JPH11215038A - Adaptive equalizer - Google Patents
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- JPH11215038A JPH11215038A JP10015191A JP1519198A JPH11215038A JP H11215038 A JPH11215038 A JP H11215038A JP 10015191 A JP10015191 A JP 10015191A JP 1519198 A JP1519198 A JP 1519198A JP H11215038 A JPH11215038 A JP H11215038A
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】この発明は例えば、移動通信
の受信機に用いられる適応等化器に関し、特に、ビット
レートがメガビットオーダーのような高速伝送において
も、適応等化を効率的に行うことを可能としようとする
ものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an adaptive equalizer for use in, for example, a mobile communication receiver, and more particularly, to efficient adaptive equalization even in high-speed transmission with a bit rate on the order of megabits. To make it possible.
【0002】[0002]
【従来の技術】移動通信の特徴は、無線伝搬環境がマル
チパス伝搬路となることである。いま上り(移動局送
信、基地局受信)通信路を考えると、移動局の周辺で散
乱、回折、反射の影響を受けた送信素波の束は、直接、
又はさらに遠方での反射を経た後に、基地局に到来す
る。従って、基地局では送信信号が異なる到来角を持つ
複数の成分にわかれて受信されることになる。これら、
各受信波のパス(伝搬経路)に対応する受信波の成分は
上記の送信素波の束で構成されており、この束を作るプ
ロセス(散乱、回折、反射、等)は各パスで異なるか
ら、それぞれのパスは独立なフェージングを受けている
ことになる。2. Description of the Related Art A feature of mobile communication is that a radio propagation environment is a multipath propagation path. Considering the upstream (mobile station transmission, base station reception) communication channel, the bundle of transmission element waves affected by scattering, diffraction, and reflection around the mobile station is directly
Or, after a further distant reflection, it arrives at the base station. Therefore, the base station receives the transmission signal divided into a plurality of components having different arrival angles. these,
The component of the received wave corresponding to the path (propagation path) of each received wave is composed of the bundle of the above-mentioned transmission elementary waves, and the process (scattering, diffraction, reflection, etc.) for creating this bundle is different for each path. Each path is subject to independent fading.
【0003】さて、このような移動通信環境において通
信を行う場合、信号の帯域幅によって異なる現象が受信
信号に現われる。送信信号のビットレートが低く、その
帯域幅がチャネルのコヒーレンス帯域幅(選択性フェー
ジングの隣接ピーク間の幅)よりも十分小さい場合、上
述の各パスを介して受信される信号の伝搬遅延時間差は
信号のシンボル時間長(通常、シンボルレートの逆数に
等しい)に比べて十分小さい。この場合、受信側では各
パスで同一の情報シンボルが受信され、受信信号には符
号間干渉による波形歪は発生しない。[0003] When communication is performed in such a mobile communication environment, different phenomena appear in the received signal depending on the signal bandwidth. If the bit rate of the transmitted signal is low and its bandwidth is much smaller than the coherence bandwidth of the channel (the width between adjacent peaks of selective fading), the propagation delay difference of the signal received via each of the above paths is It is sufficiently smaller than the symbol time length of the signal (usually equal to the reciprocal of the symbol rate). In this case, on the receiving side, the same information symbol is received on each path, and no waveform distortion occurs in the received signal due to intersymbol interference.
【0004】送信信号のビットレートがしだいに高くな
り信号の帯域幅がチャネルのコヒーレンス帯域幅にほぼ
等しい程度になると、各パスで異なる情報シンボルが受
信される。この場合、受信信号には前後数シンボルの符
号間干渉による波形歪が発生する。上述のように、各パ
スはそれぞれ独立なフェージングを受けているから、こ
の前後数シンボルの符号間干渉は時間とともに変化する
時変的符号間干渉となる。従って、このような符号間干
渉を除去するための等化器には、チャネルのインパルス
レスポンス(各パスの複素振幅をその到来時間に並べた
ものに等しい)を推定して送信系列を推定する機能が必
要となる。送信系列の推定には最尤系列推定(MLS
E:Maximum Likelihood Sequence Estimation)理論に
基づくアルゴリズムが応用できる。符号間干渉が前後数
シンボルであれば、このチャネル推定とMLSEのジョ
イント(組合せ)信号処理は現実的な処理量で実現でき
る。詳細は、例えば文献:府川、鈴木,『逐次最小二乗
形最尤系列推定(RLS−MLSE)−最尤推定理論の
移動無線への応用−』,信学論(B−II),J76−B
−II,No.4,pp. 202−214,Apr.199
3に述べられている。As the bit rate of the transmitted signal becomes progressively higher and the bandwidth of the signal becomes approximately equal to the coherence bandwidth of the channel, different information symbols are received on each path. In this case, waveform distortion occurs in the received signal due to intersymbol interference of several symbols before and after. As described above, since each path is subjected to independent fading, the intersymbol interference of several symbols before and after this becomes time-varying intersymbol interference that changes with time. Therefore, the equalizer for removing such intersymbol interference has a function of estimating the impulse response of a channel (equal to the complex amplitude of each path arranged at its arrival time) and estimating a transmission sequence. Is required. Maximum likelihood sequence estimation (MLS
E: An algorithm based on the Maximum Likelihood Sequence Estimation theory can be applied. If the intersymbol interference is several symbols before and after, the joint (combination) signal processing of this channel estimation and MLSE can be realized with a realistic processing amount. For details, see, for example, literatures: Fukawa, Suzuki, "Sequential Least Square Form Maximum Likelihood Sequence Estimation (RLS-MLSE)-Application of Maximum Likelihood Estimation Theory to Mobile Radio-", IEICE (B-II), J76-B
-II, No. 4, pp. 202-214, Apr. 199
3
【0005】送信信号のビットレートがさらに高くなる
と、受信信号はさらに多くのシンボルの時変符号間干渉
を受けるようになる。理論的にはこの符号間干渉の等化
に、上述のチャネル推定とMLSEのジョイント信号処
理が適用可能である。しかし、MLSEで用いるビタビ
アルゴリズムの状態数は符号間干渉の長さ(チャネルの
記憶の長さに等しい)に対して指数関数的に増大する。
例えば変調方式としてバイナリ位相変調(BPSK)を
用いる場合、チャネルに11シンボルの記憶があると
(12パス伝搬路に対応する)状態数は2048となっ
てしまい、これは現実的な処理量を超えてしまう。[0005] As the bit rate of the transmitted signal is further increased, the received signal is subject to time-varying intersymbol interference of more symbols. Theoretically, the above-described channel estimation and MLSE joint signal processing can be applied to the equalization of the intersymbol interference. However, the number of states of the Viterbi algorithm used in MLSE increases exponentially with the length of intersymbol interference (equal to the length of storage of the channel).
For example, when binary phase modulation (BPSK) is used as the modulation method, the number of states (corresponding to the 12-path propagation path) becomes 2048 when 11 symbols are stored in the channel, which exceeds the actual processing amount. Would.
【0006】上記の考察からわかるように、メガビット
オーダーの高速伝送における適応等化器を構成するうえ
での技術的課題は、系列推定とその系列に対応したチャ
ネル推定にあるといえる。これらの問題のうち、系列推
定の困難さを回避するための手段として、上記の最尤系
列推定MLSEの代わりに逐次系列推定を用いる適応等
化器が文献:松本『高速移動通信における逐次復号等
化』1997年電子情報通信学会ソサイエティ大会B−
5−149に提案されている。As can be seen from the above considerations, it can be said that the technical problems in configuring an adaptive equalizer for high-speed transmission on the order of megabits are sequence estimation and channel estimation corresponding to the sequence. Among these problems, as a means for avoiding the difficulty of sequence estimation, an adaptive equalizer using sequential sequence estimation instead of the above-described maximum likelihood sequence estimation MLSE is described in Matsumoto, “Sequential decoding in high-speed mobile communication. ”1997 IEICE Society Conference B-
5-149 has been proposed.
【0007】逐次系列推定は本来、長い記憶長を持つ畳
み込み符号の復号アルゴリズムとして開発された方法
で、深宇宙通信への応用と目的に記憶長が40〜60の
符号を対象として研究されてきた経緯がある。符号間干
渉が発生するプロセスは複素数体上での畳み込み演算に
他ならないから、逐次系列推定が適応等化に親和性があ
ることはあきらかである。上記の文献では、BPSKを
対象に12パス伝搬路において逐次系列推定を行い、そ
の結果、現実的な処理量で良好な特性が得られることが
示されている。[0007] Sequential sequence estimation is a method originally developed as a decoding algorithm for convolutional codes having a long storage length, and has been studied for codes having a storage length of 40 to 60 for application and purpose to deep space communication. There is history. Since the process in which intersymbol interference occurs is nothing less than convolution operation on a complex number field, it is apparent that sequential sequence estimation has an affinity for adaptive equalization. The above literature indicates that successive sequences are estimated for BPSK in a 12-path channel, and as a result, good characteristics can be obtained with a realistic processing amount.
【0008】[0008]
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記の文献で
はチャネルの変動はビットレートと比較して十分緩慢で
あると仮定して、チャネル推定はフレームの先頭部のみ
で行い(通常、フレームの先頭部には送信側と受信側で
既知パターンであるユニークワードが送信され、受信側
ではこの既知パターンを用いることで初期チャネル推定
を行う)、他の部分に対してはこの先頭部で推定した値
を継続して用いる、という近似を行っている。たしか
に、高速伝送ではシンボル長で規格化したフェージング
の変動速度は、低速伝送の場合と比較して低くなるが、
変動が全く無視できるという仮定は現実的でない。従っ
て、上記の逐次系列推定とチャネル推定を同時に行い、
逐次系列推定の結果得られる系列候補に対してチャネル
推定アルゴリズムを更新することが必要になる。しか
し、現在のところ、そのようなアルゴリズムは知られて
いない。However, in the above document, the channel estimation is performed only at the beginning of the frame, assuming that the fluctuation of the channel is sufficiently slow as compared with the bit rate (usually, the beginning of the frame). A unique word, which is a known pattern, is transmitted to the part on the transmitting side and the receiving side, and the receiving side performs initial channel estimation by using the known pattern. Is continuously used. Indeed, in high-speed transmission, the fluctuation speed of fading normalized by the symbol length is lower than in low-speed transmission,
The assumption that fluctuations are completely negligible is not realistic. Therefore, the above-described sequential sequence estimation and channel estimation are performed simultaneously,
It is necessary to update the channel estimation algorithm for the sequence candidates obtained as a result of the sequential sequence estimation. However, at present, no such algorithm is known.
【0009】[0009]
【課題を解決するための手段】この発明によれば受信信
号サンプル値系列より、チャネルのインパルス応答が推
定され、そのインパルス応答推定値と受信信号サンプル
値系列とから、逐次系列推定手段における尤度が求めら
れ、その尤度を用いた比較により逐次的に系列推定が行
われ、逐次系列推定手段が候補として選択した各ノード
におけるそのインパルス応答推定の計算に用いるパラメ
ータ値が記憶手段に記憶され、逐次系列推定の候補が更
新されるごとにその候補系列に対するチャネルインパル
ス応答推定値が更新される。According to the present invention, an impulse response of a channel is estimated from a received signal sample value sequence, and the likelihood in the sequential sequence estimating means is calculated from the impulse response estimated value and the received signal sample value sequence. Is calculated, sequence estimation is sequentially performed by comparison using the likelihood, and the parameter value used for calculating the impulse response estimation at each node selected by the sequential sequence estimation unit as a candidate is stored in the storage unit. Each time a candidate for successive sequence estimation is updated, the channel impulse response estimation value for the candidate sequence is updated.
【0010】このようにこの発明では、逐次系列推定と
チャネル推定を同時に行い、逐次系列推定の結果得られ
る系列候補に対してチャネル推定アルゴリズムを用いて
インパルス応答推定に用いるパラメータ値を更新するこ
とで、フェージングによりチャネルが変動しても良好な
等化特性が得られる。As described above, according to the present invention, the sequential sequence estimation and the channel estimation are performed simultaneously, and the parameter values used for the impulse response estimation are updated for the sequence candidates obtained as a result of the sequential sequence estimation using the channel estimation algorithm. Good equalization characteristics can be obtained even if the channel fluctuates due to fading.
【0011】[0011]
【発明の実施の形態】図1Aにこの発明の機能構成例を
示す。その処理の流れを図2に示す。アンテナ11,1
2には、それぞれ独立なフェージングを受けた信号が受
信され、これらは受信部13,14でそれぞれ受信信号
サンプル値系列とされてチャネル識別部15とファノメ
トリック計算部(尤度計算部)16へ供給される。フレ
ームの前部に位置するユニークワードが受信されるとチ
ャネル識別部15内のインパルス応答推定部17のRL
S(Recursive Least Square)アルゴリズム部18を用
いてチャネルインパルス応答の推定が行われ(S1)、
その後、フレームの後部に位置する情報シンボル部にお
いては逐次系列推定部21で逐次系列推定が行われる
(S2)。系列評価部23において、記憶部22より渡
される逐次系列推定におけるパス番号と尤度の値から、
最も確からしいパスが選択され、その選択されたパス番
号がファノメトリック計算部16に渡される(S3)。FIG. 1A shows an example of a functional configuration of the present invention. FIG. 2 shows the flow of the processing. Antenna 11, 1
2 receives signals that have undergone independent fading, and these are respectively converted into reception signal sample value sequences by reception units 13 and 14, and are sent to a channel identification unit 15 and a fanometric calculation unit (likelihood calculation unit) 16. Supplied. When the unique word located at the front of the frame is received, the RL of the impulse response estimation unit 17 in the channel identification unit 15
The channel impulse response is estimated using an S (Recursive Least Square) algorithm unit 18 (S1),
Then, in the information symbol part located at the rear part of the frame, the sequential sequence estimation unit 21 performs the sequential sequence estimation (S2). In the sequence evaluation unit 23, from the path number and the likelihood value in the sequential sequence estimation passed from the storage unit 22,
The most probable path is selected, and the selected path number is passed to the fanometric calculation unit 16 (S3).
【0012】ファノメトリック計算部16では渡された
パスを1ブランチ延長したパスの尤度の計算を行い、そ
の演算結果を記憶部22に渡す(S4)。この尤度の計
算には記憶部22に記憶されているチャネルインパルス
応答の値を用いる。ファノメトリック計算部16におけ
る尤度の計算の後に、チャネル識別部15において、記
憶部22に記憶されているチャネルインパルス応答推定
のためのパラメータ値を用いて、チャネルインパルス応
答推定アルゴリズム、この例ではLMSアルゴリズム部
19によりそのインパルス応答推定パラメータ値の更新
を行い記憶部22に渡す(S5)。The fanometric calculation unit 16 calculates the likelihood of a path obtained by extending the passed path by one branch, and transfers the calculation result to the storage unit 22 (S4). The value of the channel impulse response stored in the storage unit 22 is used for the calculation of the likelihood. After the calculation of the likelihood by the fanometric calculation unit 16, the channel identification unit 15 uses the parameter value for channel impulse response estimation stored in the storage unit 22 by using the channel impulse response estimation algorithm, LMS in this example. The algorithm section 19 updates the impulse response estimation parameter value and passes it to the storage section 22 (S5).
【0013】以上述べたようにこの発明では、逐次系列
推定により候補として残された各ノードにおいて、その
ノードにつながる次のノードにおけるチャネルインパル
ス応答推定の計算に用いるパラメータ値を記憶する。こ
の処理、また各パスの尤度計算処理の具体的例として図
1Bに示す樹形図を用いて説明する。図1Bにおいて逐
次系列推定におけるノード、、、、…はノード
を根として各ノードごとにパスが二つに分かれ、図1
Bでは6つのパス(番号)A、B、C、D、E、Fが決
定された状態を示している。パスAはノード、、
を通るパスであり、パスBはノード、、、を通
る。As described above, in the present invention, at each node left as a candidate by the sequential sequence estimation, the parameter value used for calculating the channel impulse response estimation at the next node connected to the node is stored. This process and a specific example of the likelihood calculation process of each path will be described with reference to a tree diagram shown in FIG. 1B. In FIG. 1B, nodes in the sequential sequence estimation are divided into two paths for each node with the node as a root.
B shows a state in which six paths (numbers) A, B, C, D, E, and F have been determined. Path A is a node,
, And path B passes through the nodes,.
【0014】逐次系列推定の処理が進められ、図1Bに
示すように4つのパスA、B、C、Dで表される樹形図
が得られたとする。ここでパスA、B、C、Dの尤度
(長さの異なるパスの尤度の比較を行うためにこの例で
は前述したようにファノメトリックを用いる。文献:
F.Xiong ,“Sequential Sequence Estimation for C
hannels with Intersymbol Interference of Finite or
Infinite Length”,IEEE Trans. Commun.,vol.
COM−38,No.6,pp.795−804,199
0を参照)の比較と系列評価部23において行い、最も
確からしいパスとして、例えばBが選択されたとする。
その場合、ファノメトリック計算部16は記憶部22か
らのパスBにおけるチャネルインパルス応答推定値とパ
スEに対応する受信信号サンプル値を用いてファノメト
リックを計算し、そのファノメトリック値をパスBの尤
度に加算してパスEにおける尤度を保ってパスEの尤度
を記憶部22に記憶する。その後にインパルス応答推定
部17は記憶部22内のパスBにおいて記憶されている
チャネルインパルス応答推定のためのパラメータ値と、
パスEに対応する受信信号サンプル値を用いてチャネル
推定アルゴリズム(LMSアルゴリズム)によりチャネ
ルインパルス応答推定用パラメータ値を求め、その値を
記憶部22内のパスEにおけるチャネルインパルス応答
推定のためのパラメータ値として記憶する。It is assumed that the processing of the sequential sequence estimation is advanced and a tree diagram represented by four paths A, B, C, and D is obtained as shown in FIG. 1B. Here, the likelihoods of the paths A, B, C, and D (to compare the likelihoods of paths having different lengths, in this example, the fanometric is used as described above.
F. Xiong, “Sequential Sequence Estimation for C
hannels with Intersymbol Interference of Finite or
Infinite Length ", IEEE Trans. Commun., Vol.
COM-38, no. 6, pp. 795-804,199
0) and the sequence evaluation unit 23, and it is assumed that, for example, B is selected as the most likely path.
In that case, the fanometric calculation unit 16 calculates a fanometric value using the channel impulse response estimation value on the path B from the storage unit 22 and the received signal sample value corresponding to the path E, and calculates the fanometric value of the path B likelihood. Then, the likelihood of the path E is stored in the storage unit 22 while the likelihood of the path E is maintained. After that, the impulse response estimating unit 17 calculates a parameter value for channel impulse response estimation stored in the path B in the storage unit 22;
A channel impulse response estimation parameter value is obtained by a channel estimation algorithm (LMS algorithm) using the received signal sample value corresponding to the path E, and the obtained parameter value is used as a parameter value for estimating the channel impulse response in the path E in the storage unit 22. To be stored.
【0015】パスFにおいてもパスEと同様に尤度の計
算を行った後、チャネルインパルス応答推定アルゴリズ
ムを用いて、演算を行ってパスEにおけるチャネルイン
パルス応答推定のためのパラメータ値を記憶部22は記
憶する。パスE,Fにおけるチャネルインパルス応答推
定アルゴリズムのパラメータ値を求めた後は、受信部1
3,14においてパスBにおけるチャネルインパルス応
答推定のためのパラメータ値は用いられないので、記憶
部22から消去する。パスE,Fにおけるチャネルイン
パルス応答推定アルゴリズムのパラメータ値を記憶部2
2に格納後、パスA、C、D、E、Fに対して尤度の比
較が系列評価部23で行われて、上記の処理が繰り返さ
れる。After calculating the likelihood in the path F in the same manner as in the path E, an operation is performed using a channel impulse response estimation algorithm, and the parameter values for estimating the channel impulse response in the path E are stored in the storage unit 22. Memorize. After obtaining the parameter values of the channel impulse response estimation algorithm on the paths E and F, the receiving unit 1
Since the parameter values for estimating the channel impulse response in the path B are not used in 3 and 14, they are deleted from the storage unit 22. The storage unit 2 stores the parameter values of the channel impulse response estimation algorithm in the paths E and F.
After storing in path 2, likelihood comparison is performed on paths A, C, D, E, and F in sequence evaluation section 23, and the above processing is repeated.
【0016】なお最も確からしいパスの長さが送信シン
ボルの数と等しくなった時に、その系列が送られた信号
系列と推定して出力する。チャネルのインパルス応答の
推定は最小二乗法に限らず、他の方法でもよい。また受
信アンテナは1本でも3本以上でもよい。When the most probable path length becomes equal to the number of transmission symbols, the sequence is estimated and output as a transmitted signal sequence. The estimation of the impulse response of the channel is not limited to the least squares method, but may be another method. The number of receiving antennas may be one or three or more.
【0017】[0017]
【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、逐次系列推定とチャネルインパルス応答推定を同時
に行うことができ、フェージングによりチャネルが変動
しても良好な等化特性を得ることができる。一例とし
て、逐次系列推定アルゴリズムにジェリネック・ジガン
ギロアルゴリズム(文献:F.Jelinek ,“Probabilis
ticInformation Theory”,McGraw-Hill ,1968)
を用い、チャネルインパルス推定アルゴリズムにLMS
(Lease Mean Squares)アルゴリズムを用いた場合の、
計算機シミュレーションにより得られた誤り率特性を図
3に示す。図3において縦軸は誤り率であり、横軸はE
b /N0 (E0 は1ビットの受信エネルギ、N 0 は単位
周波数当りの雑音電力)である。変調方式にはBPSK
を用い、情報伝送速度は12Mbps、フェージング変
動の速さを示す最大ドップラー周波数は1000Hzと
した。そして、フレーム構成としては最初の128シン
ボルは既知パターンであるユニークワードとしてチャネ
ルインパルス応答の推定を行い、その後に情報シンボル
として1024シンボルを付加した。伝搬路は等レベル
の7波レイリーフェージング伝搬路として、受信側では
7タップの等化器を用いて逐次系列推定を行い、図2に
示した2ブランチダイバーシチを行う(2ブランチダイ
バーシチを用いる場合の尤度の導出は、文献:E.Kat
z,“Sequential Sequence Estimation for Trellis-Co
ded Modulation on Multipath Fading ISI Channel
s”,IEEE.Commun.,vol. COM-43 ,No.1
2,pp.2882−2885,1995を参照)。As described above, according to the present invention,
For example, simultaneous sequence estimation and channel impulse response estimation
Channel changes due to fading
However, good equalization characteristics can be obtained. As an example
Jerineck Zigan for the sequential sequence estimation algorithm
Guillot algorithm (Literature: F. Jelinek, “Probabilis
ticInformation Theory ”, McGraw-Hill, 1968)
And the LMS in the channel impulse estimation algorithm
(Lease Mean Squares) algorithm,
Figure of error rate characteristics obtained by computer simulation
3 is shown. In FIG. 3, the vertical axis is the error rate, and the horizontal axis is E
b/ N0(E0Is the received energy of one bit, N 0Is the unit
Noise power per frequency). The modulation method is BPSK
The information transmission speed is 12 Mbps, and the fading
The maximum Doppler frequency that indicates the speed of movement is 1000 Hz
did. And the frame structure is the first 128 synths.
Bol is a channel with a unique word that is a known pattern.
Estimate the impulse response, followed by the information symbol
1024 symbols are added. Propagation path is at the same level
As the 7-wave Rayleigh fading propagation path of
Successive sequence estimation is performed using a 7-tap equalizer.
Perform the 2-branch diversity shown (2-branch diversity
Derivation of likelihood in the case of using diversity is described in reference: E.I. Kat
z, “Sequential Sequence Estimation for Trellis-Co
ded Modulation on Multipath Fading ISI Channel
s ", IEEE. Commun., vol. COM-43, No. 1
2, pp. 2882-2885, 1995).
【0018】図3において△のプロット曲線はこの発明
である逐次系列推定とチャネルインパルス応答推定アル
ゴリズムの更新を同時に行う等化器の誤り率特性を示
し、○のプロット曲線は逐次系列推定は行うがチャネル
インパルス応答推定アルゴリズムの更新を行わなかった
場合の誤り率特性を示す。図3より逐次系列推定と同時
にチャネルインパルス応答推定アルゴリズムの更新を行
うことにより誤り率特性が改善され、良好な等化特性が
得られていることが確認できる。In FIG. 3, the plot curve of △ indicates the error rate characteristic of the equalizer that simultaneously performs the sequential sequence estimation and the update of the channel impulse response estimation algorithm according to the present invention. 7 shows an error rate characteristic when the channel impulse response estimation algorithm is not updated. From FIG. 3, it can be confirmed that the error rate characteristic is improved by updating the channel impulse response estimation algorithm at the same time as the sequential sequence estimation, and a good equalization characteristic is obtained.
【0019】上述したように、この発明により逐次系列
推定とチャネルインパルス応答推定を同時に行うことが
できる。なおこの発明の説明ではチャネルインパルス応
答推定アルゴリズムとしてLMSアルゴリズムを用いた
が、他のRLSアルゴリズム等の、より高速なアルゴリ
ズムを用いることももちろん可能である。LMSアルゴ
リズムを用いる場合には、記憶するパラメータ値はチャ
ネルインパルス応答そのものであるが、RLSアルゴリ
ズムを用いる場合には、その他に共分散行列などのパラ
メータを記憶する手段が必要となることは言うまでもな
い。As described above, according to the present invention, sequential sequence estimation and channel impulse response estimation can be performed simultaneously. In the description of the present invention, the LMS algorithm is used as the channel impulse response estimation algorithm. However, a higher-speed algorithm such as another RLS algorithm can be used. When the LMS algorithm is used, the parameter value to be stored is the channel impulse response itself. However, when the RLS algorithm is used, it goes without saying that other means for storing parameters such as a covariance matrix are required.
【図1】Aはこの発明の実施例の機能構成例を示す図、
Bはその逐次系列推定における処理の流れを樹形図で表
わした図である。FIG. 1A is a diagram showing an example of a functional configuration of an embodiment of the present invention;
FIG. 4B is a diagram showing a flow of processing in the sequential sequence estimation in a tree diagram.
【図2】この発明の実施例の処理の手順を示す流れ図。FIG. 2 is a flowchart showing a processing procedure according to the embodiment of the present invention.
【図3】この発明を評価するためのシミュレーション結
果を示す図。FIG. 3 is a diagram showing a simulation result for evaluating the present invention.
Claims (1)
サンプル値系列を得る手段と、 上記受信信号サンプル値系列を入力としてチャネルのイ
ンパルス応答を推定する手段と、 上記インパルス応答推定値と上記受信信号サンプル値系
列を用いて尤度を求める手段と、 上記尤度を用いた比較に基づき逐次的に系列推定を行う
逐次系列推定手段と、 その逐次系列推定手段が候補として選択した各ノードに
おけるそのインパルス応答推定の計算に用いるパラメー
タ値を記憶する手段と、 上記逐次系列推定の候補が更新される毎にその候補系列
に対するチャネルインパルス応答推定値を更新する手段
を具備することを特徴とする適応等化器。Means for sampling a receiver output to obtain a received signal sample value sequence; means for estimating an impulse response of a channel by using the received signal sample value sequence as an input; A means for obtaining likelihood using a sample value sequence; a sequential sequence estimating means for sequentially performing sequence estimation based on the comparison using the likelihood; and an impulse at each node selected by the sequential sequence estimating means as a candidate. Adaptive equalization, comprising: means for storing parameter values used for calculation of response estimation; and means for updating a channel impulse response estimation value for a candidate sequence each time the candidate for the sequential sequence estimation is updated. vessel.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP10015191A JPH11215038A (en) | 1998-01-28 | 1998-01-28 | Adaptive equalizer |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP10015191A JPH11215038A (en) | 1998-01-28 | 1998-01-28 | Adaptive equalizer |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH11215038A true JPH11215038A (en) | 1999-08-06 |
Family
ID=11881967
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP10015191A Pending JPH11215038A (en) | 1998-01-28 | 1998-01-28 | Adaptive equalizer |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH11215038A (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2014027502A (en) * | 2012-07-27 | 2014-02-06 | Japan Radio Co Ltd | Receiving apparatus and receiving method |
-
1998
- 1998-01-28 JP JP10015191A patent/JPH11215038A/en active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2014027502A (en) * | 2012-07-27 | 2014-02-06 | Japan Radio Co Ltd | Receiving apparatus and receiving method |
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