、前記スイッ
チングトランジスタのオンオフに起因してコイルに生じ
る逆起電圧を充電するコンデンサと、前記コンデンサの
端子電圧を基準電圧と比較する比較回路と、前記比較回
路の比較結果に応じて前記発振器の発振クロックに基づ
く前記スイッチングトランジスタのオン期間を制限する
制限回路とを有し、前記コンデンサの端子電圧を後段の
負荷の電源電圧として供給するＤＣ−ＤＣコンバータに
おいて、電源投入から前記比較回路の動作安定までの
間、前記発振器の発振クロックを前記制限回路を介して
前記スイッチングトランジスタの制御電極に常時供給さ
せる手段を、備えたことを特徴とする。

【００１２】

【発明の実施の形態】本発明の詳細を図面に従って具体
的に説明する。

【００１３】図１は本発明のＤＣ−ＤＣコンバータを用
いた電源回路を示す回路図である。尚、図１において図
２と同一素子に関しては同一番号を記すと共にその説明
を省略する。また、一点鎖線枠は集積回路とする。

【００１４】図１において、（１６）は補償回路であ
り、電池（１２）装着後、コンパレータ（１３）が正常
動作できる状態になる迄、即ち、コンパレータ（１３）
の電源電圧（コンデンサ（４）の端子電圧）がコンパレ
ータ（１３）を構成するトランジスタのスレッショルド
電圧に達する迄、ＡＮＤゲート（１４）を常時開状態と
するものである。補償回路（１６）は抵抗（１７）（１
８）（１９）及びＮチャンネル型ＭＯＳトランジスタ
（２０）から構成され、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジ
スタ（２０）のゲートは電源及び接地の間に直列接続さ
れた抵抗（１７）（１８）の中点と接続され、ドレイン
は抵抗（１９）を介して電源と接続され、ソースは接地
される。コンパレータ（１３）の出力及び補償回路（１
６）の出力（Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタ（２
０）のドレイン）はＯＲゲート（２１）を介してＡＮＤ
ゲート（１４）の一方の入力端子に供給される。ここ
で、電池（１２）装着後、コンデンサ（４）の端子電圧
がコンパレータ（１３）を構成するトランジスタのスレ
ッショルド電圧に達する迄の期間は、Ｎチャンネル型Ｍ
ＯＳトランジスタ（２０）がオフする様に、抵抗（１
７）（１８）の抵抗値が設定される。更に、コンデンサ
（４）の端子電圧がコンパレータ（１３）を構成するト
ランジスタのスレッショルド電圧に達する迄の期間は、
Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタ（２０）がオフして
いる時のドレイン出力を「Ｈ」と認識できる様に、ＯＲ
ゲート（２１）を構成するトランジスタのスレッショル
ド電圧が低く設定される。

【００１５】補償回路（１６）及びＯＲゲート（２１）
を設けることにより、電池（１２）を装着すると、ＲＣ
発振器（５）が発振動作を開始すると共にＯＲゲート
（２１）の「Ｈ」出力に伴いＡＮＤゲート（１４）が開
状態となり、コンデンサ（４）の端子電圧がコンパレー
タ（１３）を構成するトランジスタのスレッショルド電
圧に達する迄の期間は、発振クロックＣＫはコンパレー
タ（１３）の状態とは関係なくＡＮＤゲート（１４）を
通過してＮＰＮ型トランジスタ（１）のベースに常時供
給される。従って、コンデンサ（４）がコイル（２）の
逆起電圧を充電する動作を繰り返し、コンデンサ（４）
の端子電圧は発振クロックＣＫに同期して上昇する。そ
の後、コンデンサ（４）の端子電圧がコンパレータ（１
３）を構成するトランジスタのスレッショルド電圧まで
上昇すると、Ｎチャンネル型ＭＯＳトランジスタ（２
０）のオンに伴い補償回路（１６）が「Ｌ」を出力する
為、正常動作を開始したコンパレータ（１３）の出力が
ＯＲゲート（２１）を通過し、図２回路と同様にＡＮＤ
ゲート（１４）の開閉を制御する。これより、コンデン
サ（４）の端子電圧は基準電圧Ｖｒｅｆに保持された状
態となる。

【００１６】以上より、電池（１２）装着後からコンパ
レータ（１３）が正常動作する様になる迄は、コンパレ
ータ（１３）の状態に関わらず、ＲＣ発振器（５）の発
振クロックＣＫをＮＰＮ型トランジスタ（１）のベース
に常時供給できる様にした為、後段の負荷の電源電圧と
なるコンデンサ（４）の充電電圧の立ち後れを防止でき
る。

【００１７】

【発明の効果】本発明によれば、電源投入（電池装着）
後から比較回路が正常動作する様になる迄は、比較回路
の状態に関わらず、発振器の発振クロックをスイッチン
グトランジスタの制御電極に常時供給できる様にした
為、後段の負荷の電源電圧となるコンデンサの充電電圧
の立ち後れを防止できる効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの電源回路を示
す回路図である。

【図２】従来のＤＣ−ＤＣコンバータの電源回路を示す
回路図である。

【符号の説明】

（１） ＮＰＮ型トランジスタ （２） コイル （４） コンデンサ （５） ＲＣ発振器 （１３） コンパレータ （１４） ＡＮＤゲート （１６） 補償回路 （２１） ＯＲゲート

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 所定周波数の発振クロックを発生する発
   振器と、前記発振クロックに応じてオンオフするスイッ
   チングトランジスタと、前記スイッチングトランジスタ
   のオンオフに起因してコイルに生じる逆起電圧を充電す
   るコンデンサと、前記コンデンサの端子電圧を基準電圧
   と比較する比較回路と、前記比較回路の比較結果に応じ
   て前記発振器の発振クロックに基づく前記スイッチング
   トランジスタのオン期間を制限する制限回路とを有し、
   前記コンデンサの端子電圧を後段の負荷の電源電圧とし
   て供給するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、 電源投入から前記比較回路の動作安定までの間、前記発
   振器の発振クロックを前記制限回路を介して前記スイッ
   チングトランジスタの制御電極に常時供給させる手段
   を、備えたことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータを用
   いた電源回路。