JPH11295077A - Optical interference angular velocity meter - Google Patents

Optical interference angular velocity meter

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JPH11295077A
JPH11295077A JP10108798A JP10108798A JPH11295077A JP H11295077 A JPH11295077 A JP H11295077A JP 10108798 A JP10108798 A JP 10108798A JP 10108798 A JP10108798 A JP 10108798A JP H11295077 A JPH11295077 A JP H11295077A
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gyro
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integrator
ramp waveform
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Kenichi Okada
健一 岡田
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To expand a maximum input angular velocity without any deterioration in angle resolution. SOLUTION: In the case of a closed loop system, a gyro output pulse generating circuit 32 is provided which further integrates the output of an integrator 21 following a synchronization detecting circuit 20, generating a ramp waveform different from a feedback signal by using an optionally set threshold value, and regards its repetitive frequency as a gyro output. The flyback amplitude of the feedback signal in a ramp waveform shape can be set to 2 mπ (m=1, 2, 3...). A blanking means is preferably provided which inhibits data of the feedback signal at the time of a flyback from being inputted to the synchronous detecting circuit 20.

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【0001】[0001]

【発明の属する技術分野】この発明は、フィードバック
信号としてランプ状波形を利用するクローズドループ方
式の光干渉角速度計に関し、出力パルスの角度分解能を
落さず入力角速度の最大計測範囲の拡大を図った信号処
理技術に関する。又ランプ状波形のフライバック時、デ
ータをブランキングすることによりフライバック時の誤
差によるスケールファクタの変動を抑える技術も関連す
る。
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a closed-loop optical interference gyro using a ramp-shaped waveform as a feedback signal, and expands a maximum measurement range of an input angular velocity without lowering the angular resolution of an output pulse. The present invention relates to signal processing technology. Also, there is related to a technique of blanking data during flyback of a ramp waveform to suppress a change in scale factor due to an error during flyback.

【0002】[0002]

【従来の技術】図3は、クローズドループ方式光干渉角
速度計(以下FOGと称す)の一実施例を示す。このク
ローズドループのFOGは、フィードバック信号Vf
して階段状の位相偏移を付与するディジタルフェーズラ
ンプ方式と呼ばれているもので、一般の階段状の幅は、
光学路としての光ファイバコイル17を通過する光の伝
搬時間τに設定されている。
2. Description of the Related Art FIG. 3 shows an embodiment of a closed-loop type optical interference angular velocity meter (hereinafter referred to as FOG). This closed loop FOG is called a digital phase ramp system in which a step-like phase shift is given as a feedback signal Vf .
It is set to the propagation time τ of light passing through the optical fiber coil 17 as an optical path.

【0003】また位相変調も半周期をτとする±(nπ
+π/2)(rad)の矩形波がCW光とCCW光間の
位相差として付与される。位相変調駆動回路30よりパ
ルス幅をτとする矩形波Vp を光ファイバコイル17の
片端に配置した位相変調器16に印加し、光ファイバコ
イル17を伝搬する両光間に±π/2(rad)の位相
差を交互に付与する矩形波位相変調が行われる。
[0003] In addition, phase modulation has a half period of τ, ± (nπ
A rectangular wave of (+ π / 2) (rad) is given as a phase difference between the CW light and the CCW light. Is applied to the phase modulator 16 with the square wave V p arranged at one end of the optical fiber coil 17 to the pulse width τ from the phase modulator drive circuit 30, ± between both light propagating through the optical fiber coil 17 [pi / 2 ( (rad), and a rectangular wave phase modulation for alternately giving a phase difference of rad) is performed.

【0004】その結果、受光器18に到達した干渉光
は、図4のようになる。位相変調のの期間は、両光間
の位相差が“0”の状態を示し、の期間は、角速度が
印加されサニャック位相差Δφs が生じた状態を示す。
位相変調のの期間φ1 〜φ4に相当する干渉光の出力
1 〜I4 は、図4に示すように同レベルとなり干渉光
の強度の差異は生じない。の期間は、φ5 ,φ7 に対
応するI5 ,I7 とφ6,φ8 に対応するI6 ,I8
干渉光強度に差異ΔIが生じる。その差異ΔIは、次式
で表わされる。
As a result, the interference light reaching the light receiver 18 is as shown in FIG. Period of the phase modulation, shows the state of the phase difference is "0" between the two light period indicates a state where the angular velocity is Sagnac phase difference [Delta] [phi s is applied occurs.
Interference light output I 1 ~I corresponding to a period phi 1 to [phi] 4 of the phase modulation. 4, the difference in intensity of the interference light becomes the same level as shown in FIG. 4 does not occur. During the period of, a difference ΔI occurs between the interference light intensities of I 5 and I 7 corresponding to φ 5 and φ 7 and I 6 and I 8 corresponding to φ 6 and φ 8 . The difference ΔI is represented by the following equation.

【0005】 ΔI=P0 ・sinΔφs ・・・(1) 上記(1)式に示すようにφ5 ,φ7 に対応するI5
7 とφ6 ,φ8 に対応するI6 ,I8 の干渉光強度の
差異ΔIを検出すれば、サニャック位相差Δφ s を知る
ことができる。ここでサニャック位相差Δφs は、 Δφs =(4πRL/cλ)Ω=Ks Ω ・・・(2) Ω:入力角速度 R:光ファイバコイルの半径 L:光ファイバコイルの光ファイバ長 c:光速 λ:光源波長 Ks :サニャック係数 で表わされ、サニャック係数Ks を比例定数として入力
角速度Ωに比例する。続いて干渉光出力I1 〜In は、
受光器18で光電変換された後、A/D変換器19にお
いて周期τでA/D変換され、その後同期検波回路20
により(1)式に対応するディジタル量が演算される。
即ち入力角速度Ωの正弦関数に比例したディジタル量を
求めることができる。 <クローズドループの方法についての説明>クローズド
ループ方式の場合には、(1)式における位相差Δφs
は、光ファイバコイル17の両光間の位相差Δφに置き
換えられる。このΔφは Δφ=Δφs +Δφf ・・・(3) ここでΔφs は、光ファイバコイル17に角速度を印加
したときに生じるサニャック位相差を示し、Δφf はフ
ィードバック信号Vf により生じる位相差を示す。同期
検波回路20により生成された(1)式に対応したディ
ジタル量をフィードバック回路22に負帰還となるよう
与えると、積分器21の入力即ち同期検波回路20の出
力は零となり(ΔI=0)、Δφ=0となる。 従っ
て、 Δφs =−Δφf ・・・(4) の関係が成り立つ。フィードバック位相差Δφf を発生
させる方法は、光の伝搬時間τを一段の幅とする階段状
鋸歯状波(ディジタルフェーズランプ)を位相変調器1
5に印加し達成することができる。
[0005] ΔI = P0・ SinΔφs ... (1) As shown in the above equation (1), φFive, Φ7I corresponding toFive,
I7And φ6, Φ8I corresponding to6, I8Of the interference light intensity
If the difference ΔI is detected, the Sagnac phase difference Δφ sKnow
be able to. Where Sagnac phase difference ΔφsIs Δφs= (4πRL / cλ) Ω = KsΩ (2) Ω: input angular velocity R: radius of optical fiber coil L: optical fiber length of optical fiber coil c: speed of light λ: light source wavelength Ks: Sagnac coefficient K, expressed by Sagnac coefficientsEnter as a proportional constant
It is proportional to the angular velocity Ω. Subsequently, the interference light output I1~ InIs
After being photoelectrically converted by the light receiver 18, the A / D converter 19
A / D conversion is performed at the period τ, and then the synchronous detection circuit 20
Thus, a digital quantity corresponding to the equation (1) is calculated.
That is, the digital quantity proportional to the sine function of the input angular velocity Ω
You can ask. <Description of closed loop method> Closed loop
In the case of the loop method, the phase difference Δφ in equation (1)s
Is the phase difference Δφ between the two lights of the optical fiber coil 17.
Can be replaced. This Δφ is Δφ = Δφs+ Δφf ... (3) where ΔφsApplies angular velocity to the optical fiber coil 17
Shows the Sagnac phase difference that occurs whenfIs
Feedback signal VfShows the phase difference caused by Sync
The digital signal corresponding to the equation (1) generated by the detection circuit 20
So that the digital amount becomes negative feedback to the feedback circuit 22.
When given, the input of the integrator 21, that is, the output of the synchronous detection circuit 20
The force becomes zero (ΔI = 0) and Δφ = 0. Follow
And Δφs= −Δφf .. (4) holds. Feedback phase difference ΔφfOccurs
The method is to make the propagation time τ of light one step width
Sawtooth wave (digital phase ramp) is converted to phase modulator 1
5 can be achieved.

【0006】ここで光学素子13は、例えばニオブ酸リ
チューム(LiNbO3 )の光学結晶に導波路を形成
し、Y分岐結合部14、位相変調器15,16を集積化
した光集積回路(光IC)が通常用いられる。今光ファ
イバコイル17の片端に配置した位相変調器15にディ
ジタルフェーズランプVf を印加するとCW光は、図5
Bの破線で示した位相シフトを受け、一方CCW光は、
実線で示したようにCW光に対して光の伝搬時間τだけ
進んだ位相シフトを受ける。通常ディジタルフェーズラ
ンプは、干渉光の周期性からフィードバック位相φf
2mπを越えたところで絶対値として2mπ減じられ
る。このディジタルフェーズランプの繰返し周波数fと
入力角速度Ωとの間には、次の関係が成立する。
Here, the optical element 13 is an optical integrated circuit (optical IC) in which a waveguide is formed on an optical crystal of, for example, lithium niobate (LiNbO 3 ), and a Y branch coupling section 14 and phase modulators 15 and 16 are integrated. ) Is commonly used. When a digital phase ramp Vf is applied to the phase modulator 15 disposed at one end of the optical fiber coil 17, the CW light will
The CCW light undergoes the phase shift indicated by the dashed line B in FIG.
As shown by the solid line, the CW light undergoes a phase shift advanced by the light propagation time τ. Usually, the digital phase ramp is reduced by 2 mπ as an absolute value when the feedback phase φ f exceeds 2 mπ due to the periodicity of the interference light. The following relationship is established between the repetition frequency f of the digital phase ramp and the input angular velocity Ω.

【0007】 f=(4A/nmLλ)Ω=(2R/nmλ)Ω ・・・(5) R:光ファイバコイルの半径 A:光ファイバコイルにおいて光ファイバが囲む総面積 n:光ファイバの屈折率 すなわちディジタルフェーズランプの繰返し周波数fを
計測すれば与えられた入力角速度Ωを知ることができ
る。 <ディジタルフェーズランプの最大位相偏移ΦR の2m
π制御について>ランプ波形の最大位相偏移ΦR の2m
πからのずれは、FOGのスケールファクタリニアリテ
ィ劣化につながる。図6は、フィードバック位相差Δφ
f と干渉光強度Iとの関係を示した図である。で示し
た期間は、最大位相偏移ΦR が丁度2π(rad)(m
=1とした場合)の場合で、ランプ波形のフライバック
の前後で干渉光強度のレベル差は見られずフィードバッ
ク位相差Δφf が継続的に保証される。
F = (4A / nmLλ) Ω = (2R / nmλ) Ω (5) R: radius of optical fiber coil A: total area surrounded by optical fiber in optical fiber coil n: refractive index of optical fiber That is, by measuring the repetition frequency f of the digital phase ramp, the given input angular velocity Ω can be known. <2m of maximum phase deviation Φ R of digital phase ramp
About π control> 2m of maximum phase deviation Φ R of ramp waveform
Deviation from π leads to deterioration of the scale factor linearity of the FOG. FIG. 6 shows the feedback phase difference Δφ
FIG. 4 is a diagram illustrating a relationship between f and an interference light intensity I. , The maximum phase shift Φ R is just 2π (rad) (m
= 1), there is no level difference in the interference light intensity before and after flyback of the ramp waveform, and the feedback phase difference Δφ f is continuously guaranteed.

【0008】ところがランプ波形の最大位相偏移ΦR
2πより小さく与えられた場合、の期間に示されるよ
うにフライバック前後の干渉光強度に差異が現われる。
このように干渉光強度に差異が現われると誤差信号とし
て復調され厳密には(5)式が成り立なくなり、すなわ
ちFOG入出力のスケールファクタが劣化する。このこ
とは、ランプ波形の最大位相偏移ΦR が2πより大きく
与えられたの期間でも同様である。そこで及びに
示した干渉光強度の差異を検知し、ランプ波形の最大位
相偏移ΦR が常時2πとなるように制御してやれば
(5)式が保証されスケールファクタ誤差を最小に保つ
ことができる。
However, when the maximum phase shift Φ R of the ramp waveform is smaller than 2π, a difference appears between the interference light intensities before and after flyback as shown in the period.
When the difference in the interference light intensity appears, the signal is demodulated as an error signal, and strictly speaking, the expression (5) does not hold, that is, the scale factor of the FOG input / output deteriorates. The same applies to a period in which the maximum phase shift Φ R of the ramp waveform is greater than 2π. Therefore, if the difference in the intensity of the interference light shown in (1) and (2) is detected and controlled so that the maximum phase shift Φ R of the ramp waveform is always 2π, the expression (5) is guaranteed and the scale factor error can be kept to a minimum. .

【0009】図3に示した2mπ制御回路31は、以上
の機能を有するもので及びに示した干渉光強度の差
異は、電気信号に変換された後同期検波回路25で復調
され、ここでの誤差信号は、積分器26に入力される。
前記最大位相偏移ΦR は、初期値として2mπ基準値発
生器28より2mπにより近い値になるよう対応するデ
ィジタル量が設定されるが、位相変調器15の電気光学
係数が温度特性を有していることなどの理由により周囲
温度によってランプ波形の最大位相偏移が両光の位相偏
移として理想的な2mπの値からずれてしまう。
The 2mπ control circuit 31 shown in FIG. 3 has the above functions, and the difference of the interference light intensity shown in the above is converted into an electric signal and then demodulated by the synchronous detection circuit 25. The error signal is input to the integrator 26.
A digital value corresponding to the maximum phase shift Φ R is set as a value closer to 2 mπ from the 2mπ reference value generator 28 as an initial value, but the electro-optic coefficient of the phase modulator 15 has a temperature characteristic. For this reason, the maximum phase shift of the lamp waveform deviates from the ideal value of 2mπ as the phase shift of both lights due to the ambient temperature.

【0010】そこで積分器26からの制御信号を2mπ
基準値発生器28からの基準値に加算し、D/A変換器
29でD/A変換後、このD/A変換出力でフィードバ
ック信号のディジタル量をアナログ量に変換するD/A
変換器23の利得を2πの値が大きくなった時に下げ2
πの値が小さくなった時に利得を上げるように制御する
ことによりランプ波形の最大位相偏移を常時2mπにな
るよう制御することができる。図3では、D/A変換器
23の利得を制御したがフィードバック信号発生回路2
2で生成するランプ波形の最大位相偏移点を決めるしき
い値の値を積分器29の出力で補償するようにしてもよ
い。 <FOGの最大入力角速度について>階段状フィードバ
ック信号の一段の幅をτとするディジタルフェーズラン
プの最大繰返し周波数fmax は、パルス幅τで制限され
る。よって fmax =1/τ=c/nL ・・・(6) ここでτ=nL/c 入力角速度Ωとフィードバック信号の繰返し周波数fと
の関係は、(5)式に示されるので、(6)式で決まる
最大周波数fmax と最大入力角速度との関係は、 fmax =c/nL=(2R/mnλ)Ωmax ・・・(7) となる。又(7)式により次のことが云える。
Therefore, the control signal from the integrator 26 is set to 2mπ
The D / A converter 29 adds the reference value to the reference value from the reference value generator 28, performs D / A conversion, and converts the digital amount of the feedback signal into an analog amount at the D / A conversion output.
The gain of the converter 23 is lowered when the value of 2π is increased.
By controlling the gain to increase when the value of π decreases, it is possible to control the maximum phase shift of the ramp waveform to always be 2 mπ. In FIG. 3, the gain of the D / A converter 23 is controlled.
The threshold value for determining the maximum phase shift point of the ramp waveform generated in step 2 may be compensated by the output of the integrator 29. <Regarding the Maximum Input Angular Velocity of FOG> The maximum repetition frequency f max of a digital phase ramp whose one step width is τ is limited by the pulse width τ. Therefore, f max = 1 / τ = c / nL (6) Here, τ = nL / c The relationship between the input angular velocity Ω and the repetition frequency f of the feedback signal is expressed by the equation (5). The relationship between the maximum frequency f max and the maximum input angular velocity determined by the equation is as follows: f max = c / nL = (2R / mnλ) Ω max (7) The following can be said from the equation (7).

【0011】 Ωmax =cmλ/L2R ・・・(8) =m・2π/Ks ・・・(8′) 以上より最大入力角速度Ωmax は、ランプ波形の最大位
相偏移2πの倍率m(m=1,2,3…)に比例して拡
大することができる。 <ジャイロ出力パルスについて>(5)式で示したよう
にフィードバック信号としてのランプ波形の繰返し周波
数fを計測すれば入力角速度Ωを知ることができる。
[0011] Ω max = cmλ / L2R ··· ( 8) = m · 2π / K s ··· (8 ') maximum input angular velocity Ω max than or more, the magnification m of the maximum phase shift 2π of the ramp waveform ( m = 1, 2, 3,...). <Regarding the Gyro Output Pulse> The input angular velocity Ω can be known by measuring the repetition frequency f of the ramp waveform as the feedback signal as shown in the equation (5).

【0012】従来は、図7に示すように正のランプ波形
のフライバックにより、正パルス出力端子OUT1に少
なくとも1つのパルスを送出し、負のランプ波形のフラ
イバックで負パルス出力端子OUT2に少なくとも1つ
のパルスを送出する。ここでパルス1個分の角度増分す
なわちパルスウェイトPWは、(5)式より PW=Ω/f=nmλ/2R[ arc−sec /Pulse ] ・・・(9) で表わされる。
Conventionally, as shown in FIG. 7, at least one pulse is sent to a positive pulse output terminal OUT1 by flyback of a positive ramp waveform, and at least one pulse is sent to a negative pulse output terminal OUT2 by flyback of a negative ramp waveform. Send one pulse. Here, the angle increment for one pulse, that is, the pulse weight PW is expressed by the following equation (5) from the equation (5): PW = Ω / f = nmλ / 2R [arc-sec / Pulse] (9)

【0013】[0013]

【発明が解決しようとする課題】以上述べたように従来
のランプ波形をフィードバック信号とするクローズドル
ープ方式光干渉角速度計は、(8)、(9)式より最大
位相偏移2mπの倍率mを増加させて最大入力角速度Ω
max の拡大をはかろうとするとパルスウェイトPWが大
きくなり角度分解能が悪くなる。
As described above, the conventional closed-loop type optical interference gyro using a ramp waveform as a feedback signal has a magnification m of a maximum phase shift of 2 mπ from formulas (8) and (9). Increase the maximum input angular velocity Ω
If an attempt is made to increase max, the pulse weight PW increases and the angular resolution deteriorates.

【0014】又フィードバック信号(ランプ波形)のフ
ライバック時のデータも含めて復調しているため2mπ
からのずれがジャイロ出力に取り込まれスケールファク
タリニアリティが劣化する欠点があった。この発明は、
従来の欠点を除去し、角度分解能を劣化させないで最大
入力角速度Ωmax の拡大をはかることのできる信号処理
技術を提供する。さらに2mπからのずれによる誤差信
号の影響を受けない信号処理技術も併せて提供する。
Since the feedback signal (ramp waveform) is demodulated including flyback data, 2 mπ
Deviation from the gyro output, and the scale factor linearity is degraded. The present invention
Provided is a signal processing technique that eliminates the conventional disadvantage and can increase the maximum input angular velocity Ω max without deteriorating the angular resolution. Further, a signal processing technique which is not affected by an error signal due to a deviation from 2mπ is also provided.

【0015】[0015]

【課題を解決するための手段】(1)請求項1の発明
は、少なくとも一周する光学路と、その光学路に対して
右廻り光及び左廻り光を通す分岐手段と、その光学路を
伝搬してきた左右両廻り光を干渉させる干渉手段と、そ
の干渉手段と上記光学路の一端との間に設けられ、左右
両廻り光間に位相差を与える位相変調器と、上記干渉手
段により得られる干渉光の強度を電気信号として検出す
る受光器と、位相変調器により位相変調された受光器か
らの光電変換信号を復調し角速度情報を検出する同期検
波手段と、その同期検波手段からの出力を積分する積分
器と、その積分器の出力を入力して、ランプ波形状のフ
ィードバック信号を生成するフィードバック信号発生回
路とを具備し、その出力のフィードバック信号を位相変
調器の位相変調信号に加算するか又は位相変調器とは別
に干渉手段と光学路の一端との間に設けた第2位相変調
器に印加し、光学路の左右両廻り光間の位相差が常時零
となるよう制御するクローズドループ方式の光干渉角速
度計に関する。
According to a first aspect of the present invention, there is provided an optical path that makes at least one round, a branching unit that passes right-handed light and left-handed light to the optical path, and propagates through the optical path. Interfering means for interfering the left and right surrounding light, a phase modulator provided between the interfering means and one end of the optical path, and providing a phase difference between the left and right surrounding light, and the interference means. A photodetector for detecting the intensity of the interference light as an electric signal, a synchronous detection means for demodulating a photoelectric conversion signal from the photodetector phase-modulated by the phase modulator and detecting angular velocity information, and an output from the synchronous detection means. An integrator for integrating, and a feedback signal generation circuit for receiving an output of the integrator and generating a feedback signal having a ramp waveform, the output feedback signal being a phase modulation signal of a phase modulator Addition or application to a second phase modulator provided between the interference means and one end of the optical path separately from the phase modulator so that the phase difference between the left and right light around the optical path is always zero. The present invention relates to a closed-loop type optical interference gyro.

【0016】請求項1の発明では、積分器からの信号を
積分し、任意に設定されたしきい値DTHを用いて、フィ
ードバック信号とは別のランプ波形を形成し、その繰返
し周波数をジャイロ出力とするジャイロ出力パルス発生
回路を設ける。 (2)請求項2の発明では、前記(1)において、フィ
ードバック信号のフライバック振幅を2mπ(m=1,
2,3…)に設定する。
According to the first aspect of the present invention, the signal from the integrator is integrated, a ramp waveform different from the feedback signal is formed using an arbitrarily set threshold value D TH , and the repetition frequency of the ramp waveform is determined by the gyro. A gyro output pulse generation circuit for output is provided. (2) In the invention of claim 2, in the above (1), the flyback amplitude of the feedback signal is 2mπ (m = 1,
2, 3 ...).

【0017】(3)請求項3の発明では、前記(1)ま
たは(2)において、フィードバック信号のフライバッ
ク時のデータを、同期検波手段に取り込まないようにす
るブランキング手段を設ける。 (4)請求項4の発明では、フィードバック信号は、階
段状ランプ波形で、1段のパルス幅が光学路の光伝搬時
間τとされる。
(3) In the invention of claim 3, in the above (1) or (2), a blanking means is provided for preventing data at the time of flyback of the feedback signal from being taken into the synchronous detection means. (4) According to the fourth aspect of the present invention, the feedback signal has a stepped ramp waveform, and the pulse width of one stage is the light propagation time τ of the optical path.

【0018】(5)請求項5の発明では、フィードバッ
ク信号は、階段状ランプ波形で、1段のパルス幅TW
W ≦τ/2とされる。 (6)請求項6の発明では、フィードバック信号は、リ
ニアフェーズランプ波形とされる。 (7)請求項7の発明では、ジャイロ出力パルス発生回
路のランプ波形のしきい値DTHは、フィードバック信号
のフライバックの値をDFBとすると、DTH≦D FBとされ
る。
(5) In the invention of claim 5, the feedback
The signal has a stepped ramp waveform and a pulse width T of one stage.WBut
TW≤ τ / 2. (6) According to the invention of claim 6, the feedback signal is
It has a near-phase ramp waveform. (7) According to the seventh aspect of the present invention, the gyro output pulse
Road ramp waveform threshold DTHIs the feedback signal
The flyback value of DFBThen DTH≤D FBAnd
You.

【0019】(8)請求項8の発明では、ジャイロ出力
パルス発生回路は、積分器からの値を累積加算する累積
加算器を有し、その累積加算器のデータ更新用クロック
周波数fc 1 がfc 1 >1/τとされる。 (9)請求項9の発明では、ジャイロ出力パルス発生回
路は、積分器の出力を更に積分する第2の積分器を有
し、その第2の積分器の積分定数が光学路の光伝搬時間
τより小さく設定される。
(8) According to the invention of claim 8, the gyro output pulse generation circuit has a cumulative adder for cumulatively adding the value from the integrator, and the data update clock frequency f c 1 of the cumulative adder is set to the value. It is f c 1> 1 / τ. (9) In the ninth aspect of the present invention, the gyro output pulse generation circuit has a second integrator for further integrating the output of the integrator, and the integration constant of the second integrator is the light propagation time of the optical path. It is set smaller than τ.

【0020】(10)請求項10の発明では、同期検波
手段の出力を積分する積分器が、電気フィルタで構成さ
れる。
(10) According to the tenth aspect of the present invention, the integrator for integrating the output of the synchronous detection means is constituted by an electric filter.

【0021】[0021]

【発明の実施の形態】本発明の実施例を図1に、図3と
対応する部分に同じ符号を付けて示す。図3に示した従
来例との違いは、しきい値発生回路33を追加し、ジャ
イロ出力パルス発生回路32を改良したことにある。こ
こで分り易いように次の具体例を引き合いに出して説明
する。
DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of the present invention is shown in FIG. 1 by attaching the same reference numerals to parts corresponding to FIG. The difference from the conventional example shown in FIG. 3 lies in that the threshold value generating circuit 33 is added and the gyro output pulse generating circuit 32 is improved. Here, for the sake of simplicity, the following specific example will be referred to for explanation.

【0022】 FOG設計値 光ファイバ長L 1km 光ファイバコイル半径R 0.04m 光源波長λ 0.83μm 光ファイバ屈折率n 1.47 計算結果 サニャック係数Ks 2.01 光の伝搬時間τ 4.9μsec 以上より(8)式の最大入力角速度Ωmax 及び(9)式
のパルスウェイトPWの各m値での値は、表1の通りと
なる。
FOG design value Optical fiber length L 1 km Optical fiber coil radius R 0.04 m Light source wavelength λ 0.83 μm Optical fiber refractive index n 1.47 Calculation result Sagnac coefficient K s 2.01 Light propagation time τ 4.9 μsec From the above, Table 1 shows the values of the maximum input angular velocity Ω max in Expression (8) and the pulse weight PW in Expression (9) at each m value.

【0023】[0023]

【表1】 表1に示す通りフィードバック信号の繰返し周波数fを
計測する従来の方法は、mの倍率を増やし最大入力角速
度の拡大をはかろうとすると、パルスウェイトPWが増
加し角度分解能が下がっていたが、本発明の場合、ジャ
イロ出力パルスの発生は、図1の通り別ラインで生成す
る。積分器21の出力は、ジャイロ出力パルス発生回路
32内のランプジェネレータによって累積加算される。
このランプジェネレータの出力がしきい値発生回路33
からのしきい値と等しくなるか又は越えたらしきい値の
分だけ絶対値として減じられランプジェネレータからの
出力がフライバックさせられる。
[Table 1] As shown in Table 1, in the conventional method of measuring the repetition frequency f of the feedback signal, the pulse weight PW increases and the angular resolution decreases when the magnification of m is increased to increase the maximum input angular velocity. In the case of the invention, the gyro output pulse is generated on a separate line as shown in FIG. The output of the integrator 21 is cumulatively added by a ramp generator in the gyro output pulse generation circuit 32.
The output of the ramp generator is used as a threshold generation circuit 33
If the threshold value is equal to or exceeds the threshold value, the absolute value is reduced by the threshold value, and the output from the ramp generator is caused to fly back.

【0024】図2は、階段状ランプ波形の一段の幅をτ
とするフィードバック信号(図2C)と一段の幅をτ/
8とするジャイロ出力パルス発生回路用ランプ波形(図
2D)を示す。フィードバック信号は、8τ目で最大位
相偏移DFBへ達し0までフライバックされている。一方
ジャイロ出力パルス発生回路用ランプ波形は、τ毎にし
きい値DTHへ達し0までフライバックされている。
FIG. 2 shows the width of one step of the stepped ramp waveform as τ.
The feedback signal (FIG. 2C) and the width of one stage are τ /
8 shows a ramp waveform (FIG. 2D) for a gyro output pulse generation circuit of No. 8; The feedback signal reaches the maximum phase shift D FB at the 8τth time and is fly back to 0. On the other hand, the ramp waveform for the gyro output pulse generation circuit reaches the threshold value D TH every τ and is fly back to 0.

【0025】従来の方式だとフィードバック信号がフラ
イバックする毎に1個の正方向パルスが出るところであ
るが、図2に示したケースでは、フィードバック信号が
1回フライバックする間に8個の正方向パルスが発生し
ており角度の分解能が上がったことを示している。な
お、ランプ波形が一つ前のτ時間の時フライバックレベ
ルDFB以内にあり次のτ時間においてDFBを越えたとす
るとランプ波形は、図8の通りとなる。これについて
は、ジャイロ出力パルス発生回路用ランプ波形も同じで
ある。
In the conventional method, one positive-direction pulse is generated every time the feedback signal flies back, but in the case shown in FIG. 2, eight positive-direction pulses are generated during the feedback signal flies once. This indicates that the direction pulse has been generated and the angular resolution has been increased. Note that if the ramp waveform is within the flyback level DFB at the time τ immediately before and exceeds DFB at the next time τ, the ramp waveform is as shown in FIG. The same applies to the ramp waveform for the gyro output pulse generation circuit.

【0026】図2に示したジャイロ出力パルス発生回路
用ランプ波形生成のためのクロックCLK8は、角度分
解能向上のためfCLK8=8/τに設定されている。今フ
ィードバック信号の最大位相偏移値DFBを、mの倍率と
して4倍の8π(rad)とすると現在入力されている
角速度は、(5)式より展開して約89°/sとなる。
The clock CLK8 for generating the ramp waveform for the gyro output pulse generation circuit shown in FIG. 2 is set to f CLK8 = 8 / τ in order to improve the angular resolution. Assuming that the maximum phase shift value D FB of the feedback signal is 4 × 8π (rad) as a magnification of m, the currently input angular velocity is about 89 ° / s, which is developed from equation (5).

【0027】以下に入力角速度Ω=89°/sの時のフ
ィードバック信号の繰返し周波数、ジャイロ出力パルス
発生回路からの出力パルス周波数を示す。
The repetition frequency of the feedback signal and the output pulse frequency from the gyro output pulse generation circuit when the input angular velocity Ω = 89 ° / s are shown below.

【0028】[0028]

【表2】 上表から解かる通りフィードバック信号は、同じ入力角
速度印加でもmが増えれば繰返し周波数がmに反比例し
パルスウェイトは比例する。一方ジャイロ出力パルス
は、mの値に関係なく一定周波数で一定のパルスウェイ
トを示す。又図2及び上表からも解かる通りジャイロ出
力パルス発生器31のクロック周波数fCL K8を増やして
やれば角度分解能が上がり又図2では、しきい値DTH
フィードバック信号の最大位相偏移値DFBと同じ値に設
定したが、DTHを下げれば、ジャイロ出力パルスの角度
分解能は、さらに上がる。DTHを現在値の1/2にすれ
ばパルス周波数は2倍の408160Hzとなりパルス
ウェイトは、1/2の0.785arc−sec/pu
lseになり角度分解能として2倍向上する。この場合
最大入力角速度は、m=4の最大入力角速度717°/
sの半分になるが、m=1のケースから最大入力角速度
の拡大をはかりかつ角度分解能を上げる上では、有効と
なる。以上に述べた以外にも最大入力角速度とパルスウ
ェイトの組合せは、用途によってさまざまなケースが選
択できる。
[Table 2] As can be seen from the above table, the repetition frequency of the feedback signal is inversely proportional to m and the pulse weight is proportional to m if m increases even when the same input angular velocity is applied. On the other hand, the gyro output pulse shows a constant pulse weight at a constant frequency regardless of the value of m. As can be seen from FIG. 2 and the above table, increasing the clock frequency f CL K8 of the gyro output pulse generator 31 increases the angular resolution. In FIG. 2, the threshold D TH is set to the maximum phase shift of the feedback signal. was set to the same value D FB, by lowering the D TH, the angular resolution of the gyro output pulses further increases. If D TH is set to の of the current value, the pulse frequency doubles to 408160 Hz, and the pulse weight becomes 0.70.785 arc-sec / pu.
lse, which is twice as high as the angular resolution. In this case, the maximum input angular velocity is 717 ° / max.
This is half of s, but is effective in increasing the maximum input angular velocity and increasing the angular resolution from the case of m = 1. Various cases other than those described above can be selected for the combination of the maximum input angular velocity and the pulse weight depending on the application.

【0029】図1に示した2mπ制御は、図3に示した
従来方式と同様にフィードバック信号Vf のフライバッ
ク時の情報によってフィードバック信号の最大位相偏移
を両光の位相偏移として2mπに制御することで達成で
きる。又別の方法としては、フィードバック信号のフラ
イバック情報を使用せず、定期的にフィードバック信号
にmπ(rad)に相当する信号を加算し、両光間の位
相差として2mπを発生させ、この位相差の2mπから
の誤差を干渉光強度出力として検出し、その信号を2m
π制御の誤差信号として使用することも可能である。こ
の方法は、入力角速度に関係なく2mπの制御が出来る
ので、前者のように入力角速度が微小時に2mπの更新
レートが少なくなり不確実になることがなくなる。
In the 2mπ control shown in FIG. 1, the maximum phase shift of the feedback signal is set to 2mπ as the phase shift of both lights by the information at the time of flyback of the feedback signal Vf , similarly to the conventional method shown in FIG. It can be achieved by controlling. As another method, a signal corresponding to mπ (rad) is periodically added to the feedback signal without using flyback information of the feedback signal, and 2mπ is generated as a phase difference between the two lights. An error from the phase difference of 2mπ is detected as an interference light intensity output, and the signal is detected as 2mπ.
It can be used as an error signal for π control. In this method, the control of 2mπ can be performed irrespective of the input angular velocity, so that the update rate of 2mπ is reduced when the input angular velocity is very small as in the former case, so that there is no uncertainty.

【0030】従来、フィードバック信号のフライバック
時も含め信号を復調していたのでフライバック時の2m
πからのずれによる誤差がジャイロデータに含まれてス
ケールファクタリニアリティ劣化の原因となっていた。
そこでフライバック時のデータを少なくともブランキン
グしてその誤差を取り込まないようにする。しかしこの
場合、最大入力角速度を低減させる原因になる。通常同
期検波回路は、τのパルス幅を持つ矩形波位相変調の一
周期分(2τ)で角速度情報検出の最小単位となる。し
たがって前述のフライバック1回のブランキングは、2
τ分のデータを失なうことになる。又FOGクローズド
ループ動作のために角速度情報として2τ分のデータが
必要となる。よって最大入力角速度は、ブランキングす
る前の最大入力角速度の1/4となる。
Conventionally, the signal was demodulated including the flyback of the feedback signal.
The error due to the deviation from π was included in the gyro data, causing the scale factor linearity to deteriorate.
Therefore, at least the data at the time of flyback is blanked so as not to capture the error. However, in this case, it causes a reduction in the maximum input angular velocity. Normally, the synchronous detection circuit is the minimum unit for detecting angular velocity information in one cycle (2τ) of a rectangular phase modulation having a pulse width of τ. Therefore, the blanking of one flyback is 2
You will lose τ minutes of data. Further, data for 2τ is required as angular velocity information for the FOG closed loop operation. Therefore, the maximum input angular velocity is 1 / of the maximum input angular velocity before blanking.

【0031】以上のようにブランキングによって最大入
力角速度が減少するか、本発明との併用で例えばmの倍
率を4にした場合、スケールファクタリニアリティの性
能向上をはかりつつm=1における最大入力角速度を保
つことができる。又併せて角度分解能の向上がはかれ
る。(従来のFOGの場合、m=1における最大入力角
速度は、ブランキングがない時と比べ1/4となる) 以上までは、フィードバック信号として1段の階段の幅
をτとした場合について述べた来たが1段の階段の幅T
W がTW ≦τ/2の階段状ランプ波形及びリニアランプ
波形についても同様のことが言える。
As described above, when the maximum input angular velocity is reduced by blanking, or when the magnification of m is set to 4 in combination with the present invention, the maximum input angular velocity at m = 1 is obtained while improving the performance of the scale factor linearity. Can be kept. At the same time, the angular resolution is improved. (In the case of the conventional FOG, the maximum input angular velocity at m = 1 is 1/4 of that when there is no blanking.) Up to the above, the case where the width of one step is set to τ as the feedback signal has been described. Came, but the width T of one staircase
The same can be said for a stepped ramp waveform and a linear ramp waveform in which W is T W ≦ τ / 2.

【0032】ジャイロ出力パルス発生回路用信号は、階
段状ランプ波形について述べたがリニアランプ波形につ
いても同様に達成できる。
The signal for the gyro output pulse generation circuit has been described with reference to the stepped ramp waveform, but the same can be achieved with the linear ramp waveform.

【0033】[0033]

【発明の効果】この発明ではフィードバック信号用のラ
ンプ波形とジャイロ出力パルス生成用のランプ波形を別
々に構成し、フィードバック信号用のランプ波形は、フ
ィードバック信号のみに使用し、最大位相偏移のm倍率
を増加させ最大入力角速度の拡大をはかっている。一方
ジャイロ出力パルス生成用のランプ波形は、累積加算器
のクロック周波数fc 1をfc 1>1/τとしたり又最
大位相偏移もフィードバック信号の最大位相偏移と無関
係に設定できるのでフィードバック信号のm倍率を増加
させ最大入力角速度の拡大をはかってもジャイロ出力パ
ルスの角度分解能を劣化させることがない。
According to the present invention, the ramp waveform for the feedback signal and the ramp waveform for generating the gyro output pulse are separately formed, and the ramp waveform for the feedback signal is used only for the feedback signal, and the maximum phase shift m The magnification is increased to increase the maximum input angular velocity. Whereas the ramp waveform for the gyro output pulse generation, since the clock frequency f c 1 in the accumulator can peak phase deviation and independent set of f c 1> 1 / τ and or The maximum phase shift is also a feedback signal fed back Increasing the m-magnification of the signal to increase the maximum input angular velocity does not degrade the angular resolution of the gyro output pulse.

【0034】又フィードバック信号のフライバック時、
その時点でのデータをブランキングしたのでフィードバ
ック信号の最大位相偏移の2mπからのずれによる誤差
信号をジャイロデータとして取り込むことがないのでジ
ャイロスケールファクタリニアリティの劣化を抑えるこ
とができる。
At the time of flyback of the feedback signal,
Since the data at that time is blanked, an error signal due to the deviation of the maximum phase shift of the feedback signal from 2 mπ is not taken in as gyro data, so that deterioration of gyro scale factor linearity can be suppressed.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図1】この発明の実施例を示すブロック図。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention.

【図2】図1の要部の波形図。FIG. 2 is a waveform diagram of a main part of FIG.

【図3】従来のFOGのブロック図。FIG. 3 is a block diagram of a conventional FOG.

【図4】図3の両廻り光の位相差Δφと干渉光強度の関
係を説明するための図。
FIG. 4 is a diagram for explaining the relationship between the phase difference Δφ between the two-way light and the interference light intensity in FIG. 3;

【図5】AはFOGの位相変調信号による位相偏移、B
はフィードバック信号による両廻り光の位相偏移、Cは
両廻り光間の位相差。
5A is a phase shift due to a phase modulation signal of FOG, and FIG.
Is the phase shift of the two-way light due to the feedback signal, and C is the phase difference between the two-way light.

【図6】FOGの最大位相偏移の2πからのずれと干渉
光強度との関係を示す図。
FIG. 6 is a diagram showing the relationship between the deviation of the maximum phase shift of FOG from 2π and the intensity of interference light.

【図7】図3のフィードバック信号とジャイロ出力パル
スの波形図。
FIG. 7 is a waveform diagram of a feedback signal and a gyro output pulse in FIG. 3;

【図8】図3のフィードバック信号発生回路22におけ
るランプ信号波形の一例を示す図。
FIG. 8 is a diagram showing an example of a ramp signal waveform in the feedback signal generation circuit 22 of FIG. 3;

Claims (10)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項1】 少なくとも一周する光学路と、その光学
路に対して右廻り光及び左廻り光を通す分岐手段と、そ
の光学路を伝搬してきた左右両廻り光を干渉させる干渉
手段と、その干渉手段と上記光学路の一端との間に設け
られ左右両廻り光間に位相差を与える位相変調器と、上
記干渉手段により得られる干渉光の強度を電気信号とし
て検出する受光器と、前記位相変調器により位相変調さ
れた前記受光器からの光電変換信号を復調し角速度情報
を検出する同期検波手段と、その同期検波手段からの出
力を積分する積分器と、その積分器の出力を入力して、
ランプ波形状のフィードバック信号を生成するフィード
バック信号発生回路とを具備し、その出力のフィードバ
ック信号を前記位相変調器の位相変調信号に加算するか
又は前記位相変調器とは別に前記干渉手段と前記光学路
の一端との間に設けた第2位相変調器に印加し、前記光
学路の左右両廻り光間の位相差が常時零となるよう制御
するクローズドループ方式の光干渉角速度計において、 前記積分器からの信号を積分し、任意に設定されたしき
い値DTHを用いて、 前記フィードバック信号とは別のランプ波形を形成し、
その繰返し周波数をジャイロ出力とするジャイロ出力パ
ルス発生回路を設けたことを特徴とする光干渉角速度
計。
1. An optical path that makes at least one round, a branching unit that passes right-handed light and left-handed light with respect to the optical path, an interference unit that interferes both left and right light propagating through the optical path, and A phase modulator provided between the interfering means and one end of the optical path and providing a phase difference between the left and right surrounding light, a photodetector for detecting the intensity of the interfering light obtained by the interfering means as an electric signal, Synchronous detection means for demodulating the photoelectric conversion signal from the photodetector phase-modulated by the phase modulator and detecting angular velocity information, an integrator for integrating the output from the synchronous detection means, and inputting the output of the integrator do it,
A feedback signal generation circuit for generating a ramp-shaped feedback signal, and adding the output feedback signal to the phase modulation signal of the phase modulator, or separately from the phase modulator, the interference unit and the optical device. A closed-loop optical interference gyro which applies a voltage to a second phase modulator provided between one end of the optical path and the optical path so that the phase difference between the left and right circling lights is always zero. Integrating the signal from the feedback signal and forming a ramp waveform different from the feedback signal using an arbitrarily set threshold value D TH ,
An optical interference gyro, comprising a gyro output pulse generating circuit for making the repetition frequency a gyro output.
【請求項2】 前記フィードバック信号のフライバック
振幅を2mπ(m=1,2,3…)に設定することを特
徴とする請求項1記載の光干渉角速度計。
2. The optical interference gyro according to claim 1, wherein a flyback amplitude of the feedback signal is set to 2mπ (m = 1, 2, 3,...).
【請求項3】 前記フィードバック信号のフライバック
時のデータを、前記同期検波手段に取り込まないように
するブランキング手段を設けたことを特徴とする請求項
1または2記載の光干渉角速度計。
3. An optical interference gyro according to claim 1, further comprising blanking means for preventing data of said feedback signal at the time of flyback from being taken into said synchronous detection means.
【請求項4】 前記フィードバック信号は、階段状ラン
プ波形で、1段のパルス幅が前記光学路を伝搬する光の
伝搬に要する時間τである請求項1乃至3のいずれかに
記載の光干渉角速度計。
4. The optical interference according to claim 1, wherein the feedback signal has a stepped ramp waveform, and a pulse width of one stage is a time τ required for propagation of light propagating through the optical path. Angular meter.
【請求項5】 前記フィードバック信号は、階段状ラン
プ波形で、1段のパルス幅TW がTW ≦τ/2である請
求項1乃至3のいずれかに記載の光干渉角速度計。
5. The optical interference gyro according to claim 1, wherein the feedback signal has a stepped ramp waveform, and the pulse width T W of one stage satisfies T W ≦ τ / 2.
【請求項6】 前記フィードバック信号は、リニアフェ
ーズランプ波形である請求項1乃至3のいずれかに記載
の光干渉角速度計。
6. The optical interference gyro according to claim 1, wherein the feedback signal is a linear phase ramp waveform.
【請求項7】 前記ジャイロ出力パルス発生回路のラン
プ波形の前記しきい値DTHは、前記フィードバック信号
のフライバックの値をDFBとすると、DTH≦DFBである
請求項1乃至3のいずれかに記載の光干渉角速度計。
The threshold D TH of 7. ramp waveform of the gyro output pulse generating circuit, the value of the flyback of the feedback signal when the D FB, of claims 1 to 3 is a D TH ≦ D FB An optical interference gyro according to any one of the above.
【請求項8】 前記ジャイロ出力パルス発生回路は、前
記積分器からの値を累積加算する累積加算器を有し、そ
の累積加算器のデータ更新用クロック周波数fc 1がf
c 1>1/τである請求項1乃至3のいずれかに記載の
光干渉角速度計。
8. The gyro output pulse generating circuit has a cumulative adder for cumulatively adding values from the integrator, and the data updating clock frequency f c 1 of the cumulative adder is f.
The optical interference gyro according to any one of claims 1 to 3, wherein c1 > 1 / τ.
【請求項9】 前記ジャイロ出力パルス発生回路は、前
記積分器の出力を更に積分する第2の積分器を有し、そ
の第2の積分器の積分定数が前記光学路の光伝搬時間τ
より小さい請求項1乃至3のいずれかに記載の光干渉角
速度計。
9. The gyro output pulse generation circuit has a second integrator for further integrating the output of the integrator, and the integration constant of the second integrator has a light propagation time τ in the optical path.
The optical interference gyro according to any one of claims 1 to 3, which is smaller.
【請求項10】 前記同期検波手段の出力を積分する積
分器が、電気フィルタである請求項1乃至3のいずれか
に記載の光干渉角速度計。
10. The optical interference gyro according to claim 1, wherein the integrator integrating the output of the synchronous detection means is an electric filter.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009501337A (en) * 2005-07-15 2009-01-15 ワトソン インダストリーズ,インコーポレイティド AGC circuit for reducing high frequency in drive signal

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