JPH10507333A

JPH10507333A - Apparatus and method for rate determination in on / off variable rate communication system

Info

Publication number: JPH10507333A
Application number: JP9507583A
Authority: JP
Inventors: ラベズ，ジェラルド・ポール; スチュワート，ケネス・エー
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1995-07-25
Filing date: 1996-06-12
Publication date: 1998-07-14
Anticipated expiration: 2016-06-12
Also published as: SE9701032D0; JP3251591B2; FI970963A; FI970963A0; SE518954C2; SE9701032L; CA2200599A1; FI115177B; KR970706665A; WO1997005717A1

Abstract

(57)【要約】可変レート通信システムにおける通信レートは、トラヒック・チャネル・フレーム上のシンボル・エネルギに基づいてメトリックを計算し、この計算されたメトリックに基づいて最適レートを選択することによって判定される。これらのメトリックは、トラヒック・チャネル・フレーム内の電力制御グループの存在に応答してシンボル・エネルギを選択的に累算することによって算出される。 A communication rate in a variable rate communication system is determined by calculating a metric based on symbol energy on a traffic channel frame and selecting an optimal rate based on the calculated metric. You. These metrics are calculated by selectively accumulating symbol energy in response to the presence of a power control group within a traffic channel frame.

Description

【発明の詳細な説明】オン／オフ可変レート通信システムにおけるレート判定の装置および方法発明の分野本発明は、可変レート通信システムにおけるレート判定に関し、さらに詳しくは、可変レート伝送方式を実施するためにオン／オフまたは振幅変調キーイングが用いられる通信システムにおけるレート判定に関する。発明の背景限られた資源を有効利用することは、長い間通信システム設計者の重要な目標であった。例えば、電話モデムなど、ポイント・ツー・ポイント通信システムでは、このことは限られた送信機電力およびチャネル帯域幅について情報伝送のレート（毎秒当たりの情報のビットに関して）を最大限にすることを意味する。セルラ無線ネットワークなどの多重接続システムでは、利用可能な資源は多くのユーザの間で共用され、システム設計者の目標はシステムの容量を最大限にすることになる。多くの場合、これはユーザ当たりの特定の情報伝送レートでシステムが同時にサポートできるユーザの数として表される。音声伝送をサポートする多重接続システムでは、各ユーザの音声アクティビティの性質を利用して、通信システムの効率をさらに改善できる。例えば、デジタル音声補間(Digital Speech Interpolation)という周知の方法（K．Feherによる Advanced Digital Communicationsにて要約される）は、各Ｎユーザの音声をデジタル符号化・パケット化し、次にそのパケット・ストリームを単一の通信チャネル上に多重化することにより、トランクド電話システムの容量を向上させるために長い間利用されてきた。あるパケットが削除される可能性がないわけではないが、リンクの有効容量は増加される。欧州電気通信標準化協会（ＥＴＳＩ：European Telecommunications Standard s Institute）によって発行されるＧＳＭ(Groupe Special Mobile)システム仕様などのセルラ無線システムにおいて、関連した事例が生じる。この場合、各ユーザの音声を符号化するために用いられるデジタル音声エンコーダにおける音声アクティビティ検出器は、ユーザが通話していないときにユーザの送信機をディセーブルする。「不連続伝送(Discontinuous Transmission)」または「ＤＴＸ」として知られるこの方法は、移動局のバッテリ消費の節減という重要な効果があり、名目的には無線周波数（ＲＦ）チャネル再利用距離の短縮を可能にし（平均同一チャネル干渉電力が低減されるため）、それによりシステム容量を向上させる。北米のＴＡＩ(Telecommunications Industry Association)規格ＩＳ−９５− Ａ Mobile Station -Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode Wi deband Spread Spectrum Cellular Systemに記述されるセルラ通信システムにおいて同様な方法が採用される。このシステムは、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ： Code Division Multiple Access）に基づいたエア・インタフェースを規定する。このようなシステムの容量はユーザ間の相互干渉によって制限されるので、システムは音声アクティビティを利用することにより、各ユーザによって送信される電力を最小限に抑えようとする。ＴＩＡ規格ＩＳ−９５−Ａは、各順方向リンク（基地局から移動局）および逆方向リンク（移動局から基地局）上でこれを達成するための異なる方法について記載するが、本明細書における説明では、逆方向リンク上で用いられる方法のみが関連する。第１図（ＴＩＡ規格ＩＳ−９５−Ａの図面６．１．３．１−２の拡大要約）に示すように、移動局（ＭＳ：mobile station）は８ｋＨｚのパルス符号変調（ＰＣＭ）ユーザ音声信号（１００）を２０ｍｓのセグメントまたはフレームに分割し、次にデジタル音声エンコーダ（１０１）を利用してこれらのフレームを情報パケットに符号化する。デジタル音声エンコーダ（１０１）の厳密な仕様は、ＴＩＡ規格ＩＳ−９６−Ａ Speech Service Option Standard for Wideband Spread Spectrum Digital Cellular Sy stemにおいて記載される。符号化中に、各フレームは、デジタル音声エンコーダ（１０１）と関連する音声アクティビティ検出器（１０７）によって、４つの個別の伝送レートのうち一つに属するものとして分類される。ここで、これらは「レート１／１」，「レート１／２」，「レート１／４」，および「レート１／８」と記される。この場合も、音声アクティビティ検出器（１０７）の厳密な記述は、ＴＩＡ規格ＩＳ−９６−Ａにおいて記載される。音声エンコーダ（１０１）は、アクティブ発声(act ive talk spurts)時に生じる、フレームを符号化するためより多くの情報ビットを利用し、沈黙期間には少ないビットしか利用しない。レート１／１は、最も多く情報ビットを利用し、レート１／８は最も少ない情報ビットを利用する。一般にアクティブ発声と沈黙期間との間の遷移期間中に生じる、レート１／２およびレート１／４で符号化されたフレームのビット利用は、これらの限度の間にある。このフレーム分類プロセスの結果は、音声アクティビティ検出器（１０７）によって生成されるレート表示（１０８）によってデジタル音声エンコーダ（１０１）に表示される。次に、レート１／１およびレート１／２パケットは、ＴＩＡ規格ＩＳ−９５−Ａセクション６．１．３．３．２．１ Reverse Traffic Channel Frame Quality Indicatorにおいて規定されるように、ブロック符号化または巡回符号化（１０２）が施される。この次に、ＴＩＡ規格ＩＳ−９５−Ａセクション６．１．３．１．３Convolutional Encodingにおいてレート１／３畳み込み符号として規定されるチャネル符号化（１０３）が行われる。この時点で、符号化パケット（１０４）を構成するチャネル符号化ビットの数を表１に示す。インタリーブ（１０５）（ＴＩＡ規格ＩＳ−９５−Ａセクション６．１．３．１．５ Block Interleavingによって規定される）の後、各符号化パケットは、６４進直交変調と、それに続く１．２２８８Ｍｃ／ｓユーザ固有疑似雑音（ＰＮ）符号（１０５）を用いた直接シーケンス拡散とを利用して、送信のためにさらに準備される（ＴＩＡ規格ＩＳ−９５−Ａセクション６．１．３．１．６ Orthogonal Modulationおよび６．１．３．１．９ Quadrature Spreadingを参照）。この説明に限り、このプロセスの以下の詳細のみが必要とされる。表１から、変調方式は６４進直交方式なので、レート１／１パケットを送信するためには、９６個のシンボル（一般にウォルシュ・シンボルという）が必要になる。同様に、レート１／２送信には４８個のシンボルが必要で、レート１／４送信には２４個のシンボルが必要で、レート１／８送信には１２個のシンボルが必要となる。ＴＩＡ規格ＩＳ−９５−Ａは、シンボルを６個の連続したウォルシュ・シンボルのバーストで送信することを規定する。これをサポートするため、ＴＩＡ規格ＩＳ−９５−Ａは、各２０ｍｓのトラヒック・チャネル・フレームを、「電力制御グループ」（ＰＣＧ：Power Control Groups）という１６個のグループにさらに分割し、ここで各グループは６個のウォルシュ・シンボルからなる一つのグループを送信できる（ＴＩＡ規格ＩＳ−９５−Ａセクション６．１．３．１．７ Variable Data Rate Transmissionを参照）。選択されたレートに応じて、ＭＳがアクティブに送信中のＰＣＧの数は、レート１／１からレート１／８についてそれぞれ全部で１６，８，４または２となる。なお、ＭＳ送信機は非アクティブＰＣＧ中にディセーブルされる。このプロセスについて、各パケット・サイズまたはレートについて２０ｍｓのトラヒック・チャネル・フレーム（２００）中の送信機アクティビティを示す第２図においてさらに詳しく説明する。第２図において、ＰＣＧ期間（２０２）の斜線部分は、６個の直接シーケンス拡散ウォルシュ・シンボルのバーストがＰＣＧ中に送信されたことを意味する。従って、選択されたパケット・レートがレート１／１である場合、２０ｍｓトラヒック・チャネル・フレームにおける全ての１６個のＰＣＧは図２の事例（２０２）によって示されるようにアクティブになる。選択されたパケット・レートがレート１／２の場合、ＭＳ送信機は事例（２０３）に示されるように８ＰＣＧ中にのみアクティブになる。同様に、レート１／４パケットは、事例（２０４）に示すアクティブＰＣＧを生成し、レート１／８の例は事例（２０５）に示される。なお、レート１／２，１／４および１／８（総じて「サブレート」と呼ばれることもある）について、任意の２０ｍｓフレーム中にアクティブなＰＣＧは、ＴＩＡ規格ＩＳ−９５−Ａセクション６．１．３．１．７．２ Data Burst Rando mizing Algorithmにおいて記述されるように、解析対象のフレームより前のトラヒック・チャネル・フレーム中にユーザ固有ＰＮ符号を監視することによって推進される疑似ランダムＰＣＧ選択手順から判定される。具体的には、以前のフレームの最後から２番目のＰＣＧ中に生成されたユーザ固有ＰＮ符号の最後の１４ビットが格納され、このビットを利用して、以降のフレームにおける各送信レートについてアクティブなＰＣＧを選択する。ユーザ固有符号は数日の反復期間を有し、かつ各ユーザについてシフトされるので、特定のトラヒック・チャネル・フレームにおけるアクティブＰＣＧの位置は、フレームが送信される時間，ユーザの識別およびフレーム中に送信されるパケットのレートに依存する。もちろん、アクティブＰＣＧの数は、各レートで一定のままであり、アクティブＰＣＧの位置のみが時間およびユーザ識別とともに疑似ランダム的に変化する。理解すべき重要な点は、逆拡散(de-spreading)を行うためには、基地局（ＢＳ）受信機は、直接シーケンス拡散を行うためにＭＳで用いられたユーザ固有ＰＮ符号を再生成しなければならないことである。そのため、ＢＳ受信機は、４つの可能なレートのうちの任意のレートにてパケットを送信するために用いられたＰＣＧを明確に識別できる。さらに、ＰＣＧ選択手順は前回のフレーム中に観察されたユーザ固有ＰＮ符号シーケンスにのみ依存するので、ＢＳ受信機は現在フレームの開始時に現在フレームのアクティブＰＣＧを識別できる。この可変レート伝送方法を利用することにより、ＴＩＡ規格ＩＳ−９５−Ａ移動局は、バッテリ消費と、同じ搬送周波数を利用する他のＩＳ−９５−Ａ移動局に与えられる干渉電力の平均量とを低減できる。ただし、ＴＩＡ規格ＩＳ−９６ −Ａに定義されるデジタル音声エンコーダ（１０１）およびＴＩＡ規格ＩＳ−９５−Ａで定義されるトラヒック・チャネル物理層構造は、与えられたパケットの送信について４つのレートのうちどのレートが選択されたかを基地局受信機に指示するサイド情報を与えないことに留意されたい。従って、基地局受信機は、送信のレートを推定する必要があり、このプロセスを「レート判定」という。レート判定を行う従来の方法には、ＴＩＡ規格ＩＳ−９５−Ａ準拠の基地局受信機において用いられるQualcomm Inc，of San Diego，ＣＡによって製造される基地局モデム（ＢＳＭ：Base Station Modem）において実施される方法が含まれる。この手法の簡略ブロック図を第３図に示す。この手順は、まず、各直接シーケンス拡散ウォルシュ・シンボルからなる受信無線周波数（ＲＦ）波形をＲＦ信号から、チップ・レートでサンプリングされたベースバンド信号に変換することによって開始する。これは、周波数変換，自動利得制御，シンボル・サンプリングなど、さまざまな周知のＲＦ，中間周波数（ＩＦ）およびベースバンド機能を必要とするが、これらをここで詳細に規定する必要はない。各送信ウォルシュ・シンボル波形は、雑音によって損なわれ、また通信チャネルによってひずみが生じた後、逆拡散（３０２）によって復元されるが、この逆拡散は、送信ウォルシュ・シンボルを拡散するために用いられたユーザ固有ＰＮシーケンス（３０３）との相関を必要とする。次に、６４進相関器（３１２）において受信ウォルシュ・シンボル波形をシンボル・アルファベットを構成する６４個の波形のセットと相関する周知の方法を利用して、ウォルシュ・シンボル検出が実行される（３０４）。この方法の厳密な詳細およびその性能は周知であり、J.G.Proakis著のDigital Communicationsを含め標準的な文献に記述されている。受信信号位相基準がない場合（すなわち、「非コヒーレント」状態）に送信ウォルシュ・シンボルを識別する最尤方法は、６４個の可能な可能なシンボル波形と受信波形との間の複素値相互相関の大きさを最大にする相関器および対応するシンボル・インデックスを選択する。この選択プロセスは、第３図において「ＭＡＸ」（３１３）と記されたブロックにおいて行われる。この最大大きさ相互相関結果の大きさ二乗(magnitude-square)値は、ここでは「最大ウォルシュ・シンボル・エネルギ」または「ＭＷＳＥ」といい、出力（３１５）として生成されることが示される。次に、最大大きさ相関器出力を与えた相関器に対応するインデックス（３１４）は、ブロック・デインタリーバ（３０５）に送られ、ここで各ウォルシュ・シンボルを構成するチャネル・シンボルはデインタリーブされ、周知のビタビ・アルゴリズムを利用して畳み込み復号（３０６）される。デインタリーブ・プロセス（３０５）およびビタビ復号プロセス（３０６）は４回実行され、すなわち、各可能なパケット送信レートが用いられるという仮定に基づいて一回ずつ実行される。ビタビ復号（３０６）中に、受信パケットに存在するチャネル・シンボル誤り数の推定値は、受信チャネル符号化シンボルを、各レートについてビタビ・デコーダ出力を再度畳み込み符号化することによって得られるシンボルと比較する周知の方法によって、４つの可能なレートのそれぞれについて算出される。レート毎の被推定シンボル誤り数を収容する４進ベクトル（３０８）は、レート判定機能（３０９）に送られる。最後に、レート１／１およびレート１／２パケットに関連するブロックまたは巡回符号（ＴＩＡ規格ＩＳ−９５−Ａにおいてフレーム品質表示(Frame Quality Indicator)という）は復号され（３０７）、そのシンドロームまたはチェックサム（S．LinおよびD.J．Costello著のError Control Codingにおいて定義される）は、２進ベクトル（３１０）としてレート判定機能（３０９）に与えられる。次に、４進シンボル誤り数および２進チェックサム・ベクトル（３０９），（３１０）によって形成される６進判定スペースを分割し、次に受信パケットに対応する６進ベクトルが存在する判定スペースの領域を識別することにより被送信レートを推定することによって、レート判定が実行される。被送信パケットのレートが確実に確定できない（すなわち、４つの全てのレートの判定領域外にある）場合、パケットは「削除」と宣告される。このようなパケットに対しては、音声復号などの更なる処理は施されない。この方法は、４つの個別のビタビ復号演算（各送信レート仮説について一つ）を必要とする欠点がある。これは、演算的に高価であり、電力消費の点で非効率的である。さらに、判定されたレートを音声デコーダに送る前に複数のビタビ復号を実行する必要によって生じる音声遅延は、知覚的な音質を低下させうる。従って、演算的および電力的に効率的で、知覚的な音質を劣化させない、可変レート通信システムにおけるレート判定装置および方法が必要とされる。図面の簡単な説明第１図は、可変レート音声サービス・オプションを有する通信システムにおいて、音声およびチャネル符号化ならびに逆方向リンクトラヒック・チャネル・フレームの変調および直接シーケンス拡散を実行する従来の方法を示す。第２図は、可変レート音声サービス・オプションを使用する場合の、逆方向リンク・トラヒック・チャネル・フレームの特定のフレームの従来の電力制御グループ（ＰＣＧ）の例を示す。第３図は、逆リンク・トラヒック・チャネル・パケットの、従来のレート判定方法を示す。第４図は、本発明によるレート判定装置の好適な実施を示すブロック図である。第５図は、本発明によるレート判定装置の別の好適な実施例を示すブロック図である。好適な実施例の詳細な説明レート判定装置の好適な実施例のブロック図を第４図に示す。第４図は、トラヒック・チャネル・フレームを構成する各送信ウォルシュ・シンボルに対応する雑音の多い直交波形を復元するために用いられるＲＦ変換（３００，３０１）および逆拡散（３０２）のプロセスを示す。また、逆拡散シーケンスを生成するために用いられるユーザ固有ＰＮ符号発生器（３０３）と、６４進相関器（３１２）およびセレクタ機能（３１３）によって構成されるウォルシュ・シンボル検出器（３０４）とが示される。、最大ウォルシュ・シンボル・エネルギ（ＭＷＳＥ）値（３１５）を生成するウォルシュ・シンボル検出器が示される。各受信ウォルシュ・シンボルのＭＷＳＥは、「レート１／１累算器」（４０９）等について「Ｒ−１／１Ａｃｃ．」（４０９）〜「Ｒ−１／８Ａｃｃ．」（４１２）と簡略して記された４つの累算器（４０９〜４１２）に送られる。これらの累算器の内容は、各トラヒック・チャネル・フレームの開始で一様にゼロに設定される。各累算器と関連する加算器（４０５〜４０８）は、ＰＣＧセレクタ機能（４００）からの制御信号によってゲートされ、対応するＰＣＧフラグが論理値「１」を有する場合にのみＭＷＳＥを累算する。ＰＣＧセレクタ機能（４００）は、前回のトラヒック・チャネル・フレーム上でユーザ固有ＰＮ符号の出力を監視し、ＴＩＡ規格ＩＳ−９５−Ａセクション６．１．３．１．７．２ Data Burst R andomizing Algorithmによって定義される方法に基づいて、各可能な送信レートについて現在のトラヒックチャネル・フレームでアクティブなＰＣＧを識別する。ＰＣＧセレクタ（４００）は、「レート１／１ＰＣＧフラグ」〜「レート１／８ＰＣＧフラグ」と記された４つのバイナリ・フラグ（４０１〜４０４）を出力する。検出器（３０４）によって復調されるウォルシュ・シンボルがこのフラグと関連するレートについてアクティブＰＣＧの一部である場合にのみ、これらのフラグは論理「１」となる。すなわち、第２図の例を参照して、レート１／２ＰＣＧフラグは、事例（２０３）に対応するトラヒック・チャネル・フレームの斜線部中にのみ論理「１」となる。同様に、レート１／４ＰＣＧフラグは、事例（２０４）の斜線部の期間中にのみ値「１」をとる。このプロセスは、フレームを構成する９６個の全てのウォルシュ・シンボルが受信されるまで継続する。従って、フレームの最後に、「Ｒ−１／１Ａｃｃ．」と記された累算器は９６個のＭＷＳＥ値を累算し、「Ｒ−１／２Ａｃｃ．」は４８個のＭＷＳＥ値を累算し、「Ｒ−１／４Ａｃｃ．」は２４個のＭＷＳＥ値を累算し、「Ｒ−１／８Ａｃｃ．」は１２個のＭＷＳＥ値を累算する。全フレームが受信された後、累算器（４０９〜４１２）の内容は減算器（４１７〜４２０）に送られる。各累算器毎に一般に異なり、第４図においてＭ−１／１〜Ｍ−１／８（４１３〜４１６）と記されたスカラ値は、各累算器（４０９〜４１２）出力から減算される。次に、各減算器（４１７〜４２０）の出力は、セレクタ（４２１）に送られ、このセレクタ（４２１）は４つの減算器（４１７〜４２０）の出力のうち最大を選択する。これは、累算器（４０９〜４１２）のうちどれがセレクタ（４２１）において最大値となるかを固有に識別する。次に、被推定送信レート（４２２）は、セレクタ（４２１）において最大値を生成した累算器（４０９〜４１２）に対応するレートとして識別される。この被推定レート（４２２）は、デインタリーバ（４２３）およびビタビ・デコーダ（４２４）の動作を制御するために用いられる。これらのデバイスは、被推定レート（４２２）によって予測されるレートに基づいて受信チャネル・シンボルを復号するために一回だけ実行する。なお、スカラ値Ｍ−１／１〜Ｍ−１／８（４１３〜４１６）は、コンピュータ・シミュレーションあるいはベンチテストによってあらかじめ設定されることに留意されたい。実際には、これらのスカラ値は、解析対象のトラヒック・チャネル・フレームの期間全体を通じてほぼ一定である。ただし、スカラ値は、基地局受信機と関連する他のパラメータに応じて、各ウォルシュ・シンボル境界において値が変化する。これについての一つの特定の例は、通信チャネルにおけるマルチパス信号成分の存在を利用するため「レーキ(rake)」受信機を利用することで生じる。［レーキ受信機は当技術分野において周知であり、ここでは説明する必要ない。］これについては、４素子レーキ受信機の場合を第５図に示し、ここで各素子（５００）は、少なくとも逆拡散器（３０２）および６４進相関器に（３１２）によって構成される。なお、用途に応じて、４つ以上または以下の素子を利用してもよいことに留意されたい。第５図において、各素子は、個別のマルチパス信号成分に割り当てられ、各マルチパス信号成分の観察された遅延の差は遅延素子Δ₁ 〜Δ₄によって補償される。次に、各逆拡散マルチパス信号成分は、上記と同じ種類の６４進相関器（３１２）にかけられる。ついで、６４進ベクトルは各相関器（３１２）の出力において形成され、ここで６４進ベクトルのｉ番目の要素はｉ番目の相関器出力の大きさ二乗(magnitude-square)である。これにより、J.G. Proakis著のDigital Communicationsなどの標準的な文献において「指数法則(sq uare law)」合成と呼ばれる典型的な非コヒーレント合成方法が得られる。第５図において、４つのこのようなベクトルは単純なベクトル加算によって合成される（５２２）。次に、最大ウォルシュ・シンボル・エネルギ（ＭＷＳＥ）（３１５）は、生成された合成６４進ベクトルの最大値要素として識別され（５２３）、ＭＷＳＥ（３１５）はその後第４図に示すようにレート判定のために用いられる。しかし、各マルチパス成分の相対的強さは経時的に変化することがある。そのため、ベクトル合成プロセス（５２２）に有意に寄与する、マルチパス成分を処理する素子（５００）の数は変化しうる。ＲＦコンバータ（３０１）が自動利得制御段を内蔵すると仮定すると、各素子（５００）の相対的な寄与は第５図に示すような単純な信号対雑音比（ＳＮＲ）推定器（５０１）を利用して推定できる。このＳＮＲ推定器は、各素子の相関器（３１２）の出力における個別の６４進ベクトルのＭＷＳＥ（５０６〜５０９）を閾値Ｔ（５１０）と比較することによって動作する。特定の素子のＭＷＳＥ（５０６〜５０９）がＴ（５１０）を超えると、この素子の６４進相関器出力における対応する６４進ベクトルは合成プロセス（５２２）に含まれ、それ以外の場合には除外される。素子が合成プロセスに含まれると宣告されると、この素子は「インロック(in-lock)」であるという。各素子のインロック表示は、第５図においてバイナリ・ロック・フラグＬ１〜Ｌ４（５１５〜５１８）として示される。また、Ｌ１〜Ｌ４（５１５〜５１８）を監視することにより現在インロックの素子の数を累算するカウンタ（５１９）も示される。このカウント（５２０）は、４ｘ４ルックアップ・テーブル（５２１）の行アドレスを得るために用いられる。このテーブルの列は、インロックの素子の数に応じて用いられるＭ−１／１（４１３）〜Ｍ−１／８（４１６）の値を収容する。ルックアップ・テーブルの内容は、コンピュータ・シミュレーションまたはベンチ・テストによってあらかじめ設定される。明らかに、被推定レート（４３０）は、第４図における減算器（４１７〜４２０）の出力において利用可能なメトリックから排他的に判定する必要はない。その代わり、これらのメトリックは、例えば、ビタビ・デコーダから導出されるシンボル誤り率または経路メトリック情報に基づく、レート判定のための補足情報として利用できる。また、この方法は、音声以外の情報源から導出される可変レート伝送のレートを推定するためにも容易に拡張できることが明らかである。これには、可変レート・データ伝送が含まれる。以上、本発明は、知覚的な音質に悪影響を及ぼさないレート判定のための電力および演算効率的な装置および方法を提供することが容易に理解される。また、更なる利点および修正は当業者に容易に想起される。従って、本発明は、より広い態様では、本明細書にて図説した特定の詳細，代表的な装置および例示的な例に制限されない。さまざまな修正および変形は、本発明の範囲または精神から逸脱せずに上記の明細書に対して行うことができ、本発明は請求の範囲およびその同等の範囲内である限り、かかる一切の修正および変形を網羅するものとする。Description: FIELD OF THE INVENTION The present invention relates to rate determination in a variable rate communication system, and more particularly to implementing a variable rate transmission scheme. It relates to rate determination in communication systems where on / off or amplitude modulation keying is used. Background of the Invention Efficient use of limited resources has long been an important goal of communication system designers. For example, in a point-to-point communication system, such as a telephone modem, this means maximizing the rate of information transmission (in terms of bits of information per second) for limited transmitter power and channel bandwidth. I do. In a multiple access system such as a cellular wireless network, the available resources are shared among many users, and the goal of the system designer is to maximize the capacity of the system. This is often expressed as the number of users that the system can support simultaneously at a particular information transmission rate per user. In a multiple access system that supports voice transmission, the efficiency of the communication system can be further improved by utilizing the nature of each user's voice activity. For example, a well-known method called Digital Speech Interpolation (summarized in Advanced Digital Communications by K. Feher) digitally encodes and packetizes the speech of each N user and then converts the packet stream. Multiplexing on a single communication channel has long been used to increase the capacity of trunked telephone systems. Although it is not impossible that some packets will be dropped, the available capacity of the link is increased. Related cases arise in cellular radio systems, such as the Groupe Special Mobile (GSM) system specification issued by the European Telecommunications Standards Institute (ETSI). In this case, a voice activity detector in the digital voice encoder used to encode each user's voice disables the user's transmitter when the user is not talking. This method, known as "Discontinuous Transmission" or "DTX", has the significant effect of saving mobile station battery consumption, and nominally reduces the reuse distance of radio frequency (RF) channels. Enable (because the average co-channel interference power is reduced), thereby improving system capacity. A similar method is adopted in a cellular communication system described in North American TAI (Telecommunications Industry Association) standard IS-95-A Mobile Station-Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System. The system defines an air interface based on Code Division Multiple Access (CDMA). Because the capacity of such systems is limited by the mutual interference between users, the system seeks to minimize the power transmitted by each user by utilizing voice activity. The TIA standard IS-95-A describes different ways to achieve this on each forward link (base station to mobile station) and on the reverse link (mobile station to base station), but is not described herein. In the description, only the methods used on the reverse link are relevant. As shown in FIG. 1 (enlarged summary of drawing 6.1.3.1-2 of TIA standard IS-95-A), a mobile station (MS) is an 8 kHz pulse code modulation (PCM) user voice. The signal (100) is divided into 20 ms segments or frames, and these frames are then encoded into information packets using a digital audio encoder (101). The exact specifications of the digital audio encoder (101) are described in the TIA standard IS-96-A Speech Service Option Standard for Wideband Spread Spectrum Digital Cellular System. During encoding, each frame is classified as belonging to one of four distinct transmission rates by a digital audio encoder (101) and an associated audio activity detector (107). Here, these are described as "rate 1/1", "rate 1/2", "rate 1/4", and "rate 1/8". Again, the exact description of the voice activity detector (107) is described in TIA standard IS-96-A. The speech encoder (101) uses more information bits to encode the frames that occur during active talk spurts, and uses fewer bits during silence periods. Rate 1/1 uses the most information bits and rate 1/8 uses the least information bits. The bit utilization of frames encoded at rate 1/2 and rate 1/4, which generally occurs during the transition between active utterance and silence, is between these limits. The result of this frame classification process is displayed to the digital voice encoder (101) by a rate indicator (108) generated by the voice activity detector (107). Next, rate 1/1 and rate 1/2 packets are transmitted in TIA standard IS-95-A section 6.1.3.3.3.2. Block coding or cyclic coding (102) is performed as specified in 1 Reverse Traffic Channel Frame Quality Indicator. This is followed by channel coding (103) defined as a rate 1/3 convolutional code in TIA standard IS-95-A section 6.1.3.1.3 Convolutional Encoding. At this point, Table 1 shows the number of channel coded bits that make up the coded packet (104). After interleaving (105) (defined by the TIA standard IS-95-A section 6.1.3.1.5 Block Interleaving), each encoded packet consists of a hexadecimal quadrature modulation followed by 1.2288 Mc / It is further prepared for transmission using direct sequence spreading with s-user specific pseudo noise (PN) code (105) (TIA standard IS-95-A section 6.1.3.1.1.6). Orthogonal Modulation and 6.1.3.1.9 Quadrature Spreading). For this description only the following details of this process are required. From Table 1, since the modulation scheme is a 64-hex orthogonal scheme, 96 symbols (generally Walsh symbols) are required to transmit a rate 1/1 packet. Similarly, rate 1/2 transmission requires 48 symbols, rate 1/4 transmission requires 24 symbols, and rate 1/8 transmission requires 12 symbols. TIA standard IS-95-A specifies that symbols be transmitted in bursts of six consecutive Walsh symbols. To support this, the TIA standard IS-95-A further divides each 20 ms traffic channel frame into 16 groups called “Power Control Groups” (PCGs), where each A group can transmit one group of six Walsh symbols (see TIA standard IS-95-A section 6.1.3.3.7 Variable Data Rate Transmission). Depending on the selected rate, the number of PCGs that the MS is actively transmitting is 16, 8, 4 or 2 for rates 1/1 to 1/8 respectively. Note that the MS transmitter is disabled during inactive PCG. This process is described in more detail in FIG. 2 which shows transmitter activity during a 20 ms traffic channel frame (200) for each packet size or rate. In FIG. 2, the shaded portion of the PCG period (202) means that six bursts of direct sequence spread Walsh symbols have been transmitted during the PCG. Thus, if the selected packet rate is rate 1/1, all 16 PCGs in the 20 ms traffic channel frame will be active as shown by case (202) in FIG. If the selected packet rate is rate 1/2, the MS transmitter will only be active during 8PCG as shown in case (203). Similarly, rate 1/4 packets generate an active PCG as shown in case (204), and a rate 1/8 example is shown in case (205). Note that for rates 1/2, 1/4 and 1/8 (sometimes referred to collectively as "sub-rates"), the PCG active during any 20 ms frame is based on the TIA standard IS-95-A section 6.1. Pseudo-random PCG selection driven by monitoring user-specific PN codes in traffic channel frames prior to the frame to be analyzed, as described in 3.1.7.2 Data Burst Rando mizing Algorithm It is determined from the procedure. Specifically, the last 14 bits of the user-specific PN code generated in the penultimate PCG of the previous frame are stored, and these bits are used to activate the active bits for each transmission rate in the subsequent frames. Select PCG. Since the user-specific code has a repetition period of several days and is shifted for each user, the position of the active PCG in a particular traffic channel frame is determined by the time the frame is transmitted, the identity of the user and the Depends on the rate of packets sent. Of course, the number of active PCGs remains constant at each rate and only the position of the active PCG changes pseudo-randomly with time and user identification. It is important to understand that to perform de-spreading, the base station (BS) receiver regenerates the user-specific PN code used by the MS to perform direct sequence spreading. That is something that must be done. Thus, the BS receiver can clearly identify the PCG used to transmit the packet at any of the four possible rates. Furthermore, since the PCG selection procedure only depends on the user-specific PN code sequence observed during the previous frame, the BS receiver can identify the active PCG of the current frame at the start of the current frame. By using this variable rate transmission method, the TIA standard IS-95-A mobile station can reduce battery consumption and the average amount of interference power provided to other IS-95-A mobile stations using the same carrier frequency. Can be reduced. However, the digital voice encoder (101) defined in TIA standard IS-96-A and the traffic channel physical layer structure defined in TIA standard IS-95-A have four rates for transmission of a given packet. Note that no side information is provided to indicate to the base station receiver which of the rates has been selected. Therefore, the base station receiver needs to estimate the rate of transmission, and this process is called "rate determination." Conventional methods for making rate determinations are implemented in a Base Station Modem (BSM) manufactured by Qualcomm Inc, of San Diego, CA used in base station receivers compliant with TIA standard IS-95-A. Method is included. FIG. 3 shows a simplified block diagram of this method. The procedure begins by first converting a received radio frequency (RF) waveform consisting of each direct sequence spread Walsh symbol from an RF signal to a baseband signal sampled at a chip rate. This requires various well-known RF, intermediate frequency (IF) and baseband functions, such as frequency conversion, automatic gain control, symbol sampling, etc., which need not be specified here in detail. Each transmitted Walsh symbol waveform is corrupted by noise and, after distortion by the communication channel, recovered by despreading (302), which is used to spread the transmitted Walsh symbols. Requires a correlation with the user-specific PN sequence (303). Next, Walsh symbol detection is performed in a hexadecimal correlator (312) using a well-known method of correlating the received Walsh symbol waveform with the set of 64 waveforms that make up the symbol alphabet (304). ). The exact details of this method and its performance are well known and are described in standard literature, including Digital Communications by JG Proakis. The maximum likelihood method of identifying a transmitted Walsh symbol in the absence of a received signal phase reference (ie, a “non-coherent” state) is based on the complex-valued cross-correlation between the 64 possible symbol waveforms and the received waveform. Select the correlator that maximizes the magnitude and the corresponding symbol index. This selection process is performed in the block labeled "MAX" (313) in FIG. The magnitude-square value of this maximum magnitude cross-correlation result, referred to herein as "maximum Walsh symbol energy" or "MWSE", is shown to be generated as output (315). Next, the index (314) corresponding to the correlator that provided the largest magnitude correlator output is sent to the block deinterleaver (305), where the channel symbols that make up each Walsh symbol are deinterleaved. , Using a well-known Viterbi algorithm. The deinterleaving process (305) and the Viterbi decoding process (306) are performed four times, that is, once based on the assumption that each possible packet transmission rate is used. During Viterbi decoding (306), the estimate of the number of channel symbol errors present in the received packet is compared to the received channel coded symbols with the symbols obtained by re-convolution coding the Viterbi decoder output for each rate. Calculated for each of the four possible rates by known methods. A quaternary vector (308) containing the estimated number of symbol errors for each rate is sent to the rate determination function (309). Finally, the blocks or cyclic codes (referred to as Frame Quality Indicators in TIA standard IS-95-A) associated with rate 1/1 and rate 1/2 packets are decoded (307) and their syndromes or checks are performed. The sum (defined in Error Control Coding by S. Lin and DJ Costello) is provided to the rate determination function (309) as a binary vector (310). Next, the hexadecimal decision space formed by the number of quaternary symbol errors and the binary checksum vector (309), (310) is divided, and then the decision space in which the hexadecimal vector corresponding to the received packet exists is located. Rate estimation is performed by estimating the transmitted rate by identifying the region. If the rate of the transmitted packet cannot be reliably determined (i.e., is out of the decision window for all four rates), the packet is declared "deleted." No further processing such as voice decoding is performed on such a packet. This method has the disadvantage of requiring four separate Viterbi decoding operations (one for each transmission rate hypothesis). This is computationally expensive and inefficient in terms of power consumption. In addition, audio delays caused by the need to perform multiple Viterbi decodings before sending the determined rate to the audio decoder can degrade perceptual sound quality. Therefore, there is a need for a rate determining apparatus and method in a variable rate communication system that is computationally and power efficient and does not degrade perceptual sound quality. BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 shows a conventional method for performing voice and channel coding and modulation and direct sequence spreading of reverse link traffic channel frames in a communication system having a variable rate voice service option. . FIG. 2 shows an example of a conventional power control group (PCG) for a particular frame of a reverse link traffic channel frame when using the variable rate voice service option. FIG. 3 shows a conventional rate determination method for reverse link traffic channel packets. FIG. 4 is a block diagram showing a preferred embodiment of the rate judgment device according to the present invention. FIG. 5 is a block diagram showing another preferred embodiment of the rate judgment device according to the present invention. Detailed Description of the Preferred Embodiment A block diagram of the preferred embodiment of the rate determination device is shown in FIG. FIG. 4 shows the process of RF conversion (300, 301) and despreading (302) used to recover the noisy quadrature waveform corresponding to each transmitted Walsh symbol that makes up the traffic channel frame. . Also, a user-specific PN code generator (303) used for generating a despreading sequence and a Walsh symbol detector (304) constituted by a hexadecimal correlator (312) and a selector function (313) are provided. Is shown. , A maximum Walsh symbol energy (MWSE) value (315) is shown. The MWSE of each received Walsh symbol is abbreviated as “R- 1/1 Acc.” (409) to “R- ／ Acc.” (412) for “Rate 1/1 accumulator” (409) and the like. Are sent to the four accumulators (409 to 412). The contents of these accumulators are uniformly set to zero at the beginning of each traffic channel frame. The adder (405-408) associated with each accumulator is gated by a control signal from the PCG selector function (400) and accumulates the MWSE only if the corresponding PCG flag has a logical value "1". I do. The PCG selector function (400) monitors the output of the user-specific PN code on the previous traffic channel frame and TIA standard IS-95-A section 6.1.3.1.7.2 Data Burst R andomizing Based on the method defined by the Algorithm, identify the active PCG in the current traffic channel frame for each possible transmission rate. The PCG selector (400) outputs four binary flags (401 to 404) marked "rate 1/1 PCG flag" to "rate 1/8 PCG flag". Only if the Walsh symbols demodulated by the detector (304) are part of the active PCG for the rate associated with this flag, these flags will be logic "1". That is, referring to the example of FIG. 2, the rate 1 / 2P CG flag becomes logical "1" only in the shaded portion of the traffic channel frame corresponding to the case (203). Similarly, the rate 1/4 PCG flag takes the value “1” only during the period of the hatched part in the case (204). This process continues until all 96 Walsh symbols making up the frame have been received. Thus, at the end of the frame, the accumulator labeled "R-1 / Acc." Accumulates 96 MWSE values, and "R-1 / 2Acc." Accumulates 48 MWSE values. “R- ／ Acc.” Accumulates 24 MWSE values, and “R- ／ Acc.” Accumulates 12 MWSE values. After all frames have been received, the contents of the accumulators (409-412) are sent to subtractors (417-420). Generally different for each accumulator, the scalar values labeled M-1 / 1-M-1 / 8 (413-416) in FIG. 4 are subtracted from the output of each accumulator (409-412). You. Next, the output of each subtractor (417-420) is sent to the selector (421), and this selector (421) selects the maximum of the outputs of the four subtractors (417-420). This uniquely identifies which of the accumulators (409-412) has the maximum value at selector (421). Next, the estimated transmission rate (422) is identified as the rate corresponding to the accumulators (409-412) that generated the maximum value in the selector (421). The estimated rate (422) is used to control the operation of the deinterleaver (423) and the Viterbi decoder (424). These devices perform only once to decode the received channel symbols based on the rate predicted by the estimated rate (422). It should be noted that the scalar values M-1-1 to M-〜 (413 to 416) are set in advance by computer simulation or bench test. In practice, these scalar values are nearly constant throughout the traffic channel frame being analyzed. However, the scalar value changes at each Walsh symbol boundary depending on other parameters associated with the base station receiver. One particular example of this arises from using a "rake" receiver to take advantage of the presence of multipath signal components in the communication channel. [Rake receivers are well known in the art and need not be described here. In this regard, the case of a four-element rake receiver is shown in FIG. 5, where each element (500) is constituted by at least a despreader (302) and a hexadecimal correlator (312). Note that four or more or less elements may be utilized depending on the application. In Figure 5, each element is assigned to an individual multipath signal components, the difference between the observed delay of each multipath signal component is compensated by the delay elements Δ ₁ ~Δ _4. Next, each despread multipath signal component is applied to a hexadecimal correlator (312) of the same type as above. A hexadecimal vector is then formed at the output of each correlator (312), where the i-th element of the hexadecimal vector is the magnitude-square of the i-th correlator output. This results in a typical non-coherent synthesis method referred to as "sqare law" synthesis in standard literature such as Digital Communications by JG Proakis. In FIG. 5, four such vectors are combined by simple vector addition (522). Next, the maximum Walsh symbol energy (MWSE) (315) is identified as the largest element of the generated combined hexadecimal vector (523), and the MW SE (315) is then subjected to a rate as shown in FIG. Used for judgment. However, the relative strength of each multipath component may change over time. As such, the number of elements (500) that process multipath components that significantly contribute to the vector synthesis process (522) can vary. Assuming that the RF converter (301) incorporates an automatic gain control stage, the relative contribution of each element (500) utilizes a simple signal-to-noise ratio (SNR) estimator (501) as shown in FIG. Can be estimated. The SNR estimator operates by comparing the MWSE (506-509) of the individual hexadecimal vectors at the output of the correlator (312) for each element with a threshold T (510). If the MWSE (506-509) of a particular element exceeds T (510), the corresponding hexadecimal vector in the hexadecimal correlator output of this element is included in the synthesis process (522), otherwise excluded. Is done. When a device is declared to be included in the synthesis process, the device is said to be "in-lock." The in-lock display of each element is shown as binary lock flags L1 to L4 (515 to 518) in FIG. Also shown is a counter (519) that accumulates the number of elements currently in-locked by monitoring L1-L4 (515-518). This count (520) is used to obtain the row address of the 4x4 lookup table (521). The columns of this table contain the values of M- 1/1 (413) to M- 1/8 (416) used according to the number of in-lock elements. The contents of the look-up table are preset by computer simulation or bench test. Obviously, the estimated rate (430) need not be determined exclusively from the metrics available at the output of the subtractors (417-420) in FIG. Instead, these metrics can be used as supplementary information for rate determination, for example, based on symbol error rate or path metric information derived from a Viterbi decoder. It is also clear that this method can easily be extended to estimate the rate of variable rate transmissions derived from sources other than speech. This includes variable rate data transmission. From the foregoing, it will be readily appreciated that the present invention provides a power and computationally efficient apparatus and method for rate determination that does not adversely affect perceptual sound quality. Further advantages and modifications will readily occur to those skilled in the art. Accordingly, the present invention is not limited in its broader aspects to the specific details, representative devices, and illustrative examples illustrated herein. Various modifications and variations may be made to the above specification without departing from the scope or spirit of the invention, and the invention is intended to cover all such modifications as falling within the scope of the appended claims and their equivalents. And variations.

Claims

[Claims] 1. A method for rate determination in a variable rate communication system, comprising: Symbols of data packets at each of multiple transmit packet rates Calculating a metric based on the energy; and Selecting an optimal rate based on the calculated metric; A method characterized by comprising: 2. The step of calculating the metric depends on the number of rake receiver elements used. And calculating the metric based on the symbol energy. The method of claim 1, wherein the method comprises: 3. Convolutional decoder distance metric, Viterbi decoder metric, block At least one additional metric based on one of the Calculating further comprising: The step of selecting includes selecting the selected metric and the at least one Further comprising selecting an optimal rate from the additional metrics. The method of claim 1, wherein: 4. A method for rate determination in a variable rate information system, comprising: Symbols of a plurality of symbols each consisting of a plurality of transmission symbol rates Calculating a plurality of metrics based on the sum of the energies; and Selecting a rate associated with the maximum calculated metric; A method characterized by comprising: 5. Convolutional decoder distance metric, decoder metric, block coding Calculate at least one additional metric based on one of the metrics Further comprising: The step of selecting includes selecting the selected metric and the at least one Further comprising selecting an optimal rate from the additional metrics. The method of claim 4, wherein 6. Apparatus for rate determination in a variable rate communication system, comprising: The maximum Walsh symbol energy on the traffic channel frame A plurality of accumulators for selectively accumulating, each accumulator having an output; And A selector coupled to the output of the accumulator for selecting an optimal rate based on the output; Kuta; An apparatus characterized by comprising: 7. Further including a power control group flag generator coupled to each of the accumulators. Wherein the accumulator responds to the presence of a power control group flag. Great Walsh The apparatus of claim 6, wherein symbol energy is selectively accumulated. 8. The selector is coupled to each of the outputs of the plurality of accumulators, and 7. The apparatus according to claim 6, further comprising a plurality of subtracters for subtracting a scalar value from the data. . 9. A method for rate determination in a variable rate communication system, comprising: Multiple maximum Walsh symbol energy on traffic channel frame Accumulating lugi values; and Selecting an optimal rate based on said value; A method characterized by comprising: 10. The step of accumulating a plurality of maximum Walsh symbol energy values comprises: In response to a power control group having a traffic channel frame, Comprising accumulating a maximum Walsh symbol energy value. The method according to claim 9, wherein