JPH11168885A - Power conversion device and air-conditioning device using the same - Google Patents
Power conversion device and air-conditioning device using the sameInfo
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- JPH11168885A JPH11168885A JP33282897A JP33282897A JPH11168885A JP H11168885 A JPH11168885 A JP H11168885A JP 33282897 A JP33282897 A JP 33282897A JP 33282897 A JP33282897 A JP 33282897A JP H11168885 A JPH11168885 A JP H11168885A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、高力率コンバータ
として知られる電力変換装置及びこれを利用した空気調
和装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a power converter known as a high power factor converter and an air conditioner using the same.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図１５はツインコンバータとも呼ばれる
この種の電力変換装置の構成を示す回路図である。同図
において、単相交流電源ｅs に、フィルタリアクトルＬ
s を介して、分圧コンデンサＣ1 ，Ｃ2 を直列接続して
なる分圧回路が接続されている。ダイオードＤ1 〜Ｄ4
は単相ブリッジ接続されて周知の全波整流回路を形成し
ている。この全波整流回路の交流入力端の一方、すなわ
ち、直列接続されたダイオードＤ1 ，Ｄ2 の相互接続点
と、分圧回路の一端との間にエネルギーを蓄積、放電さ
せるためのリアクトルＬ1 が接続されている。また、全
波整流回路の交流入力端の他方、すなわち、直列接続さ
れたダイオードＤ3 ，Ｄ4 の相互接続点と、分圧回路の
他端との間に同じくエネルギーを蓄積、放電させるため
のリアクトルＬ2 が接続されている。2. Description of the Related Art FIG. 15 is a circuit diagram showing a configuration of a power converter of this type, also called a twin converter. In the figure, the single-phase AC power source e s, filter reactor L
A voltage dividing circuit formed by connecting voltage dividing capacitors C 1 and C 2 in series is connected via s . Diodes D 1 to D 4
Are connected in a single-phase bridge to form a well-known full-wave rectifier circuit. A reactor L 1 for accumulating and discharging energy between one of the AC input terminals of the full-wave rectifier circuit, that is, the interconnection point of the diodes D 1 and D 2 connected in series and one end of the voltage divider circuit. Is connected. Also, energy is stored and discharged between the other of the AC input terminals of the full-wave rectifier circuit, that is, the interconnection point of the series-connected diodes D 3 and D 4 and the other end of the voltage divider circuit. reactor L 2 are connected.
【０００３】さらに、全波整流回路の直流出力端の間、
すなわち、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 の直列回路及びダイオ
ードＤ3 ，Ｄ4 の直列回路の並列接続回路の両端に、フ
ライホイールダイオードＤF1，ＤF2がそれぞれ逆並列接
続されたスイッチング素子としてのＩＧＢＴ1 ，ＩＧＢ
Ｔ2 が直列接続されてなるチョッパ回路と、平滑コンデ
ンサＣDCと、負荷抵抗ＲL とが接続されている。このう
ち、ＩＧＢＴ1 ，ＩＧＢＴ2 の相互接続点と分圧コンデ
ンサＣ1 ，Ｃ2 の相互接続点とが接続されている。そし
て、ＩＧＢＴ1 及びＩＧＢＴ2 を、単相交流電源ｅs と
比較して格段に高い周波数で交互にオン、オフすること
によって、広い能力範囲にて高力率を維持することがで
きる。Further, between the DC output terminals of the full-wave rectifier circuit,
That is, IGBT 1 as a switching element in which flywheel diodes D F1 and D F2 are connected in anti-parallel to both ends of a parallel connection circuit of a series circuit of diodes D 1 and D 2 and a series circuit of diodes D 3 and D 4 , respectively. , IGB
A chopper circuit T 2 which are connected in series, and a smoothing capacitor C DC, and a load resistor R L is connected. Among them, the interconnection point of IGBT 1 and IGBT 2 and the interconnection point of voltage dividing capacitors C 1 and C 2 are connected. Then, the IGBT 1 and IGBT 2, alternately turned on at a much higher frequency compared to the single-phase AC power source e s, by turning off, it is possible to maintain high power factor over a wide capacity range.
【０００４】チョッパ回路を構成するＩＧＢＴ1 ，ＩＧ
ＢＴ2 は、図１５では図示を省略したチョッパ制御回路
によって高力率を維持するように交互にオン、オフ制御
されると共に、その周波数及び通電比（デューティ比）
が変更される。この場合、交流電源ｅs からの入力電流
はスイッチング周波数に反比例し、通電比の２乗に比例
する関係にあり、一般には通電比を一定に保持して周波
数を切換え、場合によって通電比をも併せて切換える。IGBT 1 , IG constituting a chopper circuit
BT 2 is alternately turned on and off by a chopper control circuit (not shown in FIG. 15) so as to maintain a high power factor, and its frequency and energization ratio (duty ratio).
Is changed. In this case, the input current from the AC power source e s is inversely proportional to the switching frequency, have a relationship that is proportional to the square of the current ratio, generally switching frequency holds the current ratio constant, also the current ratio by case Switch also at the same time.
【０００５】図１６はそのオン、オフ制御モードの一例
であり、（ａ）は１周期をＴとしてその半周期ずつオ
ン、オフさせる、通電比が５０％のゲートパルスＴ
Ｘ1 ，ＴＸ2 を示し、負荷の変動等に応じて（ｂ）に示
すように周波数を１．５倍程度まで高くしたり、あるい
は、（ｃ）に示すように周波数をそのままにして通電比
を２５％程度まで小さくしたりしている。なお、（ｃ）
に示すゲートパルスＴＸ1 ，ＴＸ2 は、ゲートパルスＴ
Ｘ1 のオフ区間の中間にＴＸ2 のオン区間が位置してい
る。FIG. 16 shows an example of the on / off control mode. FIG. 16 (a) shows a gate pulse T having a duty ratio of 50%, which is turned on / off by half a cycle with one cycle as T.
X 1 and TX 2 , and the frequency is increased to about 1.5 times as shown in (b) according to the fluctuation of the load, or the energization ratio is kept as it is as shown in (c). Is reduced to about 25%. (C)
The gate pulses TX 1 and TX 2 shown in FIG.
Middle TX 2 ON interval of X 1 of the off interval is located.
【０００６】[0006]
【発明が解決しようとする課題】一般に、通電比を５０
％に保持した場合、スイッチング素子としてのＩＧＢＴ
のオフ期間にリアクトルの放電電流は零になる動作を繰
返すため、リアクトルＬ1 ，Ｌ2 に流れる電流のピーク
値は電源電圧のピーク値に比例する。従って、交流入力
電流の波形歪みは比較的小さく、従って高力率を維持す
ることができる。Generally, the duty ratio is set to 50.
%, The IGBT as a switching element
During the off period, the operation of reducing the discharge current of the reactor to zero is repeated, so that the peak value of the current flowing through the reactors L 1 and L 2 is proportional to the peak value of the power supply voltage. Therefore, the waveform distortion of the AC input current is relatively small, so that a high power factor can be maintained.
【０００７】一方、図１６（ｃ）に示すように通電比を
２５％程度に保持した場合、交流電源電圧のゼロクロス
点の近辺においては、上述したと同様に、リアクトルの
放電電流が零になる動作を繰返し、リアクトルＬ1 ，Ｌ
2 に流れる電流のピーク値は電源電圧に比例するので、
交流入力電流の波形歪みは小さい。しかしながら、交流
入力電圧の瞬時値が大きい区間、すなわち、ゼロクロス
点近辺を除いた区間においては、スイッチング素子とし
てのＩＧＢＴのオフ期間にリアクトルの放電電流は零に
ならないことがあり、そのために、リアクトルＬ1 ，Ｌ
2 に流れる電流のピーク値が電源電圧の瞬時値に比例せ
ず、そのために、力率が低下することが発明者が行った
実験等により明らかになっている。このことを以下に説
明する。On the other hand, when the energization ratio is maintained at about 25% as shown in FIG. 16 (c), the discharge current of the reactor becomes zero near the zero cross point of the AC power supply voltage, as described above. The operation is repeated, and reactors L 1 and L
Since the peak value of the current flowing through 2 is proportional to the power supply voltage,
The waveform distortion of the AC input current is small. However, in a section where the instantaneous value of the AC input voltage is large, that is, in a section excluding the vicinity of the zero crossing point, the discharge current of the reactor may not become zero during the off period of the IGBT as the switching element. 1 , L
It has been clarified by experiments performed by the inventors that the peak value of the current flowing through 2 is not proportional to the instantaneous value of the power supply voltage, and therefore the power factor is reduced. This will be described below.
【０００８】図１７（ａ），（ｂ）は交流入力電圧の瞬
時値が大きい区間にて、通電比を２５％としたゲートパ
ルスＴＸ1 ，ＴＸ2 に対応するリアクトルＬ1 ，Ｌ2 の
電流ＩL1，ＩL2の変化を示したものである。FIGS. 17A and 17B show currents of reactors L 1 and L 2 corresponding to gate pulses TX 1 and TX 2 with a duty ratio of 25% in a section where the instantaneous value of the AC input voltage is large. This shows changes in I L1 and I L2 .
【０００９】ここで、ゲートパルスＴＸ1 ，ＴＸ2 は２
５％であるため、ゲートパルスＴＸ1 のオフ区間の前半
にてリアクトルＬ1 はエネルギーを放出し終わって電流
ＩL1は零に戻り、時間Ｔq だけエネルギーの蓄積、放出
を休止するが、オフ区間の後半の時刻ｔ1 でエネルギー
の蓄積から放出に転じた後、エネルギーを放出し終わら
ない時刻ｔ2 にて、ゲートパルスＴＸ1 のオン区間に応
じて再びエネルギーの蓄積を開始するため、ゲートパル
スＴＸ1 のオン区間からオフ区間に変化する時刻ｔ3 に
おけるリアクトル電流ＩL1のピーク値Ｉp が交流入力電
圧の瞬時値に比例しなくなる。このことはリアクトルＬ
2 に流れる電流ＩL2も同様で、ピーク値Ｉp が交流入力
電圧の瞬時値に比例しなくなる。Here, the gate pulses TX 1 and TX 2 are 2
Since 5%, reactor L 1 in the first half of the gate pulse TX 1 off interval current I L1 and finished release energy returns to zero, energy storage only time T q, but pause release, off after turned released from the accumulation of energy in the second half of the time t 1 of the period, at time t 2 when Finished release energy, for re-starting the accumulation of energy in accordance with the oN period gate pulse TX 1, gate peak value I p of the reactor current I L1 not proportional to the instantaneous value of the AC input voltage at the time t 3 when changing the off interval from the pulse TX 1 oN interval. This is the reactor L
Similarly, the current I L2 flowing through 2 is such that the peak value I p is not proportional to the instantaneous value of the AC input voltage.
【００１０】このように、リアクトル電流ＩL1，ＩL2の
ピーク値Ｉp が交流入力電圧の瞬時値に比例しなくなる
ことは、図１８に示したように、正弦波形を大きく歪ま
せることになり、その結果、力率が低下すると言う問題
があった。As described above, the fact that the peak values I p of the reactor currents I L1 and I L2 are no longer proportional to the instantaneous value of the AC input voltage causes a large distortion of the sine waveform as shown in FIG. As a result, there is a problem that the power factor is reduced.
【００１１】一方、図１５に示した電力変換装置は電源
周波数と比較して格段に高い周波数でチョッパ回路を構
成するＩＧＢＴ1 ，ＩＧＢＴ2 をオン、オフ制御するた
め、全波整流回路を構成するダイオードＤ1 〜Ｄ4 とし
て高速動作に適した高速ダイオード、例えば、高速回復
ダイオードの使用を余儀なくされた。図１９はこのこと
を説明するために、出力電圧と入出力電力との関係を示
した線図であり、（ａ）は高速ダイオード使用時の関係
を示したもので、出力電圧を１５０〜２００Ｖの範囲で
変化させたとしても、入力電力に対する出力電圧の比、
すなわち、変換効率は略９３〜９５％程度であるのに対
して、低速ダイオード使用時には（ｂ）に示したように
変換効率は８５％以下に低下すると共に、電圧が高くな
る程さらに低くなる。この変換効率の低下は整流部のス
イッチングロスに起因するもので、高速ダイオードを使
用しなければ高力率を維持し難いという問題もあった。On the other hand, the power converter shown in FIG. 15 constitutes a full-wave rectifier circuit for controlling ON / OFF of the IGBT 1 and IGBT 2 constituting the chopper circuit at a much higher frequency than the power supply frequency. fast diode suitable for high-speed operation as a diode D 1 to D 4, for example, was forced to use a fast recovery diode. FIG. 19 is a diagram showing the relationship between the output voltage and the input / output power to explain this. FIG. 19A shows the relationship when a high-speed diode is used. Even if it is changed in the range, the ratio of the output voltage to the input power,
That is, while the conversion efficiency is approximately 93 to 95%, when a low-speed diode is used, the conversion efficiency decreases to 85% or less as shown in (b), and further decreases as the voltage increases. This decrease in the conversion efficiency is caused by the switching loss of the rectifier, and there has been a problem that it is difficult to maintain a high power factor unless a high-speed diode is used.
【００１２】本発明は上記の課題を解決するためになさ
れたもので、第１の目的は、広い能力範囲に亘って力率
を高い状態に維持することのできる電力変換装置を提供
するにある。A first object of the present invention is to provide a power converter capable of maintaining a high power factor over a wide capacity range. .
【００１３】本発明の第２の目的は、整流部として低速
ダイオードを使用しても、高速タイオード使用時と同程
度の高力率を維持できる電力変換装置を提供するにあ
る。A second object of the present invention is to provide a power converter capable of maintaining a high power factor equivalent to that when using a high-speed diode even when a low-speed diode is used as a rectifier.
【００１４】本発明の第３の目的は、上記電力変換装置
を用いることによって、冷凍サイクル系統を構成するモ
ータの騒音を抑えることのできる空気調和装置を提供す
るにある。[0014] A third object of the present invention is to provide an air conditioner capable of suppressing noise of a motor constituting a refrigeration cycle system by using the above-mentioned power converter.
【００１５】[0015]
【課題を解決するための手段】請求項１に係る発明は、
複数のダイオードがブリッジ接続され、交流入力端がそ
れぞれ交流電源ラインに接続される整流部と、整流部の
交流入力端と交流電源ラインとの間にそれぞれ接続され
たリアクトルと、一端が交流電源ラインの各相にそれぞ
れ接続され、他端が相互に接続された分圧コンデンサを
含んでなる分圧回路と、一端が整流部の直流出力端にそ
れぞれ接続され、他端が相互に接続された２個のスイッ
チング素子を含み、これらのスイッチング素子の相互接
続点が分圧コンデンサの相互接続点に接続されたチョッ
パ回路と、チョッパ回路の両端に接続された平滑コンデ
ンサと、２個のスイッチング素子の一方がオンで他方が
オフの区間と、一方がオフで他方がオンの区間と、両方
がオフである区間とを含み、両方がオフである区間はそ
れ以前にエネルギーが蓄積されたリアクトルの放電電流
が零になるに要する時間幅を有するオン、オフモードに
従って、２個のスイッチング素子を、交流電源よりも格
段に高い繰返し周波数でオン、オフ制御するチョッパ制
御回路と、を備えた電力変換装置である。The invention according to claim 1 is
A rectifying unit in which a plurality of diodes are bridge-connected and an AC input terminal is connected to the AC power line, a reactor connected between the AC input terminal of the rectifying unit and the AC power line, and one end of the AC power line. And a voltage dividing circuit including a voltage dividing capacitor having the other end connected to each phase, and one end connected to the DC output terminal of the rectifying section and the other end connected to each other. Chopper circuit, wherein the switching points of the switching elements are connected to the connection points of the voltage dividing capacitors, the smoothing capacitors connected to both ends of the chopper circuit, and one of the two switching elements. Are on and the other is off, one is off and the other is on, and both are off. A chopper control circuit for controlling the two switching elements to be turned on and off at a repetition frequency much higher than that of the AC power supply according to an on / off mode having a time width required for the discharge current of the reactor in which the accumulated current becomes zero. And a power conversion device comprising:
【００１６】請求項２に係る発明は請求項１に記載の電
力変換装置において、チョッパ制御回路は、繰返し周期
を略３等分した第１の区間がオンで、第２の区間がオフ
で、第３の区間がオフであるオン、オフモードに従って
スイッチング素子の一方を制御し、第１の区間がオフ
で、第２の区間がオンで、第３の区間がオフであるオ
ン、オフモードに従ってスイッチング素子の他方を制御
するものである。According to a second aspect of the present invention, in the power converter according to the first aspect, the chopper control circuit is turned on in a first section obtained by dividing the repetition period into approximately three equal parts, and is turned off in a second section. One of the switching elements is controlled in accordance with the on / off mode in which the third section is off, and in accordance with the on / off mode in which the first section is off, the second section is on, and the third section is off. The other of the switching elements is controlled.
【００１７】請求項３に係る発明は請求項１に記載の電
力変換装置おいて、チョッパ制御回路は、繰返し周期を
略３等分した第１の区間がオンで、第２の区間がオフ
で、第３の区間がオンであるオン、オフモードと、繰返
し周期の全ての区間がオフであるオン、オフモードとに
従って、２個のスイッチング素子を交互に制御するもの
である。According to a third aspect of the present invention, in the power converter according to the first aspect, the chopper control circuit is turned on in a first section obtained by dividing the repetition period into approximately three equal parts, and is turned off in a second section. , And the third section is alternately controlled in accordance with an on / off mode in which the third section is on and an on / off mode in which all sections of the repetition cycle are off.
【００１８】請求項４に係る発明は、複数のダイオード
がブリッジ接続され、交流入力端が交流電源ラインに接
続される整流部と、一端が整流部の直流出力端にそれぞ
れ接続され、他端が相互に接続された分圧コンデンサを
含んでなる分圧回路と、一端が分圧回路の正側及び負側
の各端子に接続され、他端が相互に接続された２個のス
イッチング素子を含み、これらのスイッチング素子の相
互接続点が分圧コンデンサの相互接続点に接続されたチ
ョッパ回路と、分圧回路にチョッパ回路を接続する正側
及び負側の各接続経路にそれぞれ接続されたリアクトル
と、チョッパ回路の正側及び負側の各端子間に、逆流防
止用の高速ダイオードを介して接続された平滑コンデン
サと、２個のスイッチング素子を、交流電源よりも格段
に高い繰返し周波数で交互にオン、オフ制御するチョッ
パ制御回路と、を備えた電力変換装置である。According to a fourth aspect of the present invention, a plurality of diodes are bridge-connected, an AC input terminal is connected to an AC power supply line, and one end is connected to a DC output terminal of the rectification unit, and the other end is connected. A voltage dividing circuit including a voltage dividing capacitor connected to each other, and two switching elements each having one end connected to each of the positive and negative terminals of the voltage dividing circuit and the other end connected to each other. A chopper circuit in which the interconnection points of these switching elements are connected to the interconnection points of the voltage dividing capacitors, and a reactor connected to each of the positive and negative connection paths for connecting the chopper circuit to the voltage dividing circuit. A smoothing capacitor connected between the positive and negative terminals of the chopper circuit via a high-speed diode for preventing backflow and two switching elements are connected to a repetition frequency much higher than that of the AC power supply. In alternately turned on, a power conversion device including a chopper control circuit for turning off control, the.
【００１９】請求項５に係る発明は請求項４に記載の電
力変換装置において、整流部と分圧回路との間に、フィ
ルタリアクトルのみでなるノイズフィルタを接続したも
のである。According to a fifth aspect of the present invention, in the power converter according to the fourth aspect, a noise filter including only a filter reactor is connected between the rectifier and the voltage dividing circuit.
【００２０】請求項６に係る発明は請求項１乃至５のい
ずれかに記載の電力変換装置において、平滑コンデンサ
で平滑された直流電圧を検出する電圧検出手段を備え、
チョッパ制御回路は電圧検出手段で検出された直流電圧
が予め設定した基準値を超えたとき、スイッチング素子
の両方をオフ状態にするものである。According to a sixth aspect of the present invention, in the power converter according to any one of the first to fifth aspects, a voltage detecting means for detecting a DC voltage smoothed by a smoothing capacitor is provided,
The chopper control circuit turns off both of the switching elements when the DC voltage detected by the voltage detecting means exceeds a preset reference value.
【００２１】請求項７に係る発明は請求項１乃至６のい
ずれかに記載の電力変換装置において、整流部の交流入
力電流を検出する電流検出手段を備え、チョッパ制御回
路は電流検出手段で検出された電流値が最小になるよう
にチョッパ回路のスイッチング素子に対するスイッチン
グ周波数及び通電比のうち、少なくともスイッチング周
波数を切換えるものである。According to a seventh aspect of the present invention, in the power converter according to any one of the first to sixth aspects, the power conversion device further includes current detection means for detecting an AC input current of the rectifier, and the chopper control circuit detects the current by the current detection means. At least the switching frequency of the switching frequency and the energizing ratio for the switching element of the chopper circuit is switched so that the obtained current value is minimized.
【００２２】請求項８に係る発明は請求項１乃至５のい
ずれかに記載の電力変換装置において、平滑コンデンサ
から負荷に供給される電流を検出する電流検出手段を備
え、チョッパ制御回路は電流検出手段で検出された電流
値が最小になるようにチョッパ回路のスイッチング素子
に対するスイッチング周波数及び通電比のうち、少なく
ともスイッチング周波数を切換えるものである。According to an eighth aspect of the present invention, in the power converter according to any one of the first to fifth aspects, the power conversion apparatus further includes current detection means for detecting a current supplied from the smoothing capacitor to the load, and the chopper control circuit detects the current. At least the switching frequency of the switching frequency and the duty ratio for the switching element of the chopper circuit is switched so that the current value detected by the means is minimized.
【００２３】請求項９に係る発明は、複数のダイオード
がブリッジ接続され、交流入力端がそれぞれ交流電源ラ
インに接続される整流部と、整流部の交流入力端と交流
電源ラインとの間にそれぞれ接続されたリアクトルと、
一端が交流電源ラインの各相にそれぞれ接続され、他端
が相互に接続された分圧コンデンサを含んでなる分圧回
路と、一端が整流部の直流出力端にそれぞれ接続され、
他端が相互に接続された２個のスイッチング素子を含
み、これらのスイッチング素子の相互接続点が分圧コン
デンサの相互接続点に接続されたチョッパ回路と、チョ
ッパ回路の両端に接続された平滑コンデンサと、平滑コ
ンデンサから負荷に供給される電流を検出する電流検出
手段と、電流検出手段で検出された電流値が予め設定し
た基準値よりも小さいとき、２個のスイッチング素子
を、交流電源よりも格段に高い繰返し周波数で交互にオ
ン、オフ制御し、基準値以上のとき、２個のスイッチン
グ素子の一方がオンで他方がオフの区間と、一方がオフ
で他方がオンの区間と、両方がオフである区間とを含
み、両方がオフである区間はそれ以前にエネルギーが蓄
積されたリアクトルの放電電流が零になるに要する時間
幅を有するオン、オフモードに従って、２個のスイッチ
ング素子を、交流電源よりも高い繰返し周波数でオン、
オフ制御するチョッパ制御回路と、を備えた電力変換装
置である。According to a ninth aspect of the present invention, there is provided a rectifier in which a plurality of diodes are bridge-connected and an AC input terminal is respectively connected to an AC power supply line, and a rectifier between the AC input terminal of the rectifier and the AC power supply line. Connected reactor,
One end is connected to each phase of the AC power supply line, and the other end is connected to a voltage dividing circuit including a voltage dividing capacitor connected to each other, and one end is connected to the DC output terminal of the rectifying unit,
The other end includes two switching elements connected to each other, and an interconnection point of these switching elements is connected to an interconnection point of a voltage dividing capacitor, and a smoothing capacitor connected to both ends of the chopper circuit. And a current detecting means for detecting a current supplied to the load from the smoothing capacitor, and when the current value detected by the current detecting means is smaller than a preset reference value, the two switching elements are set to be smaller than the AC power supply. On / off control is performed alternately at a remarkably high repetition frequency, and when the switching value is equal to or higher than the reference value, a section in which one of the two switching elements is on and the other is off, and a section in which one is off and the other is on, A section where both are off includes an on-off mode having a time width required for the discharge current of the reactor in which energy is stored to become zero. According de the two switching elements, on a higher repetition frequency than the AC power source,
And a chopper control circuit that performs off control.
【００２４】請求項１０に係る発明は請求項９に記載の
電力変換装置において、電流検出手段で検出された電流
値が予め設定した基準値以上のとき、チョッパ制御回路
は、繰返し周期を略３等分した第１の区間がオンで、第
２の区間がオフで、第３の区間がオフであるオン、オフ
モードに従ってスイッチング素子の一方を制御し、第１
の区間がオフで、第２の区間がオンで、第３の区間がオ
フであるオン、オフモードに従ってスイッチング素子の
他方を制御するものである。According to a tenth aspect of the present invention, in the power converter according to the ninth aspect, when the current value detected by the current detecting means is equal to or greater than a preset reference value, the chopper control circuit sets the repetition period to approximately three. One of the switching elements is controlled in accordance with an on / off mode in which the equally divided first section is on, the second section is off, and the third section is off.
Is turned off, the second section is turned on, and the third section is turned off, and the other of the switching elements is controlled according to the on / off mode.
【００２５】請求項１１に係る発明は請求項９に記載の
電力変換装置において、電流検出手段で検出された電流
値が予め設定した基準値以上のとき、チョッパ制御回路
は、繰返し周期を略３等分した第１の区間がオンで、第
２の区間がオフで、第３の区間がオンであるオン、オフ
モードと、繰返し周期の全ての区間がオフであるオン、
オフモードとに従って、２個のスイッチング素子を交互
に制御するものである。According to an eleventh aspect of the present invention, in the power converter according to the ninth aspect, when the current value detected by the current detecting means is equal to or greater than a preset reference value, the chopper control circuit sets the repetition cycle to approximately three. An on / off mode in which the equally divided first section is on, the second section is off, and the third section is on, an on mode in which all sections of the repetition period are off,
According to the off mode, two switching elements are alternately controlled.
【００２６】請求項１２に係る発明は、複数のダイオー
ドがブリッジ接続され、交流入力端がそれぞれ交流電源
ラインに接続される整流部と、整流部の交流入力端と交
流電源ラインとの間にそれぞれ接続されたリアクトル
と、一端が交流電源ラインの各相にそれぞれ接続され、
他端が相互に接続された分圧コンデンサを含んでなる分
圧回路と、一端が整流部の直流出力端にそれぞれ接続さ
れ、他端が相互に接続された２個のスイッチング素子を
含み、これらのスイッチング素子の相互接続点が分圧コ
ンデンサの相互接続点に接続されたチョッパ回路と、チ
ョッパ回路の両端に接続された平滑コンデンサと、平滑
コンデンサで平滑された直流電圧を検出する電圧検出手
段と、２個のスイッチング素子を、交流電源よりも格段
に高い繰返し周波数で交互にオン、オフ制御すると共
に、電圧検出手段で検出された電圧が一定になるように
スイッチング素子に対するスイッチング周波数を切換
え、スイッチング周波数が予め定めた基準値を超えたと
き、２個のスイッチング素子の一方がオンで他方がオフ
の区間と、一方がオフで他方がオンの区間と、両方がオ
フである区間とを含み、両方がオフである区間はそれ以
前にエネルギーが蓄積されたリアクトルの放電電流が零
になるに要する時間幅を有するオン、オフモードに従っ
て、２個のスイッチング素子を、交流電源よりも高い繰
返し周波数でオン、オフ制御するチョッパ制御回路と、
を備えた電力変換装置である。According to a twelfth aspect of the present invention, there is provided a rectifier in which a plurality of diodes are bridge-connected and an AC input terminal is connected to an AC power line, respectively, and a rectifier is provided between the AC input terminal and the AC power line of the rectifier. The connected reactor and one end are connected to each phase of the AC power line,
A voltage dividing circuit including a voltage dividing capacitor having the other end connected to each other, and two switching elements each having one end connected to a DC output terminal of the rectifying unit and the other end connected to each other; A chopper circuit in which the interconnection points of the switching elements are connected to the interconnection points of the voltage dividing capacitors, a smoothing capacitor connected to both ends of the chopper circuit, and voltage detecting means for detecting a DC voltage smoothed by the smoothing capacitor. Switching the two switching elements on and off alternately at a repetition frequency significantly higher than that of the AC power supply, and switching the switching frequency for the switching elements so that the voltage detected by the voltage detection means is constant; When the frequency exceeds a predetermined reference value, one of the two switching elements is on and the other is off, and one is off. An on / off mode includes a section in which the other is on and a section in which both are off, and a section in which both are off has a time width required for the discharge current of the reactor in which energy has been stored to reach zero. A chopper control circuit that controls on and off of the two switching elements at a higher repetition frequency than the AC power supply,
It is a power converter provided with.
【００２７】請求項１３に係る発明は請求項１２に記載
の電力変換装置において、スイッチング素子に対するス
イッチング周波数の切換えに際して、通電比をも同時に
切換えるものである。According to a thirteenth aspect of the present invention, in the power converter according to the twelfth aspect, when the switching frequency for the switching element is switched, the energization ratio is simultaneously switched.
【００２８】請求項１４に係る発明は、請求項１乃至１
３のいずれかに記載の電力変換装置と、この電力変換装
置の直流電圧を可変電圧可変周波数の交流に変換し、冷
凍サイクルを形成する圧縮機を駆動するインバータと、
を備えた空気調和装置である。The invention according to claim 14 is the invention according to claims 1 to 1
3, an inverter that converts a DC voltage of the power converter into an AC having a variable voltage and a variable frequency, and drives a compressor that forms a refrigeration cycle;
It is an air conditioner provided with.
【００２９】[0029]
【発明の実施の形態】以下、本発明を好適な実施形態に
基づいて詳細に説明する図１は本発明の第１の実施形態
の構成を示す回路図である。図中、従来装置を示す図１
５と同一の符号を付したものはそれぞれ同一の要素を示
している。ここでは、図１５に示した電力変換装置に対
して、負荷抵抗ＲL の両端電圧すなわち直流出力電圧を
検出する電圧検出回路２１と、予め定められたオン、オ
フモードに従ってＩＧＢＴ1 ，ＩＧＢＴ2 をオン、オフ
制御するためのゲート信号ＴＸ1、ＴＸ2 を出力すると
共に、電圧検出回路２１によって検出される電圧が予め
設定した基準値を超えたとき、スイッチング動作を停止
するチョッパ制御回路２２とを備えた構成になってい
る。このうち、チョッパ制御回路２２は方形波発振器、
アーム短絡防止のためのデットタイム回路、信号絶縁、
増幅のゲートドライブ回路、オン、オフモード及び通電
比（デューティ）等をテーブルとして記憶させた記憶装
置及びそのデータを読出して切換え操作する回路等でな
るが、これらは文献等で公知であるので省略し、本発明
に関係する動作についてのみ以下に説明する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Hereinafter, the present invention will be described in detail based on a preferred embodiment. FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a first embodiment of the present invention. In the figure, FIG.
Those denoted by the same reference numerals as 5 respectively indicate the same elements. Here, for the power converter shown in FIG. 15, a voltage detection circuit 21 for detecting the voltage between both ends of the load resistor RL , that is, a DC output voltage, and IGBT 1 and IGBT 2 according to a predetermined on / off mode are connected. A chopper control circuit 22 that outputs gate signals TX 1 and TX 2 for on / off control and stops the switching operation when the voltage detected by the voltage detection circuit 21 exceeds a preset reference value. It is provided with a configuration. Among them, the chopper control circuit 22 is a square wave oscillator,
Dead time circuit to prevent arm short circuit, signal insulation,
It consists of a gate drive circuit for amplification, a storage device in which ON / OFF modes, duty ratios, and the like are stored as a table, and a circuit for reading out the data and performing a switching operation. Only the operation related to the present invention will be described below.
【００３０】この第１の実施形態の特徴は、図２（ａ）
に示すように、所定の区間Ｔを略３等分した第１の区間
にてＩＧＢＴ1 をオン状態に、ＩＧＢＴ2 をオフ状態に
し、第２の区間にてＩＧＢＴ1 をオフ状態に、ＩＧＢＴ
2 をオン状態にし、第３の区間にてＩＧＢＴ1 ，ＩＧＢ
Ｔ2 の両方をオフ状態にする制御（ＩＧＢＴ1 ，ＩＧＢ
Ｔ2 を交互にオン、オフさせた後にＩＧＢＴ1 とＩＧＢ
Ｔ2 の両方をオフとする休止期間を設ける制御）を順次
繰返すようなゲート信号ＴＸ1 ，ＴＸ2 をチョッパ制御
回路２２が出力するもので、さらに、直流出力電圧に応
じて、ゲート信号ＴＸ1 ，ＴＸ2 のオン、オフモード、
周波数、通電比を切換える点にある。The feature of the first embodiment is shown in FIG.
As shown in the predetermined section T in the first turn on the IGBT 1 at intervals which approximately 3 equal parts, the IGBT 2 is turned off, the IGBT 1 to the OFF state in the second period, IGBT
2 in the ON state, and IGBT 1 , IGB
Control to turn off both of T 2 (IGBT 1, IGB
IGBT 1 and IGB after turning T 2 on and off alternately
The gate signal TX 1, TX 2 that sequentially repeating the control) to provide a pause period to turn off both T 2 in which the chopper control circuit 22 outputs, further, depending on the DC output voltage, the gate signal TX 1 , TX 2 on / off mode,
The point is that the frequency and the duty ratio are switched.
【００３１】ここで、フィルタリアクトルＬs として
１．０ｍＨ、コンデンサＣ1 、Ｃ2 として２．０μＦ、
リアクトルＬ1 、Ｌ2 として１．０ｍＨ、平滑コンデン
サＣDCとして２２００μＦのものを用い、動作条件とし
て交流電源ｅs が１００Ｖ／５０Ｈz 、スイッチング周
波数ｆsw（１／Ｔ）を１５．０ｋＨz 、昇圧比αを１．
４０（直流電圧２００Ｖ）とすると、図２（ｂ）に示す
電流ＩL1，ＩL2がリアクトルＬ1 ，Ｌ2 を流れる。[0031] Here, 1.0mH as filter reactor L s, a capacitor C 1, C 2 2.0μF,
1.0mH as a reactor L 1, L 2, used as a 2200μF as a smoothing capacitor C DC, AC as the operating condition the power e s is 100 V / 50 Hz, the switching frequency f sw of (1 / T) 15.0kHz, the step-up ratio α is 1.
Assuming that the current is 40 (DC voltage 200 V), currents I L1 and I L2 shown in FIG. 2B flow through the reactors L 1 and L 2 .
【００３２】図２（ｂ）に示す電流ＩL1，ＩL2は交流電
源電圧の半周期において図示した６個のモードで変化す
る。つまり、ＩＧＢＴのスイッチングのオン、オフに伴
いリアクトルＬ1 ，Ｌ2 の蓄積エネルギーが増減し、そ
れに合わせて各モードが繰返される。以下、図３及び図
４を用いてモード１乃至モード６の動作を、電源電圧の
正の半周期について解析する。なお、電源電圧の負の半
周期では、ダイオードＤ2 ，Ｄ3 がダイオードＤ1 ，Ｄ
4 に替わってオンするだけであるのでその説明を省略す
る。The currents I L1 and I L2 shown in FIG. 2B change in the six modes shown in the half cycle of the AC power supply voltage. In other words, the energy stored in reactors L 1 and L 2 increases and decreases as the switching of the IGBT is turned on and off, and each mode is repeated accordingly. Hereinafter, the operations in modes 1 to 6 will be analyzed with reference to FIGS. 3 and 4 for the positive half cycle of the power supply voltage. In the negative half cycle of the power supply voltage, the diodes D 2 and D 3 are connected to the diodes D 1 and D 3.
Since it is only turned on in place of 4 , its description is omitted.
【００３３】 モード１：図３（ａ）に示すように、
このモードは、ＩＧＢＴ1 がオンするとコンデンサ
Ｃ1 、リアクトルＬ1 、ダイオードＤ1 、ＩＧＢＴ1 を
通るループで電流が流れ、リアクトルＬ1 にエネルギー
が蓄積される。また、リアクトルＬ2 の電流は零となる
期間である。Mode 1: As shown in FIG.
In this mode, when the IGBT 1 is turned on, a current flows in a loop passing through the capacitor C 1 , the reactor L 1 , the diode D 1 , and the IGBT 1 , and energy is stored in the reactor L 1 . Also, the current reactor L 2 is a period to be zero.
【００３４】モード２：図３（ｂ）に示すように、Ｉ
ＧＢＴ1 がオフすると同時に、ＩＧＢＴ2 のゲートにオ
ン信号を与える。リアクトルＬ1 に蓄積されているエネ
ルギーが図示した経路により、平滑コンデンサＣDC及び
負荷抵抗ＲL に放出される。また、リアクトルＬ2 にエ
ネルギーが蓄積される。Mode 2: As shown in FIG.
At the same time that GBT 1 is turned off, an ON signal is given to the gate of IGBT 2 . The path energy is shown which is stored in the reactor L 1, it is discharged to the smoothing capacitor C DC and the load resistor R L. Also, energy is stored in reactor L 2.
【００３５】 モード３：モード２においてリアクト
ルＬ1 に蓄えられていたエネルギーがなくなると、図示
したモード３に移り、リアクトルＬ2 にエネルギーが蓄
積され続ける。Mode 3: When the energy stored in the reactor L 1 in mode 2 is exhausted, the process proceeds to mode 3 shown in the figure, and the energy is continuously stored in the reactor L 2 .
【００３６】 モード４：図４（ａ）に示したよう
に、ＩＧＢＴ2 がオフするとリアクトルＬ2 のエネルギ
ーが平滑コンデンサＣDC及び負荷抵抗ＲL に放出され
る。ＩＧＢＴ1 及びフライホイールダイオードＤF1に流
れる電流は、リアクトルＬ2 のエネルギーの放出による
電流と、リアクトルＬ1 へのエネルギー蓄積の電流との
代数和によって決定される。このようにモード４では、
リアクトルＬ2 のエネルギー放出と同時にリアクトルＬ
1 のエネルギーの蓄積が始まる。両者が等しくなったと
き次のモードに移る。Mode 4: As shown in FIG. 4A, when the IGBT 2 is turned off, the energy of the reactor L 2 is released to the smoothing capacitor C DC and the load resistance RL . IGBT 1 and the current flowing through the flywheel diode D F1 includes a current due to the release of energy of the reactor L 2, is determined by the algebraic sum of the energy storage current to the reactor L 1. Thus, in mode 4,
Reactor L simultaneously with the energy release of reactor L 2
The accumulation of energy of 1 begins. When both are equal, the next mode is entered.
【００３７】 モード５：図４（ｂ）に示すように、
このモードはリアクトルＬ1 とリアクトルＬ2 が同時に
負荷側にエネルギーを放出する。ここで、リアクトルＬ
1 とＬ2 に流れる電流は等しい。Mode 5: As shown in FIG.
This mode reactor L 1 and the reactor L 2 releases energy at the same time the load side. Here, the reactor L
Current flowing through the 1 and L 2 are equal.
【００３８】 モード６：図４（ｃ）に示すように、
このモードではリアクトルＬ1 ，Ｌ2 に蓄えられたエネ
ルギーがなくなり、リアクトルＬ1 とリアクトルＬ2 に
流れる電流が零となる期間である。Mode 6: As shown in FIG.
In this mode there is no energy stored in the reactor L 1, L 2, a period in which current flowing through the reactor L 1 and the reactor L 2 is zero.
【００３９】ここで、図１７に示した従来方式のゲート
信号ＴＸ1 ，ＴＸ2 に対応するリアクトル電流ＩL1，Ｉ
L2と、図２に示した第１の実施形態によるゲート信号Ｔ
Ｘ1，ＴＸ2 に対応するリアクトル電流ＩL1，ＩL2とを
比較すると、従来方式ではリアクトルのエネルギーが放
出し終わらないうちに、すなわち、リアクトル電流
ＩL1，ＩL2が零にならないうちにリアクトルＬ1 ，Ｌ2
におけるエネルギーの蓄積が行われる区間が存在した
が、本実施形態ではリアクトルＬ1 ，Ｌ2 のいずれにお
いてもそのエルギーの放出が始まると、すなわち、リア
クトル電流ＩL1，ＩL2が減少に転じたときは、常に零に
なる動作が繰返され、リアクトルＬ1 においては休止期
間Ｔq1、Ｔq2後にエネルギーの蓄積が開始され、リアク
トルＬ2 においては休止期間Ｔq3後にエネルギーの蓄積
が開始される。このため、リアクトル電流ＩL1，ＩL2の
ピーク値Ｉp は交流入力電圧の瞬時値に略比例すること
になる。これによってリアクトル電流は正弦波形に近付
くことから、１サイクル期間の全体に亘って電流波形が
整形されると共に、歪み率及び電源高調波を低減させる
ことができる。なお、説明の都合上、図２に示したオ
ン、オフモードによってチョッパ回路を制御する方式を
連続休止方式と呼ぶことにする。Here, reactor currents I L1 and I L1 corresponding to gate signals TX 1 and TX 2 of the conventional system shown in FIG.
L2 and the gate signal T according to the first embodiment shown in FIG.
Comparing the reactor currents I L1 and I L2 corresponding to X 1 and TX 2 , the reactor of the conventional type does not finish emitting the energy of the reactor, that is, the reactor currents I L1 and I L2 do not become zero. L 1 , L 2
When it is the section that energy accumulation is performed existed, even when the release of the Erugi begins at any of the reactor L 1, L 2 in the present embodiment, i.e., the reactor current I L1, I L2 is turned to decrease in is always repeated operation becomes zero, in reactor L 1 accumulation of energy is started after pause period T q1, T q2, in reactor L 2 accumulated energy after pause period T q3 is started. For this reason, the peak values I p of the reactor currents I L1 and I L2 are substantially proportional to the instantaneous value of the AC input voltage. As a result, the reactor current approaches a sinusoidal waveform, so that the current waveform is shaped over the entire one cycle period, and the distortion rate and power supply harmonics can be reduced. For convenience of explanation, the method of controlling the chopper circuit in the on / off mode shown in FIG. 2 is referred to as a continuous pause method.
【００４０】図５は従来方式の図１８に対応させて示し
た入力電圧と入力電流との関係を示した波形図であり、
本実施形態では入力電流波形が正弦波により近似してい
ることが分かる。FIG. 5 is a waveform diagram showing the relationship between the input voltage and the input current shown in correspondence with FIG.
In this embodiment, it can be seen that the input current waveform is approximated by a sine wave.
【００４１】ところで、この種の電力変換装置装置では
ＩＧＢＴ1 ，ＩＧＢＴ2 のいずれか一方が短絡又は短絡
に近い不良の状態に陥ったとき、昇圧比が増大して出力
電圧が過大になることがある。そこで、電圧検出回路２
１によって出力電圧を検出し、電圧検出値が予め定めた
基準値を超えたとき、チョッパ回路のオン、オフ制御を
停止し、ＩＧＢＴ1 ，ＩＧＢＴ2 の両方をオフ状態にす
る。この結果、通常のコンデンサインプット形のコンバ
ータの機能を維持することができる。By the way, in this type of power converter, when one of IGBT 1 and IGBT 2 is short-circuited or is in a failure state close to short-circuit, the boosting ratio increases and the output voltage becomes excessive. is there. Therefore, the voltage detection circuit 2
1, the output voltage is detected. When the detected voltage value exceeds a predetermined reference value, on / off control of the chopper circuit is stopped, and both IGBT 1 and IGBT 2 are turned off. As a result, the function of a normal capacitor input type converter can be maintained.
【００４２】図６は本発明に係る第２の実施形態の説明
図である。この場合、ハードウェア構成は図１と全く同
一であるために省略し、チョッパ制御回路２２から出力
されるＩＧＢＴ1 ，ＩＧＢＴ2 をオン、オフ制御するゲ
ート信号ＴＸ1 ，ＴＸ2 を示している。ここで、ゲート
信号ＴＸ1 ，ＴＸ2 は周期Ｔ毎に交互に変化するオン、
オフモードになっている。すなわち、最初の周期Ｔにお
いては、ゲート信号ＴＸ1 は周期Ｔの全体がオフ状態に
保たれるオンオフモードになっており、一方、ゲート信
号ＴＸ2 は第１の区間でオン、第２の区間でオフにな
り、第３の区間でオンになるオン、オフモードになって
おり、次の周期Ｔではゲート信号ＴＸ1 ，ＴＸ2 のオ
ン、オフモードが逆になっており、以下、これらのモー
ドが交互に繰返される。FIG. 6 is an explanatory diagram of a second embodiment according to the present invention. In this case, since the hardware configuration is completely the same as that of FIG. 1, the description is omitted, and the gate signals TX 1 and TX 2 for controlling the IGBT 1 and IGBT 2 output from the chopper control circuit 22 to turn on and off are shown. Here, the gate signals TX 1 and TX 2 are turned on alternately every cycle T,
It is in off mode. That is, in the first period T, the gate signal TX 1 is turned off mode the entire period T is maintained in the OFF state, whereas the gate signal TX 2 is turned on in the first section, second section To turn off in the third period, and turn on in the third period. In the next cycle T, the on and off modes of the gate signals TX 1 and TX 2 are reversed. The modes are alternately repeated.
【００４３】この第２の実施形態の動作モードは第１の
実施形態と同様にして解析できるが、図面及び説明の簡
単化のため、ここでは入力電圧と入力電流の関係のみを
図７に示す。図７から明らかなように、入力電流波形が
正弦波により近似し、図１８に示した従来方式と比較し
て波形が改善されていることが分かる。なお、説明の都
合上、図６に示したオン、オフモードによってチョッパ
回路を制御する方式をクロス連続休止方式と呼ぶことに
する。Although the operation mode of the second embodiment can be analyzed in the same manner as the first embodiment, FIG. 7 shows only the relationship between the input voltage and the input current for simplification of the drawing and the description. . As is clear from FIG. 7, the input current waveform is approximated by a sine wave, and the waveform is improved as compared with the conventional method shown in FIG. For convenience of explanation, the method of controlling the chopper circuit in the on / off mode shown in FIG. 6 will be referred to as a continuous cross pause method.
【００４４】因みに、図１５乃至図１８を用いて説明し
た従来方式と、図１乃至図５を用いて説明した本発明の
第１の実施形態と、図６及び図７を用いて説明した第２
の実施形態について、昇圧比を１．４０（出力電圧２０
０Ｖ）に制御した場合の歪率、３次高調波、５次高調
波、７次高調波を図表で示すと図８のようになる。この
図表から明らかなように、歪率と３次高調波に着目した
場合、従来方式と比較して第１の実施形態が格段に小さ
くなり、第２の実施形態が第１の実施形態よりも小さく
なっていることが分かる。Incidentally, the conventional method described with reference to FIGS. 15 to 18, the first embodiment of the present invention described with reference to FIGS. 1 to 5, and the first method described with reference to FIGS. 2
In the embodiment, the boost ratio is 1.40 (output voltage 20
FIG. 8 is a diagram showing the distortion rate, the third harmonic, the fifth harmonic, and the seventh harmonic when controlled to 0 V). As is apparent from this chart, when focusing on the distortion factor and the third harmonic, the first embodiment is much smaller than the conventional system, and the second embodiment is more compact than the first embodiment. It can be seen that it has become smaller.
【００４５】なお、上述した第１及び第２の実施形態で
は制御の容易性を考慮して、所定の周期Ｔを略３等分し
て、このうちの一つの区間だけＩＧＢＴ1 ，ＩＧＢＴ2
の両方をオフ状態にしたが、要はＩＧＢＴ1 ，ＩＧＢＴ
2 の両方がオフである区間はそれ以前にエネルギーが蓄
積されたリアクトルの放電電流が零になるに要する時間
幅を有するオン、オフモードであれば、上述したと略同
様な効果が得られる。In the above-described first and second embodiments, the predetermined period T is divided into approximately three equal parts in consideration of the easiness of control, and IGBT 1 and IGBT 2 are divided into only one of these periods.
Are turned off, but the point is that IGBT 1 , IGBT
In the section in which both of the two are off, if the mode is an on / off mode having a time width required for the discharge current of the reactor in which energy has been stored to become zero, substantially the same effects as described above can be obtained.
【００４６】なおまた、上述した第１及び第２の実施形
態では便宜的に消費電力が一定の負荷抵抗ＲL を接続し
ているので直流出力電圧は略一定に保たれるが、負荷の
軽重に応じて直流出力電圧は変化する。そのためにチョ
ッパ制御回路２２はオン、オフモード及び通電比等を記
憶させたテーブルを利用して、次の動作を行わせる機能
をも備えている。 イ、直流出力電圧が一定になるように、オン、オフ制御
モードの周波数を切換える。 ロ、直流出力電圧が一定になるように、オン、オフ制御
モードの周波数及び通電比を切換える。通電比の変更は
ＩＧＢＴ1 ，ＩＧＢＴ2 の両方がオフ状態になる時間を
変更する。 ハ、直流出力電圧が一定になるように、オン、オフ制御
モードの周波数を切換え、周波数が予め定めた基準値を
超えたとき通電比を切換える。 ニ、ＩＧＢＴ1 ，ＩＧＢＴ2 を通電比５０％にて交互に
オン、オフする。In the above-described first and second embodiments, the DC output voltage is kept substantially constant because the load resistance RL having a constant power consumption is connected for convenience. The DC output voltage changes according to. For this purpose, the chopper control circuit 22 also has a function of performing the following operation using a table in which the ON / OFF mode, the duty ratio, and the like are stored. B) The frequency of the on / off control mode is switched so that the DC output voltage becomes constant. (B) The frequency and duty ratio of the on / off control mode are switched so that the DC output voltage is constant. The change in the current-carrying ratio changes the time during which both IGBT 1 and IGBT 2 are turned off. (C) The frequency of the on / off control mode is switched so that the DC output voltage is constant, and the duty ratio is switched when the frequency exceeds a predetermined reference value. D) The IGBT 1 and IGBT 2 are alternately turned on and off at an energization ratio of 50%.
【００４７】かくして、第１の実施形態又は第２の実施
形態によれば、広い能力範囲に亘って力率を高い状態に
維持することができる。また、一つの周期Ｔを３等分し
たオン、オフ制御モードを用いた場合、装置の構成が簡
易化される利点もある。Thus, according to the first embodiment or the second embodiment, a high power factor can be maintained over a wide capacity range. In addition, when the on / off control mode in which one cycle T is divided into three equal parts is used, there is an advantage that the configuration of the device is simplified.
【００４８】図９は本発明の第３の実施形態に係る電力
変換装置の構成を示す回路図である。図中、図１と同一
又は同様の機能を有する要素には同一の符号を付してそ
の説明を省略する。また、ＩＧＢＴ1 、ＩＧＢＴ2 をオ
ン、オフ制御するための構成も同一であるので、図１に
て示した電圧検出回路２１及びチョッパ制御回路２２を
も省略して主回路のみを示している。この実施形態の特
徴は、図１に示したフィルタリアクトルＬs 、分圧コン
デンサＣ1 ，Ｃ2 及びリアクトルＬ1 ，Ｌ2 を整流部の
直流出力側に設けると共に、平滑コンデンサＣDCから分
圧コンデンサＣ1 ，Ｃ2 及びリアクトルＬ1 ，Ｌ2 に電
流が流れ込むことを防止する逆流防止ダイオードＤR を
設けた点にある。すなわち、ダイオードＤ1 〜Ｄ4 をブ
リッジ接続してなる整流部の交流側端子に交流電源ｅs
が直接接続され、この整流部の直流側端子間にフィルタ
リアクトルＬs を介して分圧コンデンサＣ1 ，Ｃ2 を直
列接続してなる分圧回路が接続されている。この分圧回
路の正側端子にリアクトルＬ1 の一端が、負側端子にリ
アクトルＬ2 の一端がそれ接続されている。これらのリ
アクトルＬ1 ，Ｌ2 の他端間に、それぞれフライホイー
ルダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ1 ，ＩＧＢＴ
2 を直列接続してなるチョッパ回路が接続され、このチ
ョッパ回路を構成するＩＧＢＴ1 ，ＩＧＢＴ2 の相互接
続点と分圧回路を構成するコンデンサＣ1 、Ｃ2 の相互
接続点が接続されている。また、チョッパ回路の両端に
は逆流防止用ダイオードＤR を介して平滑コンデンサＣ
DC及び負荷抵抗ＲL が接続されている。FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration of a power converter according to a third embodiment of the present invention. In the figure, elements having the same or similar functions as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted. Further, since the configuration for on / off control of IGBT 1 and IGBT 2 is the same, only the main circuit is shown, omitting the voltage detection circuit 21 and the chopper control circuit 22 shown in FIG. The feature of this embodiment, filter reactor L s shown in FIG. 1, provided with a dividing capacitors C 1, C 2 and the reactor L 1, L 2 to the DC output side of the rectifier unit, the partial pressure of the smoothing capacitor C DC lies in providing the backflow prevention diode D R that prevents current from flowing into the capacitor C 1, C 2 and the reactor L 1, L 2. In other words, the AC power supply e s is connected to the AC side terminal of the rectifier formed by bridge-connecting the diodes D 1 to D 4.
There are directly connected, a voltage dividing circuit to through the filter reactor L s dividing capacitors C 1, C 2 formed by serially connected between DC terminals of the rectifier is connected. Positive end of a reactor L 1 to a terminal of the voltage divider circuit, one end of the reactor L 2 are then connected to the negative terminal. IGBT 1 and IGBT each having a flywheel diode connected in anti-parallel between the other ends of these reactors L 1 and L 2
2 are connected in series, and an interconnection point of IGBT 1 and IGBT 2 constituting this chopper circuit and an interconnection point of capacitors C 1 and C 2 constituting a voltage dividing circuit are connected. . Further, smoothing capacitor C at both ends of the chopper circuit through a backflow prevention diode D R
DC and load resistance RL are connected.
【００４９】この構成によれば、チョッパ回路を構成す
るＩＧＢＴ1 ，ＩＧＢＴ2 をオン、オフ制御したことに
よるリアクトルＬ1 ，Ｌ2 の放電電流が逆流防止用ダイ
オードＤR を通して平滑コンデンサＣDC及び負荷抵抗Ｒ
L に流れる。しかし、フィルタリアクトルＬs の介在に
より、整流部のダイオードＤ1 〜Ｄ4 には流れない。従
って、逆流防止用ダイオードＤR として高速ダイオード
を使用すれば、整流部を構成するダイオードＤ1 〜Ｄ4
は低速ダイオードで済むことになる。[0049] According to this configuration, IGBT 1, the IGBT 2 on the reactor L 1 due to the off control, L 2 of the discharge current smoothing capacitor C DC and the load through the diode D R reverse-current preventing constituting the chopper circuit Resistance R
Flow to L. However, the interposition of the filter reactor L s, does not flow through the diode D 1 to D 4 of the rectification section. Therefore, if a high-speed diode is used as the backflow prevention diode D R , the diodes D 1 to D 4 constituting the rectification unit
Requires only low-speed diodes.
【００５０】一般に高周波ノイズを低減するために図９
中に破線で示したように、フィルタリアクトルＬs の前
段にフィルタコンデンサＣs を接続することが多い。し
かしながら、フィルタコンデンサＣs を設けると、ここ
に電荷が蓄積され残留するため、交流電圧波形のゼロク
ロス近辺で入力電流波形が大きく歪む。従って、フィル
タコンデンサＣs の追加は入力電流波形に悪影響を及ぼ
してしまうため、これを整流部の出力側に置くことは好
ましくない。よって、本実施形態ではフィルタリアクト
ルＬs のみでなるノイズフィルタを接続している。Generally, in order to reduce high frequency noise, FIG.
As indicated by the broken line in, often connected filter capacitor C s in front of the filter reactor L s. However, the provision of the filter capacitor C s, where for charges are accumulated remaining, the input current waveform is distorted greatly zero cross vicinity of the AC voltage waveform. Accordingly, since the additional filter capacitor C s is adversely affects the input current waveform, it is not preferable to put this on the output side of the rectifier. Therefore, in the present embodiment connects the noise filter comprising only a filter reactor L s.
【００５１】ここで、図１に示す第１の実施形態の整流
部に高速ダイオードを使用した場合、低速ダイオードを
使用した場合、図９に示す第３の実施形態の整流部に低
速ダイオードを使用してＩＧＢＴ1 ，ＩＧＢＴ2 を通電
比５０％にて交互にオン、オフする場合のそれぞれにつ
いて、出力電圧の変化に対するコンバータの効率を測定
すると図１０に示す結果が得られた。すなわち、第１の
実施形態の整流部に低速ダイオードを使用すると、一点
鎖線で示したように、電圧が高くなるに従ってコンバー
タの効率が著しく低下するのに対して、第３の実施形態
の整流部に低速ダイオードを使用したとしても、第１の
実施形態に高速ダイオードを使用した場合と略同様に９
５％程度の高い変換効率を達成していることが分かる。Here, when a high-speed diode is used for the rectifier of the first embodiment shown in FIG. 1, when a low-speed diode is used, a low-speed diode is used for the rectifier of the third embodiment shown in FIG. When the IGBT 1 and IGBT 2 were alternately turned on and off at a duty ratio of 50%, the efficiency of the converter with respect to the change in output voltage was measured, and the results shown in FIG. 10 were obtained. That is, when a low-speed diode is used for the rectifier of the first embodiment, as shown by a dashed line, the efficiency of the converter significantly decreases as the voltage increases, whereas the rectifier of the third embodiment decreases. Even if a low-speed diode is used, the same as in the case where a high-speed diode is used in the first embodiment.
It can be seen that a high conversion efficiency of about 5% is achieved.
【００５２】かくして、第３の実施形態によれば図２に
示した連続休止方式又は図６に示したクロス連続休止方
式のオン、オフ制御モードを用いなくとも高力率状態を
維持することができ、さらに、整流部において高周波の
スイッチングロスを受けないため、整流用に低速ダイオ
ードを使用しても効率面において十分な性能を発揮する
実用的な回路とすることができる。Thus, according to the third embodiment, the high power factor state can be maintained without using the on / off control mode of the continuous pause system shown in FIG. 2 or the cross continuous pause system shown in FIG. In addition, since the rectifier does not receive high-frequency switching loss, a practical circuit that exhibits sufficient performance in terms of efficiency even when a low-speed diode is used for rectification can be provided.
【００５３】また、図９に示した第３の実施形態におい
ても、連続休止方式又はクロス連続休止方式のオン、オ
フ制御モードに従ってＩＧＢＴ1 ，ＩＧＢＴ2 を制御す
ることによって、力率をさらに高めることができる。In the third embodiment shown in FIG. 9, the power factor is further increased by controlling the IGBT 1 and IGBT 2 according to the on / off control mode of the continuous pause system or the cross continuous pause system. Can be.
【００５４】尚、拘束ダイオード（応答速度の速いダイ
オード）とはインバータの発振周波数の１サイクル期間
に対して十分に逆回復時間（ｔｒｒ）が短いものであ
り、例えば、インバータの発振周波数が２０ＫＨｚの場
合は、５０μｓｅｃ以下、一般的には１００分の１以下
の０．５μｓｅｃ以下のものが使われいる。一方、低速
ダイオード（応答速度の遅いダイオード）は逆回復時間
が５０μｓｅｃよりも長いものが該当する。Note that a constrained diode (diode having a high response speed) has a sufficiently short reverse recovery time (trr) for one cycle of the oscillation frequency of the inverter. For example, when the oscillation frequency of the inverter is 20 KHz. In this case, a time of 50 μsec or less, generally 1/100 or less and 0.5 μsec or less is used. On the other hand, a slow diode (a diode having a slow response speed) corresponds to a diode having a reverse recovery time longer than 50 μsec.
【００５５】図１１は本発明に係る電力変換装置の第４
の実施形態の構成を示す回路図であり、特に、主回路は
特開平８−１９６０７７号公報に開示された三相電源を
対象としている。この電力変換装置を構成するＩＧＢＴ
1 ，ＩＧＢＴ2 を前述した電圧検出回路２１及びチョッ
パ制御回路２２によつて、図２又は図６に示すオン、オ
フ制御モードによってオン、オフ制御するものを示して
いる。図１１において、６個のダイオードＤ1 〜Ｄ6 が
ブリッジ接続されており、これらが整流部を構成してい
る。この整流部の交流側端子、すなわち、直列接続され
たダイオードＤ1 ，Ｄ2 の相互接続点、Ｄ3 ，Ｄ4 の相
互接続点、及びダイオードＤ5 ，Ｄ6 の相互接続点がそ
れぞれフィルタリアクトルＬ1 、Ｌ2 ，Ｌ3 を介して三
相の交流電源ｅt に接続されている。交流電源ｅt とフ
ィルタリアクトルＬ1 、Ｌ2 ，Ｌ3 との間の各電源ライ
ン間にフイルタコンデンサＣＸ1 ，ＣＸ2 ，ＣＸ3 が接
続されている。また、これらの各電源ラインにコンデン
サＣ1 ，Ｃ2 ，Ｃ3 の一端が接続され、これらのコンデ
ンサＣ1 ，Ｃ2 ，Ｃ3 の他端が共通に接続されて単相電
源の分圧回路と同様な回路構成になっている。一方、ダ
イオードＤ1 ，Ｄ2の直列回路、Ｄ3 ，Ｄ4 の直列回路
及びダイオードＤ5 ，Ｄ6 の直列回路を互いに並列接続
した両端、すなわち、整流部の直流側端子間にそれぞれ
フライホイールダイオードＤF1，ＤF2が逆並列接続され
たＩＧＢＴ1 ，ＩＧＢＴ2 を直列接続してなるチョッパ
回路が接続されている。これらＩＧＢＴ1 ，ＩＧＢＴ2
の相互接続点と分圧回路を形成するコンデンサＣ1 ，Ｃ
2 ，Ｃ3 の共通接続端とが接続されている。また、整流
部の直流側端子間に平滑コンデンサＣDCが接続され、さ
らに、負荷抵抗ＲL の代わりにインバータ１１を設ける
と共に、このインバータに負荷としてのモータ１２が接
続されている。FIG. 11 shows a fourth embodiment of the power converter according to the present invention.
1 is a circuit diagram showing a configuration of an embodiment of the present invention. In particular, a main circuit is intended for a three-phase power supply disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 8-19677. IGBT constituting this power converter
1 and IGBT 2 are controlled to be turned on and off by the above-described voltage detection circuit 21 and chopper control circuit 22 in the on / off control mode shown in FIG. 2 or FIG. In FIG. 11, six diodes D 1 to D 6 are bridge-connected, and these constitute a rectifying unit. The AC side terminal of the rectifying unit, that is, the interconnection point of the diodes D 1 and D 2 , the interconnection point of D 3 and D 4 , and the interconnection point of the diodes D 5 and D 6 are each a filter reactor. L 1, L 2, through L 3 are connected to an AC power source e t of three-phase. Filter capacitors CX 1 , CX 2 and CX 3 are connected between respective power lines between the AC power source et and the filter reactors L 1 , L 2 and L 3 . Further, the one end of the capacitor C 1, C 2, C 3 to each of these power supply lines is connected, the voltage divider circuit of the other ends of the capacitors C 1, C 2, C 3 are commonly connected to be single-phase power supply It has the same circuit configuration as that of FIG. On the other hand, a flywheel is connected between both ends of the series circuit of the diodes D 1 and D 2 , the series circuit of D 3 and D 4 , and the series circuit of the diodes D 5 and D 6 , that is, between the DC-side terminals of the rectifier. A chopper circuit is connected in which IGBT 1 and IGBT 2 in which diodes D F1 and D F2 are connected in anti-parallel are connected in series. These IGBT 1 and IGBT 2
Capacitors C 1 and C forming a voltage dividing circuit with the interconnection points of
A common connection end is connected to 2, C 3. Further, a smoothing capacitor C DC is connected between the DC side terminals of the rectifying unit, and an inverter 11 is provided instead of the load resistor RL , and a motor 12 as a load is connected to the inverter.
【００５６】図１１に示したコンデンサＣＸ1 ，Ｃ
Ｘ2 ，ＣＸ3 はラインインピーダンスＺ1 ，Ｚ2 ，Ｚ3
の影響を受けて発振を起こし、入力電流及び入力電圧波
形が歪むという現象を抑えるために設けられている。一
方、チョッパ制御回路２２は図２に示す連続休止方式又
は図６に示すクロス連続休止方式のオン、オフ制御モー
ドに従ってＩＧＢＴ1 及びＩＧＢＴ2 をオン、オフ制御
する。また、電圧検出回路２０によって検出された電圧
が保護レベルを超えたとき、保護回路２１はチョッパ回
路のオン、オフ制御を停止し、ＩＧＢＴ1 ，ＩＧＢＴ2
の両方をオフ状態にする指令をチョッパ制御回路２２に
加える。この結果、通常のコンデンサインプット形のコ
ンバータの機能を維持することができる。The capacitors CX 1 and CX shown in FIG.
X 2 and CX 3 are line impedances Z 1 , Z 2 and Z 3
This is provided in order to suppress the phenomenon that oscillation is caused by the influence of the above and the input current and the input voltage waveform are distorted. On the other hand, the chopper control circuit 22 controls the IGBT 1 and the IGBT 2 on and off in accordance with the on / off control mode of the continuous pause mode shown in FIG. 2 or the cross continuous pause mode shown in FIG. When the voltage detected by the voltage detection circuit 20 exceeds the protection level, the protection circuit 21 stops the ON / OFF control of the chopper circuit, and stops the IGBT 1 , IGBT 2
To the chopper control circuit 22. As a result, the function of a normal capacitor input type converter can be maintained.
【００５７】かくして、図１１に示した第４の実施形態
によれば、三相交流電圧を入力とする電力変換装置にお
いても、広い能力範囲に亘って力率を高い状態に維持す
ることができる。Thus, according to the fourth embodiment shown in FIG. 11, even in a power converter that receives a three-phase AC voltage as an input, it is possible to maintain a high power factor over a wide capacity range. .
【００５８】なお、チョッパ制御回路２２Ａは、オン、
オフモード及び通電比等を記憶させたテーブルを利用し
て、次の動作を行わせる機能をも備えている。 イ、直流出力電圧が一定になるように、オン、オフ制御
モードの周波数を切換える。 ロ、直流出力電圧が一定になるように、オン、オフ制御
モードの周波数及び通電比を切換える。通電比の変更は
ＩＧＢＴ1 ，ＩＧＢＴ2 の両方がオフ状態になる時間を
変更する。 ハ、直流出力電圧が一定になるように、オン、オフ制御
モードの周波数を切換え、周波数が予め定めた基準値を
超えたとき通電比を切換える。 ニ、ＩＧＢＴ1 ，ＩＧＢＴ2 を通電比５０％にて交互に
オン、オフする。The chopper control circuit 22A is turned on,
There is also provided a function for performing the following operation using a table in which the OFF mode, the power supply ratio, and the like are stored. B) The frequency of the on / off control mode is switched so that the DC output voltage becomes constant. (B) The frequency and duty ratio of the on / off control mode are switched so that the DC output voltage is constant. The change in the current-carrying ratio changes the time during which both IGBT 1 and IGBT 2 are turned off. (C) The frequency of the on / off control mode is switched so that the DC output voltage is constant, and the duty ratio is switched when the frequency exceeds a predetermined reference value. D) The IGBT 1 and IGBT 2 are alternately turned on and off at an energization ratio of 50%.
【００５９】図１２は本発明に係る電力変換装置の第５
の実施形態の構成を示す回路図であり、図中、図１１と
同一の要素には同一の符号を付してその説明を省略す
る。ここでは、図１１中の電圧検出回路２１を除去し、
その代わりに、整流部の入力側に設けた変流器ＣＴの出
力信号に基づき、電流検出回路２３が入力電流を検出
し、その検出信号をチョッパ制御回路２２Ａに加える構
成になっている。FIG. 12 shows a fifth embodiment of the power converter according to the present invention.
12 is a circuit diagram showing a configuration of the embodiment, in which the same elements as those in FIG. 11 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted. Here, the voltage detection circuit 21 in FIG.
Instead, the current detection circuit 23 detects the input current based on the output signal of the current transformer CT provided on the input side of the rectification unit, and applies the detection signal to the chopper control circuit 22A.
【００６０】ここで、チョッパ制御回路２２Ａは検出電
流が最小になるように、チョッパ回路を構成するＩＧＢ
Ｔ1 ，ＩＧＢＴ2 を連続休止方式又はクロス連続休止方
式のオン、オフ制御モードに従ってオン、オフ制御す
る。この場合、チョッパ制御回路２２Ａは入力電流が最
小になるように、ＩＧＢＴ1 ，ＩＧＢＴ2 に対するスイ
ッチング周波数及び通電比のうち、少なくともスイッチ
ング周波数の切換え制御を実行する。なお、入力電流が
直流出力電圧が過大になる値に対応する値以下に降下し
た場合には、チョッパ回路を構成するＩＧＢＴ1 ，ＩＧ
ＢＴ2 に対するスイッチング動作を停止する。Here, the chopper control circuit 22A controls the IGB constituting the chopper circuit so that the detected current is minimized.
T 1 and IGBT 2 are controlled to be turned on and off in accordance with the on / off control mode of the continuous pause mode or the cross continuous pause mode. In this case, the chopper control circuit 22A executes switching control of at least the switching frequency among the switching frequency and the duty ratio for the IGBT 1 and IGBT 2 so that the input current is minimized. When the input current drops below a value corresponding to a value at which the DC output voltage becomes excessive, IGBT 1 , IG
To stop the switching operation to the BT 2.
【００６１】かくして、第５の実施形態によれば、三相
交流電圧を入力とする電力変換装置がインバータを含
み、負荷状態が変化する場合でも、１サイクル期間の全
体に亘って電流波形が整形されると共に、歪み率及び電
源高調波を低減させることができる。Thus, according to the fifth embodiment, even when the power converter including the three-phase AC voltage as the input includes the inverter and the load state changes, the current waveform is shaped over the entire one cycle period. At the same time, the distortion rate and power supply harmonics can be reduced.
【００６２】図１３は本発明に係る第６の実施形態の構
成を示す回路図であり、図中、図１２と同一の要素には
同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは平滑
コンデンサＣDCとインバータ１１とを接続する経路に電
流検出抵抗Ｒs を設け、この電流検出抵抗Ｒs の両端に
発生する電圧に基づいて電流検出回路２４が出力電流を
検出し、その電流検出値をチョッパ制御回路２２Ｂに加
えている。チョッパ制御回路２２Ｂは次のイ、ロに示す
二つの機能を備え、使用者が随時切換えるようになって
いる。イ、電流検出回路２４で検出された電流値が最小
になるようにチョッパ回路のＩＧＢＴ1 ，ＩＧＢＴ2 に
対するスイッチング周波数及び通電比のうち、少なくと
もスイッチング周波数の切換え制御を実行する機能。
ロ、電流検出回路２４で検出された電流値が予め設定し
た基準値よりも小さいとき、ＩＧＢＴ1 ，ＩＧＢＴ
2 を、交流電源よりも格段に高い繰返し周波数で交互に
オン、オフ制御し、基準値以上のとき、連続休止方式又
はクロス連続休止方式のオン、オフ制御モードに従って
オン、オフ制御する機能。FIG. 13 is a circuit diagram showing the configuration of the sixth embodiment according to the present invention. In the figure, the same elements as those in FIG. 12 are denoted by the same reference numerals and description thereof will be omitted. Here provided a current detection resistor R s in the path connecting the smoothing capacitor C DC and an inverter 11, a current detection circuit 24 detects the output current based on the voltage generated at both ends of the current detection resistor R s, the The detected current value is added to the chopper control circuit 22B. The chopper control circuit 22B has the following two functions (a) and (b), and the user can switch at any time. A function of executing switching control of at least the switching frequency of the switching frequency and the duty ratio of the chopper circuit for IGBT 1 and IGBT 2 so that the current value detected by the current detection circuit 24 is minimized.
(B) when the current value detected by the current detection circuit 24 is smaller than a preset reference value, IGBT 1 , IGBT
2 is a function to alternately turn on and off at a repetition frequency much higher than that of an AC power supply, and to control on and off according to an on / off control mode of a continuous pause mode or a cross continuous pause mode when the reference value is exceeded.
【００６３】かくして、図１３に示す第６の実施形態に
よっても、１サイクル期間の全体に亘って電流波形が整
形されると共に、歪み率及び電源高調波を低減させるこ
とができる。Thus, according to the sixth embodiment shown in FIG. 13, the current waveform can be shaped over the entire one cycle period, and the distortion factor and the power supply harmonics can be reduced.
【００６４】ところで、上述した電力変換装置が有する
効果、すなわち、歪み率及び電源高調波を低減させるこ
とのできる点は、これを利用する装置にも大きな恩恵を
与える。例えば、インバータを用いて能力制御する空気
調和装置に適用した場合、電圧波形が安定するために、
室外送風機及び室内送風機をそれぞれ駆動するモータか
ら発生する異常騒音を抑えることができる。以下、直流
電圧に対する電圧検出回路２１を備えた電力変換装置を
用いたインバータ駆動の空気調和装置について説明す
る。By the way, the effect of the above-described power converter, that is, the point that the distortion rate and the power supply harmonic can be reduced, also gives a great benefit to a device utilizing the same. For example, when applied to an air conditioner that performs capacity control using an inverter, the voltage waveform becomes stable,
It is possible to suppress abnormal noise generated from the motors that drive the outdoor blower and the indoor blower, respectively. Hereinafter, an air conditioner driven by an inverter using a power converter including a voltage detection circuit 21 for a DC voltage will be described.
【００６５】図１４は本発明に係る空気調和装置の実施
形態の構成を示す回路図である。これは、図１１中のモ
ータ１２の代わりに圧縮機３１を駆動するモータ３２を
接続している。ここで、圧縮機３１は四方弁３３、室内
熱交換器３４、膨張弁３５及び室外熱交換器３６によっ
て周知の冷凍サイクルを形成し、室内熱交換器３４の熱
交換を促進するために、室内送風機３７が、室外熱交換
器３６の熱交換を促進するために室外送風機３８がそれ
ぞれ設けられている。これはＡ矢印方向に冷媒を循環さ
せて暖房モード運転をする場合を例示しており、冷房モ
ード運転する場合には四方弁３３を切換えてＡ矢印とは
逆方向に冷媒を循環させることになる。また、インバー
タ１１は空調負荷に応じて出力周波数を変更すると共
に、予め定めた電圧と周波数との関係を示す、いわゆ
る、Ｖ／Ｆパターンに従って周波数を制御するようにな
っている。この空調負荷に対応した圧縮機３１の能力制
御運転及びＶ／Ｆパターンについては公知であるのでそ
の説明を省略する。FIG. 14 is a circuit diagram showing a configuration of an embodiment of an air conditioner according to the present invention. This connects a motor 32 for driving a compressor 31 instead of the motor 12 in FIG. Here, the compressor 31 forms a well-known refrigeration cycle with the four-way valve 33, the indoor heat exchanger 34, the expansion valve 35, and the outdoor heat exchanger 36, and promotes heat exchange of the indoor heat exchanger 34 by using an indoor heat exchanger. An outdoor blower 38 is provided for each of the blowers 37 to promote heat exchange of the outdoor heat exchanger 36. This illustrates a case where the refrigerant is circulated in the direction of arrow A to perform the heating mode operation. In the case of the cooling mode operation, the four-way valve 33 is switched to circulate the refrigerant in the direction opposite to the arrow A. . The inverter 11 changes the output frequency according to the air-conditioning load, and controls the frequency according to a so-called V / F pattern indicating a relationship between a predetermined voltage and a frequency. The capacity control operation of the compressor 31 and the V / F pattern corresponding to the air-conditioning load are publicly known, and thus the description thereof is omitted.
【００６６】かかる構成によれば、入力電流が増大した
としても電源側の電圧波形の歪みが低く抑えられるの
で、電圧波形歪みに起因するモータの異常騒音の発生を
抑えることができる。特に、空気調和装置の室内ユニッ
トにおいては、電圧波形の歪みによって発生する室内送
風機３７のモータの異常騒音が室内に漏れて快適性を乱
すことがあったが、この騒音を抑えたことにより快適性
が維持され、製品品質の向上が図られる。また、室外ユ
ニットの室外送風機３８のモータの異常騒音の発生も抑
えられる。さらにまた、入力電流波形の歪みも少なくな
るので、外部からのノイズの影響も受け難く、誤動作の
割合を少なくすることができ、信頼性を向上させる効果
もある。According to such a configuration, even if the input current increases, the distortion of the voltage waveform on the power supply side is suppressed to a low level, so that the occurrence of abnormal motor noise due to the voltage waveform distortion can be suppressed. In particular, in the indoor unit of the air conditioner, the abnormal noise of the motor of the indoor blower 37 generated due to the distortion of the voltage waveform sometimes leaks into the room and disturbs the comfort. Is maintained, and the product quality is improved. Further, generation of abnormal noise of the motor of the outdoor blower 38 of the outdoor unit is also suppressed. Furthermore, the distortion of the input current waveform is reduced, so that it is hardly affected by external noise, the rate of malfunction can be reduced, and the reliability is improved.
【００６７】なお、上述した空気調和装置は三相交流電
源の交流を直流に変換するコンバータ装置を用いたが、
この代わりに、図１又は図９に示す単相の電力変換装置
を用い、直流出力電圧を検出してその値が設定値を超え
たときにスイッチング動作を停止したり、整流部の入力
電流を検出して軽負荷時にチヨッパ回路のスイッチング
動作を停止したり、あるいは、インバータの出力電流を
検出してその電流が最小になるようにチチョッパ回路の
周波数及び通電比のうち、少なくとも周波数を変えるよ
うにすることもできる。Although the air conditioner described above uses a converter device for converting the AC of a three-phase AC power supply to DC,
Instead, a single-phase power converter shown in FIG. 1 or FIG. 9 is used to detect the DC output voltage and stop the switching operation when the value exceeds a set value, or to reduce the input current of the rectifier. Detecting and stopping the switching operation of the chopper circuit at light load, or detecting at least the output current of the inverter and changing at least the frequency of the frequency and the duty ratio of the chopper circuit so that the current is minimized. You can also.
【００６８】なおまた、上記実施形態では、チョッパ回
路を構成するスイッチング素子としてＩＧＢＴを用いた
が、これ以外のパワートランジスタを用いる構成のもの
にも本発明を適用できることは言うまでもない。In the above embodiment, the IGBT is used as the switching element constituting the chopper circuit. However, it goes without saying that the present invention can be applied to a configuration using a power transistor other than the IGBT.
【００６９】[0069]
【発明の効果】以上の説明によって明らかなように、本
発明に係る電力変換装置によれば、広い能力範囲に亘っ
て力率を高い状態に維持することができる。また、本発
明に係る他の電力変換装置によれば広い能力範囲に亘っ
て力率を高い状態に維持することができると同時に、整
流部として低速ダイオードを使用しても、高速ダイオー
ド使用時と同程度の高力率を維持できる効果が得られ
る。As is apparent from the above description, the power converter according to the present invention can maintain a high power factor over a wide range of performance. Further, according to another power converter according to the present invention, it is possible to maintain a high power factor over a wide capacity range, and at the same time, even if a low-speed diode is used as a rectifying unit, a high-speed diode is used. The effect of maintaining the same high power factor can be obtained.
【００７０】また、本発明に係る空気調和装置によれ
ば、上記電力変換装置を用いることによって、冷凍サイ
クル系統を構成するモータの騒音を低く抑えることがで
きる。Further, according to the air conditioner of the present invention, by using the power converter, the noise of the motor constituting the refrigeration cycle system can be reduced.
【図１】本発明に係る電力変換装置の第１の実施形態の
構成を示す回路図。FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a first embodiment of a power converter according to the present invention.
【図２】図１に示した実施形態の動作を説明するため
に、スイッチング素子に対するオン、オフ制御波形及び
これに対応するリアクトルの電流波形を示した図。FIG. 2 is a diagram showing ON / OFF control waveforms for a switching element and corresponding reactor current waveforms for explaining the operation of the embodiment shown in FIG. 1;
【図３】図１に示した実施形態の動作を解析するための
動作モード図。FIG. 3 is an operation mode diagram for analyzing the operation of the embodiment shown in FIG. 1;
【図４】図１に示した実施形態の動作を解析するための
動作モード図。FIG. 4 is an operation mode diagram for analyzing the operation of the embodiment shown in FIG. 1;
【図５】図１に示した実施形態の動作を説明するため
の、入力電圧及び入力電流の１サイクル分の波形図。FIG. 5 is a waveform diagram for one cycle of an input voltage and an input current for explaining the operation of the embodiment shown in FIG. 1;
【図６】本発明に係る電力変換装置の第２の実施形態の
動作を説明するために、スイッチング素子に対するオ
ン、オフ制御波形を示した図。FIG. 6 is a diagram showing ON / OFF control waveforms for a switching element in order to explain an operation of the second embodiment of the power converter according to the present invention.
【図７】図６に示した実施形態の動作を説明するため
の、入力電圧及び入力電流の１サイクル分の波形図。FIG. 7 is a waveform diagram for one cycle of an input voltage and an input current for explaining the operation of the embodiment shown in FIG. 6;
【図８】本発明の電力変換装置の第１及び第２の実施形
態の効果を説明するために、歪率及び高調波を従来方式
と比較した図表。FIG. 8 is a table comparing distortion factors and harmonics with a conventional system in order to explain the effects of the first and second embodiments of the power converter of the present invention.
【図９】本発明に係る電力変換装置の第３の実施形態の
構成を示す回路図。FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration of a third embodiment of the power converter according to the present invention.
【図１０】図９に示した実施形態の効果を説明するため
に、出力電圧と効率との関係を示した線図。FIG. 10 is a diagram showing a relationship between output voltage and efficiency for explaining the effect of the embodiment shown in FIG. 9;
【図１１】本発明に係る電力変換装置の第４の実施形態
の構成を示す回路図。FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration of a fourth embodiment of the power converter according to the present invention.
【図１２】本発明に係る電力変換装置の第５の実施形態
の構成を示す回路図。FIG. 12 is a circuit diagram showing a configuration of a fifth embodiment of the power converter according to the present invention.
【図１３】本発明に係る電力変換装置の第６の実施形態
の構成を示す回路図。FIG. 13 is a circuit diagram showing a configuration of a sixth embodiment of the power converter according to the present invention.
【図１４】本発明に係る空気調和装置の構成を示す回路
図。FIG. 14 is a circuit diagram showing a configuration of an air conditioner according to the present invention.
【図１５】従来の電力変換装置の主回路の構成を示す回
路図。FIG. 15 is a circuit diagram showing a configuration of a main circuit of a conventional power converter.
【図１６】図１５に示した従来の電力変換装置のスイッ
チング素子に対するオン、オフ制御波形を示した図。FIG. 16 is a diagram showing ON / OFF control waveforms for the switching elements of the conventional power converter shown in FIG.
【図１７】図１５に示した従来の電力変換装置の動作を
説明するために、スイッチング素子に対するオン、オフ
制御波形及びこれに対応するリアクトルの電流波形を示
した図。FIG. 17 is a diagram showing ON / OFF control waveforms for the switching elements and corresponding reactor current waveforms for explaining the operation of the conventional power converter shown in FIG.
【図１８】図１５に示した従来の電力変換装置の動作を
説明するための、入力電圧及び入力電流の１サイクル分
の波形図。FIG. 18 is a waveform diagram for one cycle of an input voltage and an input current for explaining the operation of the conventional power converter shown in FIG.
【図１９】図１５に示した従来の電力変換装置に低速ダ
イオードを使用した場合の高速ダイオードに対する差異
を説明するために、出力電圧と電力との関係を示した線
図。FIG. 19 is a diagram showing a relationship between output voltage and power in order to explain a difference from a high-speed diode when a low-speed diode is used in the conventional power converter shown in FIG.
ｅs 単相交流電源 ｅt 三相交流電源 Ｌs フィルタリアクトル Ｃ1 ，Ｃ2 ，Ｃ3 分圧コンデンサ Ｌ1 ，Ｌ2 ，Ｌ3 リアクトル Ｄ1 〜Ｄ6 ダイオード ＤR 逆流防止用ダイオード ＩＧＢＴ1 ，ＩＧＢＴ2 スイッチング素子としてのト
ランジスタ ＣDC 平滑コンデンサ ＲL 負荷抵抗 １１ インバータ １２ モータ １３ インバータ制御回路 ２１ 電圧検出回路 ２２，２２Ａ，２２Ｂ チョッパ制御回路 ２３，２４ 電流検出回路 ３１ 圧縮機 ３２ 圧縮機駆動モータ ３３ 四方弁 ３４ 室内熱交換器 ３５ 膨張弁 ３６ 室外熱交換器e s single-phase AC power source e t three-phase AC power supply L s filter reactor C 1, C 2, C 3 partial pressure condenser L 1, L 2, L 3 reactor D 1 to D 6 diode D R reverse current prevention diode IGBT 1 , IGBT 2 Transistor as switching element C DC smoothing capacitor RL Load resistance 11 Inverter 12 Motor 13 Inverter control circuit 21 Voltage detection circuit 22, 22A, 22B Chopper control circuit 23, 24 Current detection circuit 31 Compressor 32 Compressor drive motor 33 Four-way valve 34 Indoor heat exchanger 35 Expansion valve 36 Outdoor heat exchanger
Claims (14)
流入力端がそれぞれ交流電源ラインに接続される整流部
と、 前記整流部の交流入力端と前記交流電源ラインとの間に
それぞれ接続されたリアクトルと、 一端が前記交流電源ラインの各相にそれぞれ接続され、
他端が相互に接続された分圧コンデンサを含んでなる分
圧回路と、 一端が前記整流部の直流出力端にそれぞれ接続され、他
端が相互に接続された２個のスイッチング素子を含み、
これらのスイッチング素子の相互接続点が前記分圧コン
デンサの相互接続点に接続されたチョッパ回路と、 前記チョッパ回路の両端に接続された平滑コンデンサ
と、 前記２個のスイッチング素子の一方がオンで他方がオフ
の区間と、一方がオフで他方がオンの区間と、両方がオ
フである区間とを含み、前記両方がオフである区間はそ
れ以前にエネルギーが蓄積された前記リアクトルの放電
電流が零になるに要する時間幅を有するオン、オフモー
ドに従って、前記２個のスイッチング素子を、前記交流
電源よりも高い繰返し周波数でオン、オフ制御するチョ
ッパ制御回路と、 を備えた電力変換装置。1. A rectifying unit in which a plurality of diodes are bridge-connected and an AC input terminal is connected to an AC power supply line, and a reactor connected between the AC input terminal of the rectifying unit and the AC power supply line. And one end is connected to each phase of the AC power supply line,
A voltage dividing circuit including a voltage dividing capacitor having the other end connected to each other; two switching elements having one end connected to a DC output terminal of the rectifying unit and the other end connected to each other,
A chopper circuit having an interconnection point of these switching elements connected to an interconnection point of the voltage dividing capacitor; a smoothing capacitor connected to both ends of the chopper circuit; and one of the two switching elements being on and the other being Includes a section in which is off, a section in which one is off and the other is on, and a section in which both are off, and the section in which both are off has a discharge current of the reactor in which energy has been stored before that is zero. And a chopper control circuit that controls on and off of the two switching elements at a repetition frequency higher than that of the AC power supply in accordance with an on / off mode having a time width required for the power conversion device.
３等分した第１の区間がオンで、第２の区間がオフで、
第３の区間がオフであるオン、オフモードに従って前記
スイッチング素子の一方を制御し、第１の区間がオフ
で、第２の区間がオンで、第３の区間がオフであるオ
ン、オフモードに従って前記スイッチング素子の他方を
制御する請求項１に記載の電力変換装置。2. The chopper control circuit according to claim 1, wherein a first section obtained by dividing a repetition period into approximately three equal parts is on, and a second section is off.
One of the switching elements is controlled in accordance with an on / off mode in which a third section is off, and an on / off mode in which a first section is off, a second section is on, and a third section is off. The power converter according to claim 1, wherein the other of the switching elements is controlled in accordance with the following.
３等分した第１の区間がオンで、第２の区間がオフで、
第３の区間がオンであるオン、オフモードと、繰返し周
期の全ての区間がオフであるオン、オフモードとに従っ
て、前記２個のスイッチング素子を交互に制御する請求
項１に記載の電力変換装置。3. The chopper control circuit according to claim 1, wherein a first section obtained by dividing a repetition period into approximately three equal parts is on, and a second section is off.
2. The power converter according to claim 1, wherein the two switching elements are alternately controlled in accordance with an on / off mode in which a third section is on and an on / off mode in which all sections of the repetition cycle are off. 3. apparatus.
流入力端が交流電源ラインに接続される整流部と、 一端が前記整流部の直流出力端にそれぞれ接続され、他
端が相互に接続された分圧コンデンサを含んでなる分圧
回路と、 一端が前記分圧回路の正側及び負側の各端子に接続さ
れ、他端が相互に接続された２個のスイッチング素子を
含み、これらのスイッチング素子の相互接続点が前記分
圧コンデンサの相互接続点に接続されたチョッパ回路
と、 前記分圧回路に前記チョッパ回路を接続する正側及び負
側の各接続経路にそれぞれ接続されたリアクトルと、 前記チョッパ回路の正側及び負側の各端子間に、逆流防
止用の高速ダイオードを介して接続された平滑コンデン
サと、 前記２個のスイッチング素子を、前記交流電源よりも格
段に高い繰返し周波数で交互にオン、オフ制御するチョ
ッパ制御回路と、 を備えた電力変換装置。4. A rectifying unit in which a plurality of diodes are bridge-connected, an AC input terminal is connected to an AC power supply line, one end is connected to a DC output terminal of the rectifying unit, and the other end is connected to each other. A voltage-dividing circuit including a voltage-dividing capacitor; and two switching elements having one end connected to each of the positive and negative terminals of the voltage-dividing circuit and the other end connected to each other. A chopper circuit having an interconnection point of elements connected to an interconnection point of the voltage dividing capacitor; and a reactor connected to each of positive and negative connection paths connecting the chopper circuit to the voltage dividing circuit, A smoothing capacitor connected between a positive terminal and a negative terminal of the chopper circuit via a high-speed diode for preventing backflow; and the two switching elements, which are markedly more than the AC power supply. Alternately turned on at a repetition frequency have power conversion device including a chopper control circuit for turning off control, the.
ルタリアクトルのみでなるノイズフィルタを接続した請
求項４に記載の電力変換装置。5. The power converter according to claim 4, wherein a noise filter including only a filter reactor is connected between the rectifier and the voltage dividing circuit.
を検出する電圧検出手段を備え、前記チョッパ制御回路
は前記電圧検出手段で検出された直流電圧が予め設定し
た基準値を超えたとき、前記スイッチング素子の両方を
オフ状態にする請求項１乃至５のいずれかに記載の電力
変換装置。6. A voltage detecting means for detecting a DC voltage smoothed by said smoothing capacitor, wherein said chopper control circuit is adapted to detect when the DC voltage detected by said voltage detecting means exceeds a preset reference value. The power converter according to any one of claims 1 to 5, wherein both of the switching elements are turned off.
検出手段を備え、前記チョッパ制御回路は前記電流検出
手段で検出された電流値が最小になるように前記チョッ
パ回路のスイッチング素子に対するスイッチング周波数
及び通電比のうち、少なくともスイッチング周波数を切
換える請求項１乃至６のいずれかに記載の電力変換装
置。7. A current detecting means for detecting an AC input current of the rectifier, wherein the chopper control circuit performs switching with respect to a switching element of the chopper circuit such that a current value detected by the current detecting means is minimized. The power converter according to any one of claims 1 to 6, wherein at least a switching frequency is switched among the frequency and the duty ratio.
電流を検出する電流検出手段を備え、前記チョッパ制御
回路は前記電流検出手段で検出された電流値が最小にな
るように前記チョッパ回路のスイッチング素子に対する
スイッチング周波数及び通電比のうち、少なくともスイ
ッチング周波数を切換える請求項１乃至５のいずれかに
記載の電力変換装置。8. A current detecting means for detecting a current supplied from the smoothing capacitor to a load, wherein the chopper control circuit switches the chopper circuit so that a current value detected by the current detecting means is minimized. The power converter according to any one of claims 1 to 5, wherein at least the switching frequency is switched among the switching frequency and the duty ratio for the element.
流入力端がそれぞれ交流電源ラインに接続される整流部
と、 前記整流部の交流入力端と前記交流電源ラインとの間に
それぞれ接続されたリアクトルと、 一端が前記交流電源ラインの各相にそれぞれ接続され、
他端が相互に接続された分圧コンデンサを含んでなる分
圧回路と、 一端が前記整流部の直流出力端にそれぞれ接続され、他
端が相互に接続された２個のスイッチング素子を含み、
これらのスイッチング素子の相互接続点が前記分圧コン
デンサの相互接続点に接続されたチョッパ回路と、 前記チョッパ回路の両端に接続された平滑コンデンサ
と、 前記平滑コンデンサから負荷に供給される電流を検出す
る電流検出手段と、 前記電流検出手段で検出された電流値が予め設定した基
準値よりも小さいとき、前記２個のスイッチング素子
を、前記交流電源よりも高い繰返し周波数で交互にオ
ン、オフ制御し、基準値以上のとき、前記２個のスイッ
チング素子の一方がオンで他方がオフの区間と、一方が
オフで他方がオンの区間と、両方がオフである区間とを
含み、前記両方がオフである区間はそれ以前にエネルギ
ーが蓄積された前記リアクトルの放電電流が零になるに
要する時間幅を有するオン、オフモードに従って、前記
２個のスイッチング素子を、前記交流電源よりも高い繰
返し周波数でオン、オフ制御するチョッパ制御回路と、 を備えた電力変換装置。9. A rectifying unit in which a plurality of diodes are bridge-connected and an AC input terminal is connected to an AC power supply line, and a reactor connected between the AC input terminal of the rectifying unit and the AC power supply line. And one end is connected to each phase of the AC power supply line,
A voltage dividing circuit including a voltage dividing capacitor having the other end connected to each other; two switching elements having one end connected to a DC output terminal of the rectifying unit and the other end connected to each other,
A chopper circuit having an interconnection point of these switching elements connected to an interconnection point of the voltage dividing capacitor; a smoothing capacitor connected to both ends of the chopper circuit; and a current supplied from the smoothing capacitor to a load. Current detecting means, and when the current value detected by the current detecting means is smaller than a preset reference value, the two switching elements are alternately turned on and off at a repetition frequency higher than that of the AC power supply. And when it is equal to or more than the reference value, it includes a section in which one of the two switching elements is on and the other is off, a section in which one is off and the other is on, and a section in which both are off. The section that is off is in accordance with the on / off mode having a time width required for the discharge current of the reactor in which energy has been stored to become zero before it becomes zero. Power converter having a switching element, turned on at a higher repetition frequency than the AC power source, and chopper control circuit for turning off control, the.
予め設定した基準値以上のとき、前記チョッパ制御回路
は、繰返し周期を略３等分した第１の区間がオンで、第
２の区間がオフで、第３の区間がオフであるオン、オフ
モードに従って前記スイッチング素子の一方を制御し、
第１の区間がオフで、第２の区間がオンで、第３の区間
がオフであるオン、オフモードに従って前記スイッチン
グ素子の他方を制御する請求項９に記載の電力変換装
置。10. When the current value detected by said current detecting means is equal to or greater than a predetermined reference value, said chopper control circuit turns on a first section obtained by dividing a repetition cycle into approximately three equal parts, Controlling one of the switching elements according to an on-off mode in which the section is off and the third section is off;
The power converter according to claim 9, wherein the other of the switching elements is controlled according to an on / off mode in which a first section is off, a second section is on, and a third section is off.
予め設定した基準値以上のとき、前記チョッパ制御回路
は、繰返し周期を略３等分した第１の区間がオンで、第
２の区間がオフで、第３の区間がオンであるオン、オフ
モードと、繰返し周期の全ての区間がオフであるオン、
オフモードとに従って、前記２個のスイッチング素子を
交互に制御する請求項９に記載の電力変換装置。11. When the current value detected by the current detecting means is equal to or greater than a predetermined reference value, the chopper control circuit turns on a first section obtained by dividing a repetition cycle into approximately three equal parts, An on / off mode in which the section is off and the third section is on, an on / off mode in which all sections of the repetition cycle are off,
The power converter according to claim 9, wherein the two switching elements are alternately controlled according to an off mode.
交流入力端がそれぞれ交流電源ラインに接続される整流
部と、 前記整流部の交流入力端と前記交流電源ラインとの間に
それぞれ接続されたリアクトルと、 一端が前記交流電源ラインの各相にそれぞれ接続され、
他端が相互に接続された分圧コンデンサを含んでなる分
圧回路と、 一端が前記整流部の直流出力端にそれぞれ接続され、他
端が相互に接続された２個のスイッチング素子を含み、
これらのスイッチング素子の相互接続点が前記分圧コン
デンサの相互接続点に接続されたチョッパ回路と、 前記チョッパ回路の両端に接続された平滑コンデンサ
と、 前記平滑コンデンサで平滑された直流電圧を検出する電
圧検出手段と、 前記２個のスイッチング素子を、前記交流電源よりも格
段に高い繰返し周波数で交互にオン、オフ制御すると共
に、前記電圧検出手段で検出された電圧が一定になるよ
うに前記スイッチング素子に対するスイッチング周波数
を切換え、スイッチング周波数が予め定めた基準値を超
えたとき、前記２個のスイッチング素子の一方がオンで
他方がオフの区間と、一方がオフで他方がオンの区間
と、両方がオフである区間とを含み、前記両方がオフで
ある区間はそれ以前にエネルギーが蓄積された前記リア
クトルの放電電流が零になるに要する時間幅を有するオ
ン、オフモードに従って、前記２個のスイッチング素子
を、前記交流電源よりも高い繰返し周波数でオン、オフ
制御するチョッパ制御回路と、 を備えた電力変換装置。12. A plurality of diodes are bridge-connected,
A rectifier having an AC input end connected to the AC power supply line; a reactor connected between the AC input end of the rectifier and the AC power supply line; one end being connected to each phase of the AC power supply line; Connected
A voltage dividing circuit including a voltage dividing capacitor having the other end connected to each other; two switching elements having one end connected to a DC output terminal of the rectifying unit and the other end connected to each other,
An interconnecting point of these switching elements detects a chopper circuit connected to an interconnecting point of the voltage dividing capacitor, a smoothing capacitor connected to both ends of the chopper circuit, and a DC voltage smoothed by the smoothing capacitor. Voltage detecting means, and the two switching elements are alternately turned on and off at a repetition frequency significantly higher than that of the AC power supply, and the switching is performed so that the voltage detected by the voltage detecting means is constant. When the switching frequency for the element is switched, and when the switching frequency exceeds a predetermined reference value, a section where one of the two switching elements is on and the other is off, and a section where one is off and the other is on, And the section in which both are off is the reactor in which energy was previously stored. A chopper control circuit that controls the two switching elements to be turned on and off at a higher repetition frequency than the AC power supply in accordance with an on / off mode having a time width required for the discharge current to become zero. Conversion device.
ング周波数の切換えに際して、通電比をも同時に切換え
る請求項１２に記載の電力変換装置。13. The power converter according to claim 12, wherein when the switching frequency for said switching element is switched, the duty ratio is also switched simultaneously.
力変換装置と、 この電力変換装置の直流電圧を可変電圧可変周波数の交
流に変換し、冷凍サイクルを形成する圧縮機を駆動する
インバータと、 を備えた空気調和装置。14. A power converter according to claim 1, further comprising an inverter for converting a DC voltage of said power converter into an AC having a variable voltage and a variable frequency to drive a compressor forming a refrigeration cycle. And an air conditioner comprising:
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33282897A JP3560454B2 (en) | 1997-12-03 | 1997-12-03 | Power conversion device and air conditioner using the same |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33282897A JP3560454B2 (en) | 1997-12-03 | 1997-12-03 | Power conversion device and air conditioner using the same |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11168885A true JPH11168885A (en) | 1999-06-22 |
| JP3560454B2 JP3560454B2 (en) | 2004-09-02 |
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ID=18259263
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33282897A Expired - Fee Related JP3560454B2 (en) | 1997-12-03 | 1997-12-03 | Power conversion device and air conditioner using the same |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3560454B2 (en) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006527302A (en) * | 2003-06-06 | 2006-11-30 | アイゼンマン マシーネンバウ ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング ウント コンパニー コマンディト ゲゼルシャフト | Electrophoretic immersion coating equipment |
| JP2008530836A (en) * | 2005-02-09 | 2008-08-07 | シャフナー・エーエムファウ・アクチェンゲゼルシャフト | Active EMC filters for medical applications |
| JP2008252992A (en) * | 2007-03-29 | 2008-10-16 | Mitsubishi Electric Corp | Three-phase rectifier and refrigeration cycle device |
| US9929636B2 (en) | 2014-02-19 | 2018-03-27 | Mitsubishi Electric Corporation | DC power-supply device, motor drive device including the same, and refrigeration-cycle application device including the motor drive device |
-
1997
- 1997-12-03 JP JP33282897A patent/JP3560454B2/en not_active Expired - Fee Related
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| JP2008530836A (en) * | 2005-02-09 | 2008-08-07 | シャフナー・エーエムファウ・アクチェンゲゼルシャフト | Active EMC filters for medical applications |
| JP2008252992A (en) * | 2007-03-29 | 2008-10-16 | Mitsubishi Electric Corp | Three-phase rectifier and refrigeration cycle device |
| US9929636B2 (en) | 2014-02-19 | 2018-03-27 | Mitsubishi Electric Corporation | DC power-supply device, motor drive device including the same, and refrigeration-cycle application device including the motor drive device |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3560454B2 (en) | 2004-09-02 |
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