JPH1052030A - Thyristor driving circuit - Google Patents
Thyristor driving circuitInfo
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- JPH1052030A JPH1052030A JP20173196A JP20173196A JPH1052030A JP H1052030 A JPH1052030 A JP H1052030A JP 20173196 A JP20173196 A JP 20173196A JP 20173196 A JP20173196 A JP 20173196A JP H1052030 A JPH1052030 A JP H1052030A
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- Thyristor Switches And Gates (AREA)
Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】この発明は、サイリスタ駆動
回路、特に、電力用半導体など電流立ち上がりの早い回
路で大容量素子使用の場合、di/dt対策の観点よ
り、立ち上がりを早くした大電流パルスでハイゲートド
ライブ可能なサイリスタ駆動回路に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION The present invention relates to a thyristor drive circuit, particularly a circuit such as a power semiconductor, which uses a large-capacitance element in which a current rises quickly, from the viewpoint of di / dt countermeasures. The present invention relates to a thyristor drive circuit capable of high gate drive.
【0002】[0002]
【従来の技術】従来、GTO(ゲートターンオフ)サイ
リスタなどでは、サイリスタを速やかにオンするため
に、ハイゲート駆動を行っている。すなわち、初期に定
常ゲート電流に比べてかなり大きいゲート電流を流し、
所定時間経過後は少ない値の定常ゲート電流のみを流す
ようにしている。このようなハイゲート駆動によるゲー
ト電流のタイミングチャートを図6(東芝 サイリスタ
カタログ参照)および図7(三菱 大電力半導体データ
ブック参照)に示す。2. Description of the Related Art Conventionally, in a GTO (gate turn-off) thyristor or the like, a high gate drive is performed to turn on the thyristor quickly. That is, a gate current that is considerably larger than the steady gate current flows at the beginning,
After the lapse of a predetermined time, only a small value of the steady gate current is allowed to flow. FIG. 6 (see the Toshiba Thyristor catalog) and FIG. 7 (see the Mitsubishi Electric Power Semiconductor Data Book) show a timing chart of the gate current by such a high gate drive.
【0003】また、上記のハイゲート駆動を実現するた
めのサイリスタ駆動回路を、図3,図4および図5に示
す。図3は第1の従来例(東芝 サイリスタカタログ参
照)のサイリスタ駆動回路の構成図である。図3におい
て、G,Kはそれぞれ駆動するサイリスタ(図示せず)
のゲート,カソードに接続された端子である。このサイ
リスタ駆動回路では、コンデンサ12,14に蓄えられ
た電荷は、スイッチング素子11のゲートにパルス19
が与えられたとき、スイッチング素子11がオンになる
ことで放電される。放電電流は、パルストランス15の
一次側を通じて放電するので、パルストランス15の二
次側にゲート電流が発生する。パルストランス15の一
次側に流れる放電電流は、コンデンサ12の放電電流と
LC直列回路のコンデンサ14の放電電流との合成電流
になる。コンデンサ12の放電電流は、ピーク電流が大
きく周期の短いパルスを形成し、コンデンサ14の放電
電流は、インダクタンス13のために周期が長くピーク
が抑制されたパルスを形成するので、両者の合成電流
は、おおよそ図6に示す電流となる。なお、図3におい
て、16はダイオード、17,18は抵抗である。FIGS. 3, 4 and 5 show thyristor driving circuits for realizing the above high gate driving. FIG. 3 is a configuration diagram of a thyristor drive circuit of a first conventional example (refer to the Toshiba thyristor catalog). In FIG. 3, G and K are thyristors (not shown) to be driven respectively.
Is a terminal connected to the gate and cathode. In this thyristor drive circuit, the charge stored in the capacitors 12 and 14 is applied to the gate of the switching element 11 by a pulse 19.
Is applied, the switching element 11 is turned on to discharge. Since the discharge current is discharged through the primary side of the pulse transformer 15, a gate current is generated on the secondary side of the pulse transformer 15. The discharge current flowing to the primary side of the pulse transformer 15 is a combined current of the discharge current of the capacitor 12 and the discharge current of the capacitor 14 of the LC series circuit. The discharge current of the capacitor 12 forms a pulse having a large peak current and a short period, and the discharge current of the capacitor 14 forms a pulse having a long period and a suppressed peak due to the inductance 13. , The current shown in FIG. In FIG. 3, 16 is a diode, and 17 and 18 are resistors.
【0004】図4は第2の従来例(特開平5−1299
21号公報参照)のサイリスタ駆動回路の構成図であ
る。ゲート駆動回路21は、サイリスタ33にオンゲー
ト電流を流すオンゲート電流発生回路22と、オフゲー
ト電流を流すオフゲート電流発生回路23と、それらに
給電する直流電源24,25と、単安定マルチバイブレ
ータ等のワンショット回路26とからなる。また、サイ
リスタ33には、スナバ回路35および還流ダイオード
36が並列接続されている。FIG. 4 shows a second conventional example (Japanese Patent Laid-Open No. 5-1299).
FIG. 21 is a configuration diagram of a thyristor drive circuit of Japanese Patent Publication No. 21). The gate drive circuit 21 includes an on-gate current generation circuit 22 that supplies an on-gate current to the thyristor 33, an off-gate current generation circuit 23 that supplies an off-gate current, DC power supplies 24 and 25 that supply power to them, and a one-shot such as a monostable multivibrator. And a circuit 26. The thyristor 33 is connected with a snubber circuit 35 and a free wheel diode 36 in parallel.
【0005】オンゲート電流発生回路22は、電流制限
用の抵抗27,28とスイッチング素子29,30とか
らなり、抵抗27およびスイッチング素子29はサイリ
スタ33にハイゲート電流を流すハイゲート電流発生回
路31を構成し、抵抗28およびスイッチング素子30
はサイリスタ33に定常ゲート電流を流す定常ゲート電
流発生回路32を構成している。抵抗27の抵抗値は抵
抗28の抵抗値に比べて小さく設定し、比較的大きい電
流をサイリスタ33のゲートに流すことができるように
している。The on-gate current generating circuit 22 includes current limiting resistors 27 and 28 and switching elements 29 and 30. The resistor 27 and the switching element 29 constitute a high gate current generating circuit 31 for supplying a high gate current to a thyristor 33. , Resistor 28 and switching element 30
Constitutes a steady-state gate current generating circuit 32 for passing a steady-state gate current to the thyristor 33. The resistance value of the resistor 27 is set smaller than the resistance value of the resistor 28 so that a relatively large current can flow through the gate of the thyristor 33.
【0006】このオンゲート電流発生回路22は、サイ
リスタ33に対するオン信号34が立ち上がると、スイ
ッチング素子29,30が同時にオンとなる。スイッチ
ング素子29は、ワンショット回路26の働きでオン信
号34が立ち上がった後、一定時間(10〜20μs程
度)のみオン状態を維持し、その後オフとなる。また、
スイッチング素子30は、オン信号34がハイレベルに
なっている期間中継続してオン状態を維持し、オン信号
34が立ち下がるとオフとなる。スイッチング素子30
がオンとなると、直流電源24から抵抗28およびスイ
ッチング素子30を通してサイリスタ33のゲートに定
常ゲート電流が流れる。また、スイッチング29がオン
となると、直流電源24から抵抗27およびスイッチン
グ29を通してサイリスタ33のゲートにハイゲート電
流が流れる。したがって、オン信号34が立ち上がる
と、その直後の一定時間は定常ゲート電流にハイゲート
電流を加えた電流が流れ、上記一定時間の経過後オン信
号34が立ち下がるまでの間は定常ゲート電流のみが流
れることになる。この結果、図6に示す電流が形成され
る。In the on-gate current generating circuit 22, when the on signal 34 for the thyristor 33 rises, the switching elements 29 and 30 are simultaneously turned on. After the ON signal 34 rises due to the operation of the one-shot circuit 26, the switching element 29 maintains the ON state only for a fixed time (about 10 to 20 μs), and then turns OFF. Also,
The switching element 30 keeps the on state continuously while the on signal 34 is at the high level, and turns off when the on signal 34 falls. Switching element 30
Is turned on, a steady gate current flows from the DC power supply 24 to the gate of the thyristor 33 through the resistor 28 and the switching element 30. When the switching 29 is turned on, a high gate current flows from the DC power supply 24 to the gate of the thyristor 33 through the resistor 27 and the switching 29. Therefore, when the ON signal 34 rises, a current obtained by adding the high gate current to the steady gate current flows for a certain time immediately after the ON signal 34, and only the steady gate current flows until the ON signal 34 falls after the elapse of the certain time. Will be. As a result, a current shown in FIG. 6 is formed.
【0007】図5は第3の従来例(特開平1−1703
66号公報参照)のサイリスタ駆動回路の構成図であ
る。直流電源42とパルストランス46とスイッチング
素子44とを直列に配置して、広幅オンゲート回路を構
成し、同様に直流電源43とパルストランス47とスイ
ッチング素子45とを直列に配置して、オーバードライ
ブ回路を構成し、両者の出力を合成してサイリスタ41
のゲートに加えている。広幅オンゲートを定常ゲート
に、オーバードライブをハイゲートに読み替えるなら
ば、図4と機能は同じである。図5では、広幅パルス形
成回路やオーバードライブパルス形成回路ならびに両者
の同期化回路が記載されていないが、オン信号によりそ
れらの回路が必要なのは言うまでもない。また、パルス
トランス46,47を用いているのはオン信号系とサイ
リスタ41系の絶縁を確保するためであり、ハイゲート
駆動には直接関係しない。なお、図5において、48,
49はスイッチング素子、50〜54はダイオード、5
5,56はサイリスタ、57〜59は抵抗、60,61
はコンデンサである。FIG. 5 shows a third conventional example (Japanese Patent Laid-Open No. 1-1703).
FIG. 66 is a configuration diagram of a thyristor drive circuit. A DC power supply 42, a pulse transformer 46, and a switching element 44 are arranged in series to form a wide on-gate circuit. Similarly, a DC power supply 43, a pulse transformer 47, and a switching element 45 are arranged in series to form an overdrive circuit. And combine the outputs of both to form a thyristor 41
In addition to the gate. If the wide on-gate is replaced with a steady gate and the overdrive is replaced with a high gate, the function is the same as in FIG. FIG. 5 does not show a wide-width pulse forming circuit, an overdrive pulse forming circuit, or a circuit for synchronizing the two, but it is needless to say that these circuits are required by an ON signal. The reason why the pulse transformers 46 and 47 are used is to ensure insulation between the ON signal system and the thyristor 41 system, and is not directly related to the high gate drive. In FIG. 5, 48,
49 is a switching element, 50 to 54 are diodes, 5
5, 56 are thyristors, 57 to 59 are resistors, 60, 61
Is a capacitor.
【0008】[0008]
【発明が解決しようとする課題】図3に示す第1の従来
例では、回路構成が簡単であるが、ハイゲート電流なら
びに定常電流の各々の波高値ならびに持続時間を決定す
る因子は、インダクタンス13およびコンデンサ14の
直列LC回路の共振条件であり、図7に示すようなハイ
ゲート駆動を要求されたときには、パルストランス1
5,コンデンサ12,14およびインダクタンス13の
選択が極めて困難であり、実験的に数値を決定しても、
量産上は品質の安定維持が極めて難しい。また、コンデ
ンサ12,14の放電を利用しているため、ゲートパル
ス出力のたびに各々のコンデンサ12,14の再充電が
必要であり、その際にパルストランス15の一次側に充
電電流が流れる結果、サイリスタの誤点弧が発生する。
この誤点弧を避けるためには新たな回路が必要となるの
で、現実的には回路構成が複雑になる。In the first conventional example shown in FIG. 3, although the circuit configuration is simple, the factors that determine the peak values and the durations of the high gate current and the steady current are the inductance 13 and the inductance. Under the resonance condition of the series LC circuit of the capacitor 14, when the high gate drive as shown in FIG.
5, it is extremely difficult to select the capacitors 12, 14 and the inductance 13, and even if the numerical values are determined experimentally,
It is extremely difficult to maintain stable quality in mass production. In addition, since the discharge of the capacitors 12 and 14 is used, each capacitor 12 and 14 needs to be recharged every time a gate pulse is output. At that time, a charging current flows to the primary side of the pulse transformer 15. Erroneous firing of the thyristor occurs.
Since a new circuit is required to avoid this false firing, the circuit configuration is actually complicated.
【0009】図4,図5に示す第2,第3の従来例で
は、図7に示すようなハイゲート駆動を要求されても容
易に実現可能であるが、単安定マルチバイブレータ等の
ワンショット回路26や広幅,狭幅パルス形成回路など
が必要になり、回路構成が複雑になる。また、サイリス
タ駆動回路は、ノイズ防止ならびにサイリスタの高速タ
ーンオンのために、サイリスタ近傍に置くことが必要で
ある。大容量サイリスタの駆動回路は、熱的にもサイリ
スタターンオン時電磁波誘導妨害の観点からも、ゲート
回路は信頼性の高いものでないといけないが、図4,図
5の従来例では、回路のノイズ対策を考慮すると、更に
複雑になり、著しく信頼性が低下するばかりでなく、大
型化するので設置上の制約があった。The second and third conventional examples shown in FIGS. 4 and 5 can be easily realized even when a high gate drive as shown in FIG. 7 is required. However, a one-shot circuit such as a monostable multivibrator is used. 26, a wide-width / narrow-width pulse forming circuit, and the like are required, and the circuit configuration becomes complicated. In addition, the thyristor drive circuit needs to be placed near the thyristor in order to prevent noise and turn on the thyristor at high speed. The drive circuit of a large-capacity thyristor must have a highly reliable gate circuit from the viewpoint of both thermal and electromagnetic interference when the thyristor is turned on. However, in the conventional example shown in FIGS. In consideration of the above, not only is the system more complicated, the reliability is remarkably reduced, but also the size is increased, so that there are restrictions on the installation.
【0010】この発明の目的は、所望とするゲート電流
を供給できるとともに、簡単な回路構成で小型化を図れ
るとともに信頼性の高いサイリスタ駆動回路を提供する
ことである。It is an object of the present invention to provide a thyristor drive circuit which can supply a desired gate current, can be reduced in size with a simple circuit configuration, and has high reliability.
【0011】[0011]
【課題を解決するための手段】この発明のサイリスタ駆
動回路は、定電圧直流電源に、第1の抵抗およびコンデ
ンサの直列回路と第2の抵抗との並列回路と、スイッチ
ング素子とを直列接続し、スイッチング素子をオンした
ときにスイッチング素子を流れる電流によりサイリスタ
のゲートトリガを行うようにしている。A thyristor drive circuit according to the present invention comprises a constant voltage DC power supply, a series circuit of a first resistor and a capacitor, a parallel circuit of a second resistor, and a switching element connected in series. The gate of the thyristor is triggered by a current flowing through the switching element when the switching element is turned on.
【0012】この構成によれば、スイッチング素子がオ
ンすると、スイッチング素子には、第1の抵抗およびコ
ンデンサの直列回路に流れる電流と、第2の抵抗に流れ
る電流との合成電流が流れ、その合成電流によりサイリ
スタのゲートトリガを行う。このときサイリスタのゲー
トに供給される電流は、初期はピーク値の高いハイゲー
ト電流であり、所定時間経過後は低い値の定常ゲート電
流となる。ハイゲート電流は、第2の抵抗に流れる電流
と、第1の抵抗およびコンデンサの直列回路に流れる電
流との総和となり、そのピーク値は、コンデンサと直列
回路を形成する第1の抵抗の抵抗値に依存する。また、
ハイゲート電流の持続時間は、第1の抵抗およびコンデ
ンサの直列回路の時定数により決定される。また、定常
ゲート電流の電流値は、第2の抵抗の抵抗値に依存す
る。このように、第1の抵抗,コンデンサおよび第2の
抵抗の値の設定により、所望とするハイゲート電流およ
び定常ゲート電流を容易に実現できる。According to this configuration, when the switching element is turned on, a combined current of a current flowing through the series circuit of the first resistor and the capacitor and a current flowing through the second resistor flows through the switching element. The gate of the thyristor is triggered by the current. At this time, the current supplied to the gate of the thyristor is initially a high gate current having a high peak value, and becomes a low value steady gate current after a lapse of a predetermined time. The high gate current is the sum of the current flowing in the second resistor and the current flowing in the series circuit of the first resistor and the capacitor, and the peak value is equal to the resistance value of the first resistor forming the series circuit with the capacitor. Dependent. Also,
The duration of the high gate current is determined by the time constant of the series circuit of the first resistor and the capacitor. Further, the current value of the steady gate current depends on the resistance value of the second resistor. Thus, by setting the values of the first resistor, the capacitor, and the second resistor, desired high gate current and steady gate current can be easily realized.
【0013】また、スイッチング素子がオフすると、充
電されたコンデンサは、コンデンサと第1および第2の
抵抗とからなる直列回路により速やかに放電されるた
め、サイリスタの誤点弧もなく、つぎのサイリスタのゲ
ート駆動にそなえることができる。また、素子数が少な
く簡単な回路構成であるため、信頼性の向上および小型
化を図れ、サイリスタの近傍に設置することができ、サ
イリスタの高速ターンオンを容易に得ることができる。When the switching element is turned off, the charged capacitor is quickly discharged by the series circuit composed of the capacitor and the first and second resistors, so that there is no false firing of the thyristor and the next thyristor does not fire. Gate drive. In addition, since the number of elements is small and the circuit configuration is simple, the reliability and size can be improved, the device can be installed near the thyristor, and the thyristor can be easily turned on at high speed.
【0014】[0014]
【発明の実施の形態】図1はこの発明の実施の形態のサ
イリスタ駆動回路の構成図である。図1において、1は
定電圧直流電源、2,3,10は抵抗、4,9はコンデ
ンサ、5はパルストランス、6はトランジスタからなる
スイッチング素子、7,8はダイオード、G,Kはそれ
ぞれ駆動するサイリスタ(図示せず)のゲート,カソー
ドに接続された端子、SONはサイリスタ(図示せず)を
オンさせるためにスイッチング素子6をオンするオン信
号である。FIG. 1 is a block diagram of a thyristor driving circuit according to an embodiment of the present invention. In FIG. 1, 1 is a constant-voltage DC power supply, 2, 3, and 10 are resistors, 4, 9 are capacitors, 5 is a pulse transformer, 6 is a switching element composed of a transistor, 7, 8 are diodes, and G and K are respectively driven. A terminal connected to the gate and cathode of the thyristor (not shown), and S ON is an ON signal for turning on the switching element 6 to turn on the thyristor (not shown).
【0015】このサイリスタ駆動回路は、定電圧直流電
源1に、抵抗(第1の抵抗)2およびコンデンサ4のR
C直列回路と抵抗(第2の抵抗)3との並列回路と、パ
ルストランス5の一次側と、スイッチング6とを直列接
続し、パルストランス5の二次側をゲート接続端子Gお
よびカソード接続端子Kにより図示しないサイリスタの
ゲートとカソードに接続し、パルストランス5の二次側
電流をサイリスタをオンさせるゲート電流として供給し
ている。なお、パルストランス5の二次側に接続された
ダイオード7,8,コンデンサ9および抵抗10は、一
般的なノイズ防止用の素子である。The thyristor drive circuit includes a constant-voltage DC power supply 1 and a resistor (first resistor) 2 and an R
A parallel circuit of a C series circuit and a resistor (second resistor) 3, a primary side of a pulse transformer 5 and a switching 6 are connected in series, and a secondary side of the pulse transformer 5 is connected to a gate connection terminal G and a cathode connection terminal. K connects the gate and cathode of a thyristor (not shown) to supply the secondary current of the pulse transformer 5 as a gate current for turning on the thyristor. The diodes 7, 8, the capacitor 9, and the resistor 10 connected to the secondary side of the pulse transformer 5 are general noise prevention elements.
【0016】スイッチング素子6にオン信号SONが入力
されると、定電圧直流電源1からRC直列回路(抵抗2
とコンデンサ4)および抵抗3の並列回路を通りパルス
トランス5の一次側に電流が流れ込み、スイッチング素
子6を経由して定電圧直流電源1に戻る。この結果、パ
ルストランス5の二次側には変流比に応じた電流が誘導
されるので、ゲート接続端子Gとカソード接続端子Kか
らサイリスタのゲートには、パルストランス5の一次側
電流ic と相似の電流が流れることになる。When the ON signal S ON is input to the switching element 6, the constant voltage DC power supply 1 supplies an RC series circuit (resistor 2).
A current flows into the primary side of the pulse transformer 5 through the parallel circuit of the capacitor 4) and the resistor 3 and returns to the constant voltage DC power supply 1 via the switching element 6. As a result, a current corresponding to the current transformation ratio is induced on the secondary side of the pulse transformer 5, so that the primary current ic of the pulse transformer 5 is supplied from the gate connection terminal G and the cathode connection terminal K to the gate of the thyristor. A current similar to the above flows.
【0017】図2は図1のサイリスタ駆動回路の動作を
示す各部の電流のタイミングチャートである。図2
(a)は抵抗2およびコンデンサ4のRC直列回路に流
れる電流ia を示し、図2(b)は抵抗3に流れる電流
ib を示し、図2(c)はパルストランス5の一次側電
流ic を示す。パルストランス5の一次側電流ic は、
電流ia と電流ib の合成電流となる。FIG. 2 is a timing chart of the current of each part showing the operation of the thyristor drive circuit of FIG. FIG.
2A shows a current ia flowing through the RC series circuit of the resistor 2 and the capacitor 4, FIG. 2B shows a current ib flowing through the resistor 3, and FIG. 2C shows a primary current of the pulse transformer 5. ic . The primary current ic of the pulse transformer 5 is
The combined current of the current i a and the current i b.
【0018】具体的に図7に示すようなハイゲート駆動
によるゲート電流を流そうとすれば、次のように設計で
きる。定電圧直流電源1の電圧を24V,パルストラン
ス5の変流比を1:1,図7の定常ゲート電流であるI
GTを0.5Aとすると、定常ゲート電流は抵抗3に流れ
る電流ib と同一であるので、抵抗3の抵抗値は、 24÷0.5=48(Ω) とすればよい。If a gate current is to be caused by a high gate drive as shown in FIG. 7, it can be designed as follows. The voltage of the constant voltage DC power supply 1 is 24 V, the current transformer ratio of the pulse transformer 5 is 1: 1, and the steady gate current I shown in FIG.
When the GT and 0.5A, since the constant gate current is the same as the current i b flowing through the resistor 3, the resistance value of the resistor 3 may be a 24 ÷ 0.5 = 48 (Ω) .
【0019】ハイゲート電流は、抵抗3に流れる電流
と、抵抗2およびコンデンサ4のRC直列回路に流れる
電流との総和であり、また、電気回路理論から明らかな
ように、RC直列回路のピーク電流は抵抗2のみによる
ので、ハイゲート電流のピーク値を図7より1.5Aと
して、抵抗2の抵抗値は、 24÷(1.5−0.5)=24(Ω) とすればよい。The high gate current is the sum of the current flowing through the resistor 3 and the current flowing through the RC series circuit of the resistor 2 and the capacitor 4. As is clear from the electric circuit theory, the peak current of the RC series circuit is Since only the resistance 2 is used, the peak value of the high gate current is set to 1.5 A in FIG. 7 and the resistance value of the resistance 2 may be set to 24 ÷ (1.5−0.5) = 24 (Ω).
【0020】また、ハイゲート電流の持続時間とRC直
列回路の時定数とは同一なので、図7より時定数を50
μsとして、コンデンサ4の容量は、 50÷24≒2(μF) とすればよい。なお、パルストランス5の直流抵抗やイ
ンダクタンスは無視できるほど小さく、スイッチング素
子6のオン抵抗とオン電圧も無視できるほど小さいもの
とする。Since the duration of the high gate current is the same as the time constant of the RC series circuit, the time constant is set to 50 from FIG.
As μs, the capacity of the capacitor 4 may be set to 50 ÷ 24 ≒ 2 (μF). The DC resistance and inductance of the pulse transformer 5 are so small that they can be ignored, and the ON resistance and ON voltage of the switching element 6 are so small that they can be ignored.
【0021】また、定常ゲート電流の持続時間は、オン
信号SONのオン持続時間と同一になるので、オン信号S
ONのパルス幅を300μsにすればよい。また、ハイゲ
ート電流の立ち上がり時間は図7で1.5μsとなって
いるが、これは、定電圧直流電源1の内部インピーダン
スを十分小さくすることと、スイッチング素子6をスイ
ッチング時間の早いものを選択するとともに十分なベー
ス電流を流すことによるオーバードライブ駆動により、
容易に実現可能であり、1.5μsよりかなり短くても
実現可能である。The duration of the steady gate current is the same as the ON duration of the ON signal S ON , so that the ON signal S ON
The ON pulse width may be 300 μs. Also, the rise time of the high gate current is 1.5 μs in FIG. 7. This is to make the internal impedance of the constant voltage DC power supply 1 sufficiently small and to select the switching element 6 having a short switching time. With the overdrive drive by passing a sufficient base current with
It can be easily realized, and can be realized even if it is considerably shorter than 1.5 μs.
【0022】以上のようにこの実施の形態によれば、各
素子の抵抗値や容量値等を適当に設定することにより、
所望のゲート電流、例えば図7に示すようなハイゲート
駆動によるゲート電流を供給することができる。また、
コンデンサ4に充電された電荷は、オン信号SONがオフ
になった瞬間より、抵抗3,抵抗2およびコンデンサ4
の直列回路により放電される。このときの時定数は、前
述の数値を用いれば、 (48+24)×2=144(μs) であり、実用上全く問題とならない。また、パルストラ
ンス5を経由しない回路で放電するので、放電によりサ
イリスタを誤点弧する可能性は全くない。As described above, according to this embodiment, by appropriately setting the resistance value and the capacitance value of each element,
A desired gate current, for example, a gate current by high gate driving as shown in FIG. 7 can be supplied. Also,
From the moment when the ON signal S ON is turned off, the electric charge charged in the capacitor 4 becomes equal to the resistance 3, the resistance 2 and the capacitor 4
Is discharged by the series circuit of. The time constant at this time is (48 + 24) × 2 = 144 (μs) using the above-mentioned numerical value, and does not pose any problem in practical use. Further, since the discharge is performed by a circuit not passing through the pulse transformer 5, there is no possibility that the thyristor is erroneously fired by the discharge.
【0023】さらに、前述の設計であれば、各部のイン
ピーダンスは十分低いので、サイリスタのスイッチング
サージなどによる電磁誘導で誤動作することもない。ま
た、ワンショットマルチバイブレータ回路など、外部か
らの妨害パルスにより、容易に内部状態が反転してしま
うような回路がないので、同じく誤動作の可能性がな
い。Furthermore, in the above-described design, since the impedance of each part is sufficiently low, malfunction does not occur due to electromagnetic induction due to thyristor switching surge or the like. Further, since there is no circuit such as a one-shot multivibrator circuit whose internal state is easily inverted by an external disturbance pulse, there is no possibility of malfunction.
【0024】さらに、使用する素子数が少ないため、素
子数の多い図4,図5等の構成と比較して、信頼性が一
桁向上する。また、素子数が少ないため小型化でき、サ
イリスタの近傍に設置することに全く支障なく、サイリ
スタの高速ターンオンが容易に得られる。また、スイッ
チング素子6が1個でよいため、必然的に複数の場合に
必要であるスイッチング素子の同期化回路も不要とな
る。Further, since the number of elements to be used is small, the reliability is improved by one digit compared to the configurations of FIGS. In addition, since the number of elements is small, the device can be reduced in size, and can be easily installed in the vicinity of the thyristor, and the thyristor can be easily turned on at high speed. Further, since only one switching element 6 is required, a switching element synchronization circuit which is inevitably required for a plurality of switching elements is not required.
【0025】なお、パルストランス5は動作上必ずしも
必要なものではない。また、スイッチング素子6として
は、バイポーラトランジスタの他、サイリスタやGTO
(ゲートターンオフ)サイリスタ,電界効果トランジス
タ等、高速スイッチング素子であれば、同等な効果を得
ることができる。また、ゲート接続端子G,カソード接
続端子Kに接続するサイリスタとしては、GTOサイリ
スタを用いることもできる。The pulse transformer 5 is not always necessary for operation. The switching element 6 may be a bipolar transistor, a thyristor, or a GTO.
(Gate turn-off) With a high-speed switching element such as a thyristor or a field-effect transistor, an equivalent effect can be obtained. As a thyristor connected to the gate connection terminal G and the cathode connection terminal K, a GTO thyristor can be used.
【0026】[0026]
【発明の効果】この発明のサイリスタ駆動回路は、定電
圧直流電源に、第1の抵抗およびコンデンサの直列回路
と第2の抵抗との並列回路と、スイッチング素子とを直
列接続し、スイッチング素子をオンしたときにスイッチ
ング素子を流れる電流によりサイリスタのゲートトリガ
を行うにしてあり、第1の抵抗,コンデンサおよび第2
の抵抗の値を適当に設定することにより、スイッチング
素子がオンしたときに、サイリスタのゲートに供給され
る所望のハイゲート電流および定常ゲート電流を容易に
実現できる。A thyristor drive circuit according to the present invention comprises a constant voltage DC power source, a series circuit of a first resistor and a capacitor, a parallel circuit of a second resistor, and a switching element connected in series. The gate of the thyristor is triggered by the current flowing through the switching element when turned on, and the first resistor, the capacitor, and the second
By appropriately setting the resistance value of the thyristor, a desired high gate current and a steady gate current supplied to the gate of the thyristor can be easily realized when the switching element is turned on.
【0027】また、スイッチング素子がオフすると、充
電されたコンデンサは、コンデンサと第1および第2の
抵抗とからなる直列回路により速やかに放電されるた
め、サイリスタの誤点弧もなく、つぎのサイリスタのゲ
ート駆動にそなえることができる。また、素子数が少な
く簡単な回路構成であるため、信頼性の向上および小型
化を図れ、サイリスタの近傍に設置することができ、サ
イリスタの高速ターンオンを容易に得ることができる。When the switching element is turned off, the charged capacitor is quickly discharged by the series circuit including the capacitor and the first and second resistors, so that there is no false firing of the thyristor and the next thyristor does not fire. Gate drive. In addition, since the number of elements is small and the circuit configuration is simple, the reliability and size can be improved, the device can be installed near the thyristor, and the thyristor can be easily turned on at high speed.
【図1】この発明の実施の形態のサイリスタ駆動回路の
構成図である。FIG. 1 is a configuration diagram of a thyristor drive circuit according to an embodiment of the present invention.
【図2】この発明の実施の形態における各部の電流のタ
イミングチャートである。FIG. 2 is a timing chart of a current of each unit according to the embodiment of the present invention.
【図3】第1の従来例のサイリスタ駆動回路の構成図で
ある。FIG. 3 is a configuration diagram of a thyristor drive circuit of a first conventional example.
【図4】第2の従来例のサイリスタ駆動回路の構成図で
ある。FIG. 4 is a configuration diagram of a thyristor drive circuit of a second conventional example.
【図5】第3の従来例のサイリスタ駆動回路の構成図で
ある。FIG. 5 is a configuration diagram of a thyristor drive circuit of a third conventional example.
【図6】ハイゲート駆動によるゲート電流のタイミング
チャートである。FIG. 6 is a timing chart of a gate current by high gate driving.
【図7】ハイゲート駆動によるゲート電流のタイミング
チャートである。FIG. 7 is a timing chart of a gate current by high gate driving.
【符号の説明】 1 定電圧直流電源 2,3 抵抗 4 コンデンサ 5 パルストランス 6 スイッチング素子 G ゲート接続端子 K カソード接続端子[Description of Signs] 1 Constant voltage DC power supply 2, 3 Resistance 4 Capacitor 5 Pulse transformer 6 Switching element G Gate connection terminal K Cathode connection terminal
Claims (1)
ンデンサの直列回路と第2の抵抗との並列回路と、スイ
ッチング素子とを直列接続し、前記スイッチング素子を
オンしたときに前記スイッチング素子を流れる電流によ
りサイリスタのゲートトリガを行うようにしたサイリス
タ駆動回路。1. A constant voltage DC power supply, comprising a series circuit of a first resistor and a capacitor and a parallel circuit of a second resistor, and a switching element connected in series, wherein the switching element is turned on when the switching element is turned on. A thyristor drive circuit that performs a gate trigger of the thyristor by a current flowing through the thyristor.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP20173196A JPH1052030A (en) | 1996-07-31 | 1996-07-31 | Thyristor driving circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP20173196A JPH1052030A (en) | 1996-07-31 | 1996-07-31 | Thyristor driving circuit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH1052030A true JPH1052030A (en) | 1998-02-20 |
Family
ID=16446007
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP20173196A Pending JPH1052030A (en) | 1996-07-31 | 1996-07-31 | Thyristor driving circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH1052030A (en) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2006057365A1 (en) * | 2004-11-26 | 2006-06-01 | Ngk Insulators, Ltd. | High-voltage pulse generating circuit |
JP2011087260A (en) * | 2009-10-19 | 2011-04-28 | Panasonic Electric Works Co Ltd | Load control apparatus |
-
1996
- 1996-07-31 JP JP20173196A patent/JPH1052030A/en active Pending
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2006057365A1 (en) * | 2004-11-26 | 2006-06-01 | Ngk Insulators, Ltd. | High-voltage pulse generating circuit |
US7649284B2 (en) | 2004-11-26 | 2010-01-19 | Ngk Insulators, Ltd. | High-voltage pulse generating circuit |
JP4783740B2 (en) * | 2004-11-26 | 2011-09-28 | 日本碍子株式会社 | High voltage pulse generator |
JP2011087260A (en) * | 2009-10-19 | 2011-04-28 | Panasonic Electric Works Co Ltd | Load control apparatus |
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