JPH1042551A - Rush-current limiting circuit - Google Patents
Rush-current limiting circuitInfo
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は交流−直流変換回路
に設けられる突入電流制限回路に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an inrush current limiting circuit provided in an AC / DC converter.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図４には交流−直流変換回路の一例が示
されている。同図に示すように、この交流−直流変換回
路は、整流回路であるブリッジダイオード回路２を有
し、このブリッジダイオード回路２の４端部のうち、互
いに対角位置にある予め定められた２端部（入力端部）
が交流電源１に接続され、残りの２端部（出力端部）は
入力コンデンサ３の両端に接続されている。2. Description of the Related Art FIG. 4 shows an example of an AC-DC converter. As shown in the figure, this AC-DC converter circuit has a bridge diode circuit 2 that is a rectifier circuit. Of four end portions of the bridge diode circuit 2, predetermined two End (input end)
Are connected to the AC power supply 1, and the remaining two ends (output ends) are connected to both ends of the input capacitor 3.
【０００３】上記入力コンデンサ３の一端側（出力端
側）にはメインスイッチ素子（トランジスタ素子）４の
コレクタ側が接続され、このメインスイッチ素子４のエ
ミッタ側にはチョークコイル６の一端側と転流ダイオー
ド７のカソード側がそれぞれ接続されている。上記チョ
ークコイル６の他端側には出力コンデンサ８の一端側が
接続され、出力コンデンサ８の他端側は前記転流ダイオ
ード７のアノード側を介して入力コンデンサ３の他端側
（グランド側）に接続されている。上記出力コンデンサ
８に並列に負荷が接続される。[0005] One end (output end) of the input capacitor 3 is connected to the collector of a main switch element (transistor element) 4. The emitter of the main switch element 4 is commutated with one end of a choke coil 6. The cathode sides of the diodes 7 are respectively connected. The other end of the choke coil 6 is connected to one end of an output capacitor 8. The other end of the output capacitor 8 is connected to the other end (ground side) of the input capacitor 3 via the anode of the commutation diode 7. It is connected. A load is connected to the output capacitor 8 in parallel.
【０００４】また、前記メインスイッチ素子４のコレク
タ−エミッタ間にはダイオード14がカソード側をメイン
スイッチ素子４のコレクタ側に向けて設けられ、メイン
スイッチ素子４のベース側には制御回路５がドライブト
ランス20を介して接続されている。A diode 14 is provided between the collector and the emitter of the main switch element 4 with its cathode facing the collector of the main switch element 4, and a control circuit 5 is mounted on the base side of the main switch element 4. It is connected via a transformer 20.
【０００５】前記出力コンデンサ８には分圧抵抗体12，
13の直列体が並列接続され、上記分圧抵抗体12，13の直
列接続部は前記制御回路５に接続されている。また、前
記チョークコイル６には補助巻線21が設けられ、この補
助巻線21の出力端側にはダイオード10のアノード側が接
続され、ダイオード10のカソード側はコンデンサ11の一
端側に接続されており、コンデンサ11の他端側は前記出
力コンデンサ８のグランド側に接続されている。上記ダ
イオード10とコンデンサ11の接続部には前記制御回路５
が接続されると共に、起動抵抗体９の一端側が接続さ
れ、この起動抵抗体９の他端側は前記メインスイッチ素
子４のコレクタ側に接続されている。The output capacitor 8 has a voltage dividing resistor 12,
Thirteen series bodies are connected in parallel, and a series connection part of the voltage dividing resistors 12 and 13 is connected to the control circuit 5. The choke coil 6 is provided with an auxiliary winding 21, an output end of the auxiliary winding 21 is connected to an anode of the diode 10, and a cathode of the diode 10 is connected to one end of the capacitor 11. The other end of the capacitor 11 is connected to the ground side of the output capacitor 8. The control circuit 5 is connected to the connection between the diode 10 and the capacitor 11.
And one end of the starting resistor 9 is connected, and the other end of the starting resistor 9 is connected to the collector of the main switch element 4.
【０００６】上記構成の交流−直流変換回路は、交流電
源１の出力をブリッジダイオード回路２で全波整流し、
この全波整流されたブリッジダイオード回路２の出力を
入力コンデンサ３とメインスイッチ素子４とチョークコ
イル６と出力コンデンサ８を介し平滑して直流の電圧を
負荷へ出力するものであり、メインスイッチ素子４のス
イッチオン期間を可変制御することにより予め定められ
た回路出力電圧Ｖoutを安定して負荷に供給できるもの
である。[0006] The AC-DC converter circuit having the above-described structure performs full-wave rectification of the output of the AC power supply 1 by the bridge diode circuit 2.
The full-wave rectified output of the bridge diode circuit 2 is smoothed through the input capacitor 3, the main switch element 4, the choke coil 6, and the output capacitor 8 to output a DC voltage to the load. By variably controlling the switch-on period, a predetermined circuit output voltage Vout can be stably supplied to the load.
【０００７】上記メインスイッチ素子４のスイッチング
制御は制御回路５により行われており、この制御回路５
は、分圧抵抗体12，13を用いて回路出力Ｖout を検出
し、この検出値ｅに基づき、予め定められた回路出力電
圧Ｖout が安定して出力されるように、制御電力供給源
であるコンデンサ11の充電エネルギーを利用して、メイ
ンスイッチ素子４のスイッチオン・オフ制御（スイッチ
オン期間の可変制御）を行う回路構成を有している。例
えば、上記メインスイッチ素子４のスイッチオンタイミ
ングは予め定めた一定周期（スイッチング周期）で行わ
れ、回路出力検出値ｅが設定回路出力よりも低下してい
る場合にはスイッチオン期間を長くし（スイッチング周
期Ｔに対するスイッチオン期間ｔの比（ｔ／Ｔ；デュー
ティ（時比率））を大きくし）、上記回路出力の低下分
を補償するようにし、回路出力検出値ｅが設定回路出力
よりも上昇している場合にはスイッチオン期間を短くし
（デューティを小さくし）、上記回路出力の上昇分を補
正するようにする。The switching control of the main switch element 4 is performed by a control circuit 5.
Detects a circuit output V out using the voltage dividing resistors 12 and 13 and controls the control power supply source so that a predetermined circuit output voltage V out is stably output based on the detected value e. And a circuit configuration for performing switch-on / off control (variable control of the switch-on period) of the main switch element 4 using the charging energy of the capacitor 11. For example, the switch-on timing of the main switch element 4 is performed at a predetermined constant cycle (switching cycle), and when the circuit output detection value e is lower than the set circuit output, the switch-on period is lengthened ( The ratio of the switch-on period t to the switching period T (t / T; duty (duration)) is increased) to compensate for the decrease in the circuit output, and the circuit output detection value e rises above the set circuit output. If so, the switch-on period is shortened (duty is reduced), and the rise of the circuit output is corrected.
【０００８】[0008]
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記交流−
直流変換回路では、出力コンデンサ８、コンデンサ11に
予め定められた電圧のエネルギーが充電されていない
と、上記のような通常の回路動作を行うことができな
い。通常の電源投入時には、出力コンデンサ８、コンデ
ンサ11にエネルギーが全く充電されていないことから、
出力コンデンサ８、コンデンサ11の充電動作を行って回
路を立ち上がらせてから前述したような通常の回路動作
に移行する。また、停電等により電源が停止してしまっ
た直後に電源を投入する瞬停後の復帰電源投入時には、
出力コンデンサ８、コンデンサ11の充電エネルギーが大
幅に低減していることから、前記同様に、出力コンデン
サ８、コンデンサ11の充電動作を行ってから通常の回路
動作に移行することになる。By the way, the above-mentioned AC-
In the DC conversion circuit, the normal circuit operation as described above cannot be performed unless the output capacitor 8 and the capacitor 11 are charged with energy of a predetermined voltage. At the time of normal power-on, since the output capacitor 8 and the capacitor 11 are not charged with energy at all,
After the operation of charging the output capacitor 8 and the capacitor 11 is performed to start the circuit, the operation shifts to the normal circuit operation as described above. In addition, the power is turned on immediately after the power is stopped due to a power failure, etc.
Since the charging energy of the output capacitor 8 and the capacitor 11 has been greatly reduced, the normal circuit operation is started after the charging operation of the output capacitor 8 and the capacitor 11 is performed as described above.
【０００９】上記出力コンデンサ８、コンデンサ11の充
電動作は次のようにして行われる。例えば、電源が投入
されると、交流電源１の出力がブリッジダイオード回路
２を介して入力コンデンサ３へ供給され、この入力コン
デンサ３の電圧エネルギーが起動抵抗体９を通ってコン
デンサ11へ充電供給される。コンデンサ11の充電電圧が
予め定められた電圧Ｖcc（制御回路５を駆動させるのに
必要な制御電力の設定電圧）に達しないと、制御回路５
は回路動作を行うことができず、メインスイッチ素子４
はスイッチオフ状態にあるので、前記入力コンデンサ３
の電圧エネルギーはメインスイッチ素子４側には流れ
ず、全て起動抵抗体９を介してコンデンサ11へ充電供給
される。The charging operation of the output capacitor 8 and the capacitor 11 is performed as follows. For example, when the power is turned on, the output of the AC power supply 1 is supplied to the input capacitor 3 via the bridge diode circuit 2, and the voltage energy of the input capacitor 3 is charged and supplied to the capacitor 11 through the starting resistor 9. You. If the charging voltage of the capacitor 11 does not reach the predetermined voltage V cc (the set voltage of the control power required to drive the control circuit 5), the control circuit 5
Cannot perform the circuit operation, and the main switch element 4
Is in the switch-off state, the input capacitor 3
Does not flow to the main switch element 4 side, but is entirely supplied to the capacitor 11 via the starting resistor 9.
【００１０】上記コンデンサ11の充電電圧が前記設定電
圧Ｖccに達すると、制御回路５が回路動作を開始する。
この時、出力コンデンサ８は空の状態（瞬停後の復帰電
源投入時には蓄積エネルギーが格段に低い状態）であ
り、回路出力が零電圧（復帰電源投入時はほぼ零電圧）
であることから、制御回路５は、回路出力を補償すべ
く、例えば、デューティを“１”でメインスイッチ素子
４をスイッチング制御する。When the charging voltage of the capacitor 11 reaches the set voltage Vcc , the control circuit 5 starts the circuit operation.
At this time, the output capacitor 8 is empty (the stored energy is extremely low when the return power supply is turned on after a momentary power failure), and the circuit output becomes zero voltage (almost zero voltage when the return power supply is turned on).
Therefore, the control circuit 5 controls the switching of the main switch element 4 with, for example, a duty of “1” in order to compensate the circuit output.
【００１１】このような制御回路５のスイッチング制御
動作に従ってメインスイッチ素子４がスイッチング動作
すると、前記入力コンデンサ３からメインスイッチ素子
４とチョークコイル６を通って出力コンデンサ８に突入
する突入電流が流れて出力コンデンサ８の充電が行われ
る。この出力コンデンサ８の充電電圧が予め定められた
回路出力電圧に達したときに、前記したような通常の回
路動作に移行する。When the main switch element 4 performs a switching operation in accordance with the switching control operation of the control circuit 5, an inrush current flows from the input capacitor 3 through the main switch element 4 and the choke coil 6 to the output capacitor 8. The output capacitor 8 is charged. When the charging voltage of the output capacitor 8 reaches a predetermined circuit output voltage, the operation shifts to the normal circuit operation as described above.
【００１２】なお、前記コンデンサ11の充電が終了して
制御回路５の動作が開始された以降、チョークコイル６
の通電が開始されるので、このチョークコイル６の通電
により補助巻線21からエネルギーが出力され、このエネ
ルギーがダイオード10を介してコンデンサ11へ供給され
ることになる。Incidentally, after the charging of the capacitor 11 is completed and the operation of the control circuit 5 is started, the choke coil 6
, The energy is output from the auxiliary winding 21 by the energization of the choke coil 6, and the energy is supplied to the capacitor 11 via the diode 10.
【００１３】以上のように、電源投入時あるいは瞬停後
の復帰電源投入時には出力コンデンサ８、コンデンサ11
の充電動作が行われる。しかしながら、図４に示す回路
構成では、コンデンサ11の充電が終了してから出力コン
デンサ８の充電を行うので、電源が投入されてから出力
コンデンサ８の充電が完了するまでの充電時間が長く、
回路が立ち上がるのに時間がかかってしまうという問題
が生じる。As described above, when the power is turned on or the power is restored after a momentary power failure, the output capacitor 8 and the capacitor 11 are turned on.
Is performed. However, in the circuit configuration shown in FIG. 4, the charging of the output capacitor 8 is performed after the charging of the capacitor 11 is completed. Therefore, the charging time from when the power is turned on to when the charging of the output capacitor 8 is completed is long.
There is a problem that it takes time for the circuit to start up.
【００１４】また、コンデンサ11の充電終了後に、前記
したように、制御回路５がデューティ“１”でメインス
イッチ素子４をスイッチオンすると、前記突入電流によ
りチョークコイル６が飽和し、チョークコイル６により
突入電流を制御できなくなり、メインスイッチ素子４の
予め定まる耐電流を越えた大きな突入電流（過電流）が
メインスイッチ素子４を流れる虞れがあり、上記過電流
によってメインスイッチ素子４が破損してしまう場合が
ある。When the control circuit 5 switches on the main switch element 4 with the duty "1" after the charging of the capacitor 11 is completed, the inrush current saturates the choke coil 6 and the choke coil 6 The inrush current cannot be controlled, and a large inrush current (overcurrent) exceeding a predetermined withstand current of the main switch element 4 may flow through the main switch element 4, and the overcurrent may damage the main switch element 4. In some cases.
【００１５】そこで、例えば、電源投入時のメインスイ
ッチ素子４のデューティを小さくする等してメインスイ
ッチ素子４に流れる突入電流を抑制し、メインスイッチ
素子４に過電流が流れるのを回避してメインスイッチ素
子４の保護を図ることが考えられる。しかし、そのよう
にすると、突入電流を抑制した分、出力コンデンサ８の
充電に要する時間が長くなり、回路の立ち上がり時間が
さらに長くなってしまうという問題が生じる。Therefore, for example, the inrush current flowing through the main switch element 4 is suppressed by reducing the duty of the main switch element 4 when the power is turned on, and the main current is prevented by preventing the overcurrent from flowing through the main switch element 4. The protection of the switch element 4 can be considered. However, in such a case, the time required for charging the output capacitor 8 is increased by the amount of suppressing the inrush current, which causes a problem that the rise time of the circuit is further increased.
【００１６】この発明は、上記課題を解決するためにな
されたものであり、その目的は、電源投入時の突入電流
による過電流がメインスイッチ素子に流れるのを防止し
てメインスイッチ素子の保護が図れ、しかも、交流−直
流変換回路の立ち上がり時間の短縮を可能にする突入電
流制限回路を提供することにある。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and an object of the present invention is to prevent an overcurrent due to an inrush current at the time of power-on from flowing to a main switch element, thereby protecting the main switch element. It is another object of the present invention to provide an inrush current limiting circuit that can reduce the rise time of an AC-DC converter.
【００１７】[0017]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、この発明は次のような構成をもって前記課題を解決
する手段としている。Means for Solving the Problems In order to achieve the above object, the present invention has the following structure to solve the above problems.
【００１８】すなわち、第１の発明は、交流電源出力を
整流回路を介して入力コンデンサで受け、さらに入力コ
ンデンサの出力をメインスイッチ素子を介して出力コン
デンサへ供給し、該出力コンデンサにより平滑して外部
へ出力する交流−直流変換回路に設けられ、電源投入時
に入力コンデンサからメインスイッチ素子を介して出力
コンデンサに突入する電流を抑制する突入電流制限回路
であって、前記入力コンデンサからメインスイッチ素子
を介して出力コンデンサに至る出力コンデンサへのメイ
ンの経路を迂回した前記整流回路と出力コンデンサ間の
バイパス経路上に設けられる充電時作動スイッチ素子
と、前記入力コンデンサの電圧から出力コンデンサの充
電電圧を差し引いた差分電圧が予め定められた設定の電
圧に達したときに前記充電時作動スイッチ素子をスイッ
チオンさせ、上記差分電圧が零電圧になったときに前記
充電時作動スイッチ素子をスイッチオフさせて前記充電
時作動スイッチ素子のスイッチング制御を行い、前記充
電時作動スイッチ素子のスイッチオン期間に前記交流電
源の整流回路出力の電力を入力コンデンサと充電時作動
スイッチ素子を順に介したバイパス経路を通して出力コ
ンデンサへ充電供給する充電制御部と、前記メインスイ
ッチ素子に接続され上記充電制御部の充電動作が開始さ
れてから前記出力コンデンサの充電電圧が設定の回路出
力電圧に達するまでの期間の間は前記メインスイッチ素
子をスイッチオフ状態に維持するメインスイッチ素子の
動作停止回路とを有する構成をもって前記課題を解決す
る手段としている。That is, in the first invention, the output of the AC power supply is received by the input capacitor via the rectifier circuit, and the output of the input capacitor is supplied to the output capacitor via the main switch element, and smoothed by the output capacitor. An inrush current limiting circuit that is provided in an AC-DC conversion circuit that outputs to the outside, and suppresses a current that intrudes from an input capacitor to an output capacitor through a main switch element when power is turned on. A charging operation switch element provided on a bypass path between the rectifier circuit and the output capacitor that bypasses a main path to the output capacitor via the output capacitor via the output capacitor, and subtracting a charging voltage of the output capacitor from a voltage of the input capacitor. When the difference voltage reaches a predetermined voltage The charging operation switch element is switched on, and when the difference voltage becomes zero voltage, the charging operation switch element is switched off to perform switching control of the charging operation switch element, and the charging operation switch element is controlled. A charge control unit for supplying power of the rectifier circuit output of the AC power supply to an output capacitor through a bypass path sequentially passing through an input capacitor and a charging operation switch element during a switch-on period of the AC power supply; and A main switch element operation stop circuit for maintaining the main switch element in a switch-off state during a period from when the charging operation of the control section is started to when the charging voltage of the output capacitor reaches the set circuit output voltage. The configuration having the above is a means for solving the above problem.
【００１９】第２の発明は、上記第１の発明を形成する
充電制御部は第１のツェナーダイオードのアノード側に
第２のツェナーダイオードのカソード側が直列接続され
た直列接続体を有して構成され、この直列接続体は第１
のツェナーダイオードを入力コンデンサ側にして充電時
作動スイッチ素子に並列接続されており、充電時作動ス
イッチ素子はサイリスタ又はトライアックにより構成さ
れ、該スイッチ素子のゲート側は上記第１と第２のツェ
ナーダイオードの直列接続部に接続されている構成をも
って前記課題を解決する手段としている。According to a second aspect of the present invention, the charge control section forming the first aspect of the invention has a series connection structure in which the anode side of the first Zener diode is connected in series with the cathode side of the second Zener diode. This series connection is the first
Is connected in parallel to the charging operation switch element, with the Zener diode being an input capacitor side. The charging operation switch element is constituted by a thyristor or a triac, and the gate side of the switch element is the first and second Zener diodes. Is a means for solving the above-mentioned problem with the configuration connected to the series connection part.
【００２０】第３の発明は、上記第２の発明を形成する
充電時作動スイッチ素子であるサイリスタ又はトライア
ックのゲート側は該スイッチ素子のスイッチオン駆動電
圧を等価的に高めるためのレベルシフトダイオードを介
して充電制御部の第１と第２のツェナーダイオードの直
列接続部に接続されている構成をもって前記課題を解決
する手段としている。According to a third aspect of the present invention, the gate side of a thyristor or a triac, which is a switching element at the time of charging forming the second aspect of the present invention, includes a level shift diode for equivalently increasing a switch-on driving voltage of the switching element. The configuration is connected to the series connection of the first and second Zener diodes of the charging control unit via the charging control unit, and is a means for solving the above problem.
【００２１】第４の発明は、上記第１又は第２又は第３
の発明を形成する充電時作動スイッチ素子には該充電時
作動スイッチ素子を保護するための抵抗体が直列に接続
されている構成をもって前記課題を解決する手段として
いる。According to a fourth aspect of the present invention, there is provided the first, second or third aspect.
The charging operation switch element according to the present invention has a structure in which a resistor for protecting the charging operation switch element is connected in series, thereby providing means for solving the above-mentioned problem.
【００２２】第５の発明は、上記第１又は第２又は第３
又は第４の発明を形成する充電制御部には該充電制御部
を保護するための抵抗体が直列に接続されている構成を
もって前記課題を解決する手段としている。According to a fifth aspect of the present invention, there is provided the first, second or third aspect.
Alternatively, the charging control section forming the fourth invention is configured to solve the above-mentioned problem by a configuration in which a resistor for protecting the charging control section is connected in series.
【００２３】上記構成の本発明において、例えば、出力
コンデンサの電圧が零電圧である状態から交流−直流変
換回路の電源が投入されると、充電制御部が充電時作動
スイッチ素子のスイッチング制御を行い、充電時作動ス
イッチ素子のスイッチオン期間に交流電源の整流回路出
力の電力をメインスイッチ素子を迂回するバイパス経路
を通して出力コンデンサへ充電供給する。上記出力コン
デンサの充電が開始されてから充電が完了するまでの期
間、動作停止回路はメインスイッチ素子をスイッチオフ
状態に維持する。In the present invention having the above configuration, for example, when the power of the AC-DC converter circuit is turned on from a state where the voltage of the output capacitor is zero voltage, the charge control unit performs switching control of the switch element during charging. During the switch-on period of the switch element during charging, the power of the output of the rectifier circuit of the AC power supply is charged and supplied to the output capacitor through a bypass path bypassing the main switch element. During a period from the start of charging of the output capacitor to the completion of charging, the operation stop circuit keeps the main switch element in a switch-off state.
【００２４】上記の如く、電源投入時の出力コンデンサ
の充電期間、メインスイッチ素子は動作停止回路によっ
てスイッチオフ状態に維持され、整流回路出力の突入電
流はメインスイッチ素子を迂回するバイパス経路を通っ
て出力コンデンサに流れ込むことになるので、突入電流
はメインスイッチ素子を通電せず、当然に突入電流によ
る過電流がメインスイッチ素子を流れることはなく、メ
インスイッチ素子の保護が図れる。また、メインスイッ
チ素子への突入電流の悪影響を考慮することなく突入電
流の値を設定できることから、突入電流を従来よりも大
きくすることが可能であり、このことにより、出力コン
デンサの充電期間の短縮を図ることが可能である。As described above, during the charging period of the output capacitor when the power is turned on, the main switch element is maintained in the switch-off state by the operation stop circuit, and the rush current of the rectifier circuit output passes through the bypass path bypassing the main switch element. Since the current flows into the output capacitor, the inrush current does not flow through the main switch element, so that an overcurrent due to the inrush current does not flow through the main switch element, and the main switch element can be protected. In addition, since the value of the inrush current can be set without considering the adverse effect of the inrush current on the main switching element, the inrush current can be made larger than before, thereby shortening the charging period of the output capacitor. It is possible to achieve.
【００２５】[0025]
【発明の実施の形態】以下、本発明に係る実施形態例を
図面に基づき説明する。なお、本実施形態例の説明にお
いて、従来例と同一名称部分には同一符号を付し、その
重複説明は省略する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. In the description of the present embodiment, the same reference numerals are given to the same parts as those in the conventional example, and the overlapping description will be omitted.
【００２６】図１には、スイッチング電源回路の交流−
直流変換回路に組み込まれた状態の本実施形態例の突入
電流制限回路が示されている。この突入電流制限回路25
は、起動抵抗体９と、コンデンサ11と、抵抗体15と、充
電時作動スイッチ素子であるサイリスタ16と、抵抗体17
と、第１のツェナーダイオードであるツェナーダイオー
ド18と、第２のツェナーダイオードであるツェナーダイ
オード19とを有して構成されている。FIG. 1 shows the AC-
The inrush current limiting circuit of the present embodiment is shown in a state incorporated in a DC conversion circuit. This inrush current limiting circuit 25
Are a starting resistor 9, a capacitor 11, a resistor 15, a thyristor 16 which is a switching element at the time of charging, and a resistor 17.
And a Zener diode 18 as a first Zener diode and a Zener diode 19 as a second Zener diode.
【００２７】図１に示すように、抵抗体17の一端側はメ
インスイッチ素子４のコレクタ側に接続され、抵抗体17
の他端側にはツェナーダイオード18のカソード側が接続
されており、このツェナーダイオード18のアノード側に
はツェナーダイオード19のカソード側が接続され、ツェ
ナーダイオード19のアノード側はチョークコイル６と出
力コンデンサ８の接続部に接続されている。As shown in FIG. 1, one end of the resistor 17 is connected to the collector of the main switch element 4 and
Is connected to the cathode side of a Zener diode 18, the anode side of the Zener diode 18 is connected to the cathode side of a Zener diode 19, and the anode side of the Zener diode 19 is connected to the choke coil 6 and the output capacitor 8. Connected to the connection.
【００２８】また、上記抵抗体17とメインスイッチ素子
４のコレクタ側との接続部には抵抗体15の一端側が接続
され、抵抗体15の他端側にはサイリスタ16のアノード側
が接続され、このサイリスタ16のカソード側は前記ツェ
ナーダイオード19のアノード側と出力コンデンサ８との
接続部に接続されており、サイリスタ16のゲート側は前
記ツェナーダイオード18と19の直列接続部Ｘに接続され
ている。One end of a resistor 15 is connected to the connection between the resistor 17 and the collector of the main switch element 4, and the anode of a thyristor 16 is connected to the other end of the resistor 15. The cathode of the thyristor 16 is connected to the connection between the anode of the Zener diode 19 and the output capacitor 8, and the gate of the thyristor 16 is connected to the series connection X of the Zeners 18 and 19.
【００２９】上記サイリスタ16のカソード側と出力コン
デンサ８との接続部には起動抵抗体９の一端側が接続さ
れ、この起動抵抗体９の他端側はコンデンサ11に接続さ
れている。なお、上記以外の交流−直流変換回路の回路
構成は従来例と同様であるのでその重複説明は省略す
る。One end of a starting resistor 9 is connected to the connection between the cathode of the thyristor 16 and the output capacitor 8, and the other end of the starting resistor 9 is connected to the capacitor 11. Since the circuit configuration of the AC-DC conversion circuit other than the above is the same as that of the conventional example, the duplicated description will be omitted.
【００３０】上記突入電流制限回路25を構成する回路構
成要素のうち、ツェナーダイオード18，19により充電制
御部が構成され、この充電制御部は充電時作動スイッチ
素子であるサイリスタ16のスイッチング制御を行って出
力コンデンサ８の充電動作を行わせる。また、起動抵抗
体９とコンデンサ11により動作停止回路が構成され、こ
の回路は出力コンデンサ８の充電期間（出力コンデンサ
８の充電が開始されてから出力コンデンサ８の充電電圧
が予め定められた回路出力電圧Ｖout に達し充電が完了
するまでの期間）にメインスイッチ素子４をスイッチオ
フ状態に維持する。Among the circuit components constituting the inrush current limiting circuit 25, a Zener diodes 18 and 19 constitute a charge control section, and this charge control section controls the switching of the thyristor 16 which is a switch element during charging. To charge the output capacitor 8. The start-up resistor 9 and the capacitor 11 constitute an operation stop circuit. This circuit operates during a charging period of the output capacitor 8 (the charging voltage of the output capacitor 8 after the charging of the output capacitor 8 is started is determined by a predetermined circuit output). Main switch element 4 is maintained in a switch-off state during a period from when voltage Vout is reached to when charging is completed.
【００３１】本実施形態例の突入電流制限回路は上記の
ように構成されており、以下、上記突入電流制限回路の
回路動作を図２のタイムチャートに基づき簡単に説明す
る。The inrush current limiting circuit of this embodiment is configured as described above. Hereinafter, the circuit operation of the inrush current limiting circuit will be briefly described with reference to the time chart of FIG.
【００３２】例えば、入力コンデンサ３と出力コンデン
サ８とコンデンサ11が零電圧である状態から交流−直流
変換回路の電源が投入されると（図２の時間ｔ1 ）、交
流電源１の出力がブリッジダイオード回路２を介して入
力コンデンサ３に供給され、図２の（ａ）に示すよう
に、入力コンデンサ３の電圧Ｖ1 はブリッジダイオード
回路２の全波整流波形の出力に対応して上昇していく。For example, when the power of the AC-DC converter is turned on from the state where the input capacitor 3, the output capacitor 8 and the capacitor 11 are at zero voltage (time t 1 in FIG. 2), the output of the AC power source 1 is bridged. The voltage V 1 of the input capacitor 3 is supplied to the input capacitor 3 via the diode circuit 2 and rises in accordance with the output of the full-wave rectified waveform of the bridge diode circuit 2 as shown in FIG. Go.
【００３３】この入力コンデンサ３の電圧Ｖ1 から出力
コンデンサ８の電圧Ｖ2 を差し引いた差分電圧ΔＶ（Δ
Ｖ＝Ｖ1 −Ｖ2 ）は抵抗体17とツェナーダイオード18，
19に分圧印加され、これらツェナーダイオード18，19の
分圧印加電圧が予め定まるツェナーダイオード18，19の
オン駆動電圧を共に越え、ツェナーダイオード18，19が
共にスイッチオン状態になったときに（図２の時間
ｔ2 ）、ツェナーダイオード18，19の直列接続部Ｘ側か
らサイリスタ16のゲートにサイリスタ16をスイッチオン
状態にするためのトリガ信号が加えられ、サイリスタ16
がスイッチオン状態となり、図２の（ｂ）に示すよう
に、前記差分電圧ΔＶの大きさに対応した突入電流が入
力コンデンサ３側から抵抗体15とサイリスタ16を順に通
るバイパス経路で流れ始める。The difference voltage ΔV (ΔV) obtained by subtracting the voltage V 2 of the output capacitor 8 from the voltage V 1 of the input capacitor 3
V = V 1 −V 2 ) is the resistance 17 and the Zener diode 18,
When the divided voltage is applied to 19 and the applied voltage of the Zener diodes 18 and 19 exceeds the predetermined ON drive voltage of the Zener diodes 18 and 19, and the Zener diodes 18 and 19 are both switched on ( At time t 2 in FIG. 2, a trigger signal for turning on the thyristor 16 is applied to the gate of the thyristor 16 from the series connection portion X of the Zener diodes 18 and 19, and the thyristor 16 is turned on.
Is turned on, and as shown in FIG. 2B, an inrush current corresponding to the magnitude of the differential voltage ΔV starts flowing from the input capacitor 3 side in a bypass path passing through the resistor 15 and the thyristor 16 in order.
【００３４】なお、サイリスタ16がスイッチオンしてサ
イリスタ16に最初に流れ込む突入電流の図２の（ｂ）に
示す起点位置Ａの値（立ち上がり電流値）Ｉthは一定で
あり、次式により表すことができる。The rush current that flows into the thyristor 16 when the thyristor 16 is switched on first has a constant value (rise current value) I th at the starting position A shown in FIG. 2B, and is expressed by the following equation. be able to.
【００３５】Ｉth≒（ＺＤ1 ＋ＺＤ2 ）／Ｒ1 I th ≒ (ZD 1 + ZD 2 ) / R 1
【００３６】ただし、ＺＤ1 はツェナーダイオード18の
スイッチオン駆動電圧を表し、ＺＤ2 はツェナーダイオ
ード19のスイッチオン駆動電圧を表し、Ｒ1 は抵抗体15
の抵抗値を表す。Here, ZD 1 represents the switch-on drive voltage of the Zener diode 18, ZD 2 represents the switch-on drive voltage of the Zener diode 19, and R 1 represents the resistor 15.
Represents the resistance value.
【００３７】そして、前記サイリスタ16を通った突入電
流は出力コンデンサ８側と起動抵抗体９側に分岐し、出
力コンデンサ８側に分流した突入電流は出力コンデンサ
８へ流れ込んで出力コンデンサ８の充電を行い、出力コ
ンデンサ８の電圧Ｖ2 は、図２の（ａ）に示すように、
上昇していく。同時に、起動抵抗体９側に分流した突入
電流は起動抵抗体９を介してコンデンサ11へ流れ込みコ
ンデンサ11の充電を行う。The rush current flowing through the thyristor 16 branches to the output capacitor 8 and the starting resistor 9, and the rush current split to the output capacitor 8 flows into the output capacitor 8 to charge the output capacitor 8. Then, the voltage V 2 of the output capacitor 8 is changed as shown in FIG.
Going up. At the same time, the rush current shunted to the starting resistor 9 flows into the capacitor 11 via the starting resistor 9 to charge the capacitor 11.
【００３８】前記入力コンデンサ３は小容量であるた
め、その電圧Ｖ1 はブリッジダイオード回路２の出力に
対応して図２の（ａ）に示すような全波整流波形を描い
て可変するので、入力コンデンサ３の電圧Ｖ1 は予め定
まる入力コンデンサ３のピーク電圧Ｖp に達した以降、
低下していく。そして、入力コンデンサ３の電圧Ｖ1 と
出力コンデンサ８の充電電圧Ｖ2 が等しくなって前記差
分電圧ΔＶが零電圧になると（図２の時間ｔ3 ）、図２
の（ｂ）に示すように、サイリスタ16がスイッチオフ状
態となって上記突入電流の通電は停止し、出力コンデン
サ８、コンデンサ11の充電動作は休止状態になる。Since the input capacitor 3 has a small capacity, its voltage V 1 varies in accordance with the output of the bridge diode circuit 2 by drawing a full-wave rectified waveform as shown in FIG. After the voltage V 1 of the input capacitor 3 reaches a predetermined peak voltage V p of the input capacitor 3,
It is going down. Then, when the voltage V 1 of the input capacitor 3 becomes equal to the charging voltage V 2 of the output capacitor 8 and the difference voltage ΔV becomes zero (time t 3 in FIG. 2), FIG.
As shown in (b), the thyristor 16 is turned off, the supply of the rush current is stopped, and the charging operation of the output capacitor 8 and the capacitor 11 is stopped.
【００３９】その後も入力コンデンサ３の電圧Ｖ1 は低
下していき出力コンデンサ８の充電電圧Ｖ2 よりも低く
なろうとするが、入力コンデンサ３の電圧Ｖ1 はダイオ
ード14によって出力コンデンサ８の充電電圧Ｖ2 にクラ
ンプされる。Thereafter, the voltage V 1 of the input capacitor 3 decreases and tends to be lower than the charging voltage V 2 of the output capacitor 8. However, the voltage V 1 of the input capacitor 3 is changed by the diode 14 to the charging voltage of the output capacitor 8. It is clamped to V 2.
【００４０】その後、図２の（ａ）に示すように、ブリ
ッジダイオード回路２の出力に応じて入力コンデンサ３
の電圧Ｖ1 は再び上昇し始め、前記同様に、入力コンデ
ンサ３と出力コンデンサ８の差分電圧ΔＶよりツェナー
ダイオード18，19が共にスイッチオン状態になったとき
に（図２の時間ｔ4 ）、ツェナーダイオード18，19の直
列接続部Ｘ側からサイリスタ16のゲートにトリガ信号が
加えられ、サイリスタ16がスイッチオンして入力コンデ
ンサ３側から突入電流が抵抗体15、サイリスタ16を通っ
て流れ始め、出力コンデンサ８、コンデンサ11の充電が
再開される。After that, as shown in FIG. 2A, the input capacitor 3 is changed according to the output of the bridge diode circuit 2.
Voltage V 1 of the begins to rise again, in the same manner as described above, when the Zener diode 18 and 19 from the differential voltage ΔV of the input capacitor 3 and the output capacitor 8 are both turned the switch ON state (time t 4 in FIG. 2), A trigger signal is applied to the gate of the thyristor 16 from the series connection part X side of the Zener diodes 18 and 19, the thyristor 16 switches on, and an inrush current starts flowing from the input capacitor 3 side through the resistor 15 and the thyristor 16, The charging of the output capacitor 8 and the capacitor 11 is restarted.
【００４１】上記のように、入力コンデンサ３と出力コ
ンデンサ８の差分電圧ΔＶを利用してツェナーダイオー
ド18，19がサイリスタ16のスイッチング制御を繰り返し
行って、出力コンデンサ８とコンデンサ11の充電を図２
の（ａ）に示すように段階的に行う。そして、出力コン
デンサ８の充電電圧が交流−直流変換回路の設定出力電
圧Ｖout に達し、かつ、コンデンサ11の充電電圧が予め
定められた制御電力電圧Ｖccに達すると（図２の時間ｔ
11）、交流−直流変換回路は立ち上がり、前述したよう
な通常の回路動作に移行すると共に、突入電流制限回路
の回路動作は停止状態となる。As described above, the Zener diodes 18 and 19 repeatedly perform the switching control of the thyristor 16 by using the difference voltage ΔV between the input capacitor 3 and the output capacitor 8 to charge the output capacitor 8 and the capacitor 11 as shown in FIG.
(A) as shown in FIG. Then, when the charging voltage of the output capacitor 8 reaches the set output voltage Vout of the AC-DC conversion circuit and the charging voltage of the capacitor 11 reaches the predetermined control power voltage Vcc (time t in FIG. 2).
11 ), the AC-DC converter circuit starts up and shifts to the normal circuit operation as described above, and the circuit operation of the rush current limiting circuit is stopped.
【００４２】この実施形態例では、出力コンデンサ８の
充電が完了すると同時にコンデンサ11の充電が完了して
制御回路５が立ち上がるように動作停止回路の起動抵抗
体９を次のように設定し、出力コンデンサ８の充電期間
中はメインスイッチ素子４をスイッチオフ状態に維持し
ている。In this embodiment, the starting resistor 9 of the operation stop circuit is set as follows so that the charging of the capacitor 11 is completed at the same time as the charging of the output capacitor 8 is completed, and the control circuit 5 starts up. During the charging period of the capacitor 8, the main switch element 4 is maintained in the switch-off state.
【００４３】上記サイリスタ16のスイッチオン期間にサ
イリスタ16側から分流して起動抵抗体９側に流れ込む電
流量は起動抵抗体９の抵抗値によって決定できることか
ら、出力コンデンサ８の充電が完了すると同時にコンデ
ンサ11の充電が完了するように起動抵抗体９の抵抗値が
設定され、起動抵抗体９を介してコンデンサ11に流れ込
む電流量によって、コンデンサ11の充電期間の長さが決
定される。そのように設定するのは、上記コンデンサ11
の充電が終了しないと制御回路５はメインスイッチ素子
４をスイッチオンできないので、起動抵抗体９とコンデ
ンサ11から成る動作停止回路は、出力コンデンサ８の充
電が開始されてから（電源投入時から）充電が完了する
までの期間、メインスイッチ素子４をスイッチオフ状態
に維持できるからである。The amount of current shunted from the thyristor 16 and flowing into the starting resistor 9 during the switch-on period of the thyristor 16 can be determined by the resistance value of the starting resistor 9. The resistance value of the starting resistor 9 is set so that the charging of 11 is completed, and the length of the charging period of the capacitor 11 is determined by the amount of current flowing into the capacitor 11 via the starting resistor 9. This is done by setting the capacitor 11
Since the control circuit 5 cannot switch on the main switch element 4 unless the charging of the output capacitor 8 is completed, the operation stop circuit including the starting resistor 9 and the capacitor 11 operates after the charging of the output capacitor 8 is started (from power-on). This is because the main switch element 4 can be kept in the switch-off state until the charging is completed.
【００４４】また、この実施形態例では、入力コンデン
サ３と出力コンデンサ８の差分電圧ΔＶが入力コンデン
サ３の予め定まるピーク電圧Ｖp から設定の回路出力電
圧Ｖout を差し引いた値ΔＶ′（ΔＶ′＝Ｖp −
Ｖout ）を越えたときに（ΔＶ＞ΔＶ′）、ツェナーダ
イオード18，19が共にスイッチオン状態となりサイリス
タ16のゲートに該サイリスタ16をスイッチオンさせるた
めのトリガ信号を加えサイリスタ16がスイッチオンする
ように、サイリスタ16と抵抗体17とツェナーダイオード
18，19の回路定数が設定されている。In this embodiment, the difference voltage ΔV between the input capacitor 3 and the output capacitor 8 is a value ΔV ′ (ΔV ′) obtained by subtracting the set circuit output voltage V out from the predetermined peak voltage V p of the input capacitor 3. = V p −
V.sub.out ) (.DELTA.V> .DELTA.V '), the Zener diodes 18 and 19 are both switched on, a trigger signal for switching on the thyristor 16 is applied to the gate of the thyristor 16, and the thyristor 16 is switched on. So, thyristor 16, resistor 17, and Zener diode
Circuit constants 18 and 19 are set.
【００４５】このように回路定数を設定することによっ
て、電源投入時に出力コンデンサ８の充電電圧を設定の
回路出力電圧Ｖout に充電できるのはもちろんのこと、
出力コンデンサ８の充電が完了して交流−直流変換回路
が立ち上がった後に、入力コンデンサ３側から突入電流
制限回路25を介して出力コンデンサ８側に電流が通電す
るのを防止でき、通常の回路動作時に突入電流制限回路
25の通電によって突入電流制限回路25で電力損失が発生
してしまうのを回避することができる。By setting the circuit constants in this manner, the charging voltage of the output capacitor 8 can be charged to the set circuit output voltage Vout when the power is turned on.
After the charging of the output capacitor 8 is completed and the AC-DC conversion circuit starts up, it is possible to prevent a current from flowing from the input capacitor 3 side to the output capacitor 8 side via the rush current limiting circuit 25, thereby allowing normal circuit operation. Sometimes inrush current limiting circuit
The occurrence of power loss in the inrush current limiting circuit 25 due to the energization of 25 can be avoided.
【００４６】さらに、ツェナーダイオード18，19に予め
定まる耐電流以上の電流が流れないように、抵抗体17の
抵抗値が設定されている。このことから、ツェナーダイ
オード18，19の保護を図ることができる。Further, the resistance of the resistor 17 is set so that a current exceeding a predetermined withstand current does not flow through the Zener diodes 18 and 19. From this, the Zener diodes 18 and 19 can be protected.
【００４７】さらに、サイリスタ16のスイッチオン期間
にサイリスタ16を流れる突入電流が予め定まる耐電流以
上にならない電流領域で、出力コンデンサ８をより早く
充電完了できるような最適な突入電流の値が予め判明し
ており、上記最適な突入電流がサイリスタ16のスイッチ
オン期間に抵抗体15、サイリスタ16を通って流れるよう
に、抵抗体15の抵抗値が設定され、この抵抗体15によっ
て突入電流の大きさと出力コンデンサ８の充電期間の長
さを決定することができる。Further, in a current region in which the inrush current flowing through the thyristor 16 during the switch-on period of the thyristor 16 does not exceed a predetermined withstand current, the optimum value of the inrush current that allows the output capacitor 8 to be charged more quickly is known in advance. The resistance value of the resistor 15 is set so that the above-mentioned optimal rush current flows through the resistor 15 and the thyristor 16 during the switch-on period of the thyristor 16. The length of the charging period of the output capacitor 8 can be determined.
【００４８】この実施形態例によれば、交流−直流変換
回路に突入電流制限回路を設け、電源投入時や瞬停後の
復帰電源投入時に、メインスイッチ素子４をスイッチオ
フ状態に維持しながら入力コンデンサ３側からサイリス
タ16を通って出力コンデンサ８、コンデンサ11側に至る
バイパス経路で突入電流を通電させ、出力コンデンサ
８、コンデンサ11の充電を行う構成にしたので、出力コ
ンデンサ８、コンデンサ11の充電が開始されてから充電
完了するまでの充電期間に突入電流がメインスイッチ素
子４を通ることはなく、従来例に述べたような突入電流
による過電流がメインスイッチ素子４を通ってメインス
イッチ素子４を破損してしまう虞れを確実に回避するこ
とができる。According to this embodiment, the inrush current limiting circuit is provided in the AC-DC conversion circuit, and when the power is turned on or the power is restored after a momentary power failure, the input is performed while maintaining the main switch element 4 in the OFF state. Since the inrush current flows through the bypass path from the capacitor 3 side to the output capacitor 8 and the capacitor 11 side through the thyristor 16 to charge the output capacitor 8 and the capacitor 11, the output capacitor 8 and the capacitor 11 are charged. Inrush current does not pass through the main switching element 4 during the charging period from the start of the charging to the completion of charging, and an overcurrent due to the inrush current as described in the conventional example passes through the main switching element 4 and passes through the main switching element 4. Can be reliably avoided.
【００４９】また、突入電流からメインスイッチ素子４
を保護するために耐電流の大きいスイッチ素子をメイン
スイッチ素子４として用いなくてもよくなり、耐電流の
小さいスイッチ素子をメインスイッチ素子４として採用
することが可能となる。上記耐電流の小さいメインスイ
ッチ素子は安価であることから、回路コストの低減を図
ることができる。Also, the main switching element 4
Therefore, it is not necessary to use a switch element having a large withstand current as the main switch element 4 in order to protect the main switch element 4. Since the main switch element having a small withstand current is inexpensive, the circuit cost can be reduced.
【００５０】さらに、この実施形態例では、上記の如
く、メインスイッチ素子４を迂回するバイパス経路で突
入電流を通電させて出力コンデンサ８、コンデンサ11の
充電を行う構成とし、上記バイパス経路上に設けられる
サイリスタ16はメインスイッチ素子（トランジスタ素
子）４よりも耐電流が大きく、しかも、安価な素子を用
いることが可能であるので、突入電流によるメインスイ
ッチ素子４への悪影響を考慮することなく突入電流を通
電させることができ、このことから、従来よりも突入電
流を大きくすることが可能である。Further, in this embodiment, as described above, the output capacitor 8 and the capacitor 11 are charged by inrush current flowing through the bypass path bypassing the main switch element 4, and are provided on the bypass path. The thyristor 16 has a higher withstand current than the main switch element (transistor element) 4 and can use an inexpensive element. Therefore, the rush current can be controlled without considering the adverse effect of the rush current on the main switch element 4. , And the inrush current can be made larger than before.
【００５１】もちろん、そのように突入電流を大きくし
ても、サイリスタ16の耐電流はメインスイッチ素子４よ
りも格段に大きいので、上記大きな突入電流によってサ
イリスタ16が破損してしまうことはなく、突入電流を大
きくすることにより、出力コンデンサ８の充電期間の短
縮を図ることが容易となる。しかも、出力コンデンサ８
とコンデンサ11の充電を同時に行うようにしたので、電
源が投入されてから出力コンデンサ８、コンデンサ11の
充電が完了して交流−直流変換回路が立ち上がるまでの
期間を従来例よりも格段に短くすることができる。Of course, even if the inrush current is increased in such a manner, the withstand current of the thyristor 16 is much larger than that of the main switch element 4. Therefore, the thyristor 16 is not damaged by the large inrush current. By increasing the current, it is easy to shorten the charging period of the output capacitor 8. Moreover, the output capacitor 8
And the charging of the capacitor 11 are performed at the same time, so that the period from when the power is turned on to when the charging of the output capacitor 8 and the capacitor 11 is completed and the AC-DC conversion circuit starts up is significantly shorter than in the conventional example. be able to.
【００５２】さらに、サイリスタ16に直列に抵抗体15を
設け、サイリスタ16の耐電流の大きさ以上の突入電流が
サイリスタ16を通電しないように抵抗体15の抵抗値が設
定されているので、サイリスタ16に耐電流以上の過電流
が流れてサイリスタ16が破損してしまうという問題を防
止することができる。Further, the resistor 15 is provided in series with the thyristor 16, and the resistance of the resistor 15 is set so that an inrush current larger than the withstand current of the thyristor 16 does not flow through the thyristor 16. It is possible to prevent a problem that the thyristor 16 is damaged due to an overcurrent that exceeds the withstand current flowing through the 16.
【００５３】さらに、ツェナーダイオード18，19の直列
接続体に抵抗体17を直列に接続し、ツェナーダイオード
18，19に予め定まる耐電流以上の電流が流れないように
抵抗体17の抵抗値が最適な値に設定されているので、抵
抗体17によってツェナーダイオード18，19の保護を図る
ことができる。Further, a resistor 17 is connected in series to a series connection of the Zener diodes 18 and 19,
Since the resistance value of the resistor 17 is set to an optimal value so that a current larger than a predetermined withstand current does not flow through the resistors 18 and 19, the Zener diodes 18 and 19 can be protected by the resistor 17.
【００５４】また、このように、抵抗体17によってツェ
ナーダイオード18，19の保護を図ることができることか
ら、抵抗体17の抵抗値の設定を可変するだけで耐電流が
小さいツェナーダイオードをツェナーダイオード18，19
として採用することができる。その上、ツェナーダイオ
ード18，19を直列に接続したので、ツェナーダイオード
を唯１個しか設けない場合よりも１個のツェナーダイオ
ードに印加する電圧を低く抑えることができ、ツェナー
ダイオードの保護をより確実なものにするし、より耐電
圧が小さいツェナーダイオードを用いることができる。Since the Zener diodes 18 and 19 can be protected by the resistor 17 in this manner, the Zener diode 18 having a small withstand current can be replaced by merely changing the setting of the resistance value of the resistor 17. , 19
Can be adopted as In addition, since the Zener diodes 18 and 19 are connected in series, the voltage applied to one Zener diode can be suppressed lower than when only one Zener diode is provided, and the protection of the Zener diode is more reliably performed. In addition, a Zener diode having a lower withstand voltage can be used.
【００５５】なお、この発明は上記実施形態例に限定さ
れるものではなく、様々な実施の形態を採り得る。例え
ば、上記実施形態例では、充電制御部はツェナーダイオ
ード18，19により構成されていたが、入力コンデンサ３
と出力コンデンサ８の電圧を検出し、これら電圧の差分
電圧ΔＶが予め定められた駆動電圧に達したときにサイ
リスタ16をスイッチオンさせるように構成されていれ
ば、上記実施形態例以外の構成でもよい。Note that the present invention is not limited to the above-described embodiment, but can adopt various embodiments. For example, in the above-described embodiment, the charge control unit is configured by the Zener diodes 18 and 19, but the input capacitor 3
And the voltage of the output capacitor 8 is detected, and the thyristor 16 is switched on when the difference voltage ΔV between these voltages reaches a predetermined drive voltage. Good.
【００５６】また、上記実施形態例では、充電時作動ス
イッチ素子としてサイリスタを用いたが、サイリスタの
代わりにトライアックを用いてもよい。トライアックを
採用した場合にも、上記実施形態例同様に、ツェナーダ
イオード18，19を用いてトライアックのスイッチング制
御を行うことができる。In the above-described embodiment, a thyristor is used as the charging operation switch element, but a triac may be used instead of the thyristor. Even when a triac is adopted, the triac switching control can be performed by using the zener diodes 18 and 19 as in the above-described embodiment.
【００５７】さらに、上記実施形態例では、ツェナーダ
イオード18，19に抵抗体17が直列に接続されていたが、
耐電流が大きいツェナーダイオードを用いる場合には抵
抗体17を省略してもよい。さらに、上記実施形態例で
は、サイリスタ16のアノード側に抵抗体15が直列に接続
されていたが、耐電流が大きいサイリスタを用いる場合
には、抵抗体15を省略してもよい。Furthermore, in the above embodiment, the resistor 17 is connected in series to the Zener diodes 18 and 19;
When a Zener diode having a large withstand current is used, the resistor 17 may be omitted. Furthermore, in the above-described embodiment, the resistor 15 is connected in series to the anode side of the thyristor 16, but when a thyristor having a large withstand current is used, the resistor 15 may be omitted.
【００５８】さらに、上記実施形態例では、起動抵抗体
９とコンデンサ11によりメインスイッチ素子４の動作停
止回路を構成していたが、動作停止回路は電源が投入さ
れてから出力コンデンサ８の充電が終了するまでの充電
期間、メインスイッチ素子４をスイッチオフ状態に維持
するように回路が構成されていれば、上記実施形態例以
外の構成でもよい。Further, in the above embodiment, the operation stopping circuit of the main switch element 4 is constituted by the starting resistor 9 and the capacitor 11, but the operation stopping circuit starts charging the output capacitor 8 after the power is turned on. A configuration other than the above embodiment may be used as long as the circuit is configured to maintain the main switch element 4 in the switch-off state during the charging period until the termination.
【００５９】さらに、サイリスタ16のゲートとツェナー
ダイオード18，19の直列接続部Ｘとの間に、図１の点線
に示すように、レベルシフトダイオード22を設けてもよ
い。このレベルシフトダイオード22はカソードをサイリ
スタ16のゲート側に向けて配設され、サイリスタ16のス
イッチオン駆動電圧を等価的に高めることができる。Further, a level shift diode 22 may be provided between the gate of the thyristor 16 and the series connection X of the Zener diodes 18 and 19 as shown by a dotted line in FIG. The level shift diode 22 is disposed with its cathode facing the gate side of the thyristor 16, and can equivalently increase the switch-on drive voltage of the thyristor 16.
【００６０】図３に示すように、サイリスタ16はゲート
にスイッチオン駆動電圧以上の電圧信号（トリガ信号）
が加えられると、アノード側からカソード側に向けて電
流が流れるが、サイリスタ16が通電等により加熱して温
められると上記駆動電圧が下がって、サイリスタ16がス
イッチオフ状態であるときに、ツェナーダイオード18，
19に流れ込む非常に小さいリーク電流による電圧がサイ
リスタ16のゲートに印加されただけで、サイリスタ16の
スイッチオフ期間であるにもかかわらずサイリスタ16が
スイッチオンしてしまうことが稀に生じる。As shown in FIG. 3, the thyristor 16 has a voltage signal (trigger signal) higher than the switch-on drive voltage at the gate.
Is applied, a current flows from the anode side to the cathode side.However, when the thyristor 16 is heated and heated by energization or the like, the driving voltage decreases, and when the thyristor 16 is in the switch-off state, the Zener diode 18,
Only when a voltage due to a very small leak current flowing into 19 is applied to the gate of the thyristor 16, the thyristor 16 is rarely switched on despite the switch-off period of the thyristor 16.
【００６１】これに対して、上記のように、レベルシフ
トダイオード22を設けると、レベルシフトダイオード22
の予め定まる順方向電圧分、サイリスタ16の駆動電圧を
等価的に高めることができることから、上記問題を確実
に防止することが可能となる。ただ、上記問題は通常の
動作で生じることは殆どないので、レベルシフトダイオ
ード22を設けなくても、上記問題発生はほぼ回避でき
る。On the other hand, when the level shift diode 22 is provided as described above, the level shift diode 22
Since the driving voltage of the thyristor 16 can be equivalently increased by the predetermined forward voltage, the above problem can be reliably prevented. However, since the above problem hardly occurs in normal operation, the occurrence of the above problem can be substantially avoided without providing the level shift diode 22.
【００６２】[0062]
【発明の効果】この発明によれば、交流−直流変換回路
に突入電流制限回路を設け、この突入電流制限回路によ
って交流電源の整流回路出力の電力をメインスイッチ素
子を迂回するバイパス経路で出力コンデンサへ充電供給
して出力コンデンサの充電を行うと共に、出力コンデン
サの充電動作が開始されてから出力コンデンサの充電が
完了するまでの充電期間中、メインスイッチ素子をスイ
ッチオフ状態に維持する構成にしたので、電源投入時に
整流回路側から出力コンデンサに向けて流れる突入電流
はメインスイッチ素子を流れることはなく、従来例に述
べたような突入電流による過電流によってメインスイッ
チ素子が破損してしまうという問題を確実に防止するこ
とができ、メインスイッチ素子の保護を図ることができ
る。According to the present invention, the inrush current limiting circuit is provided in the AC-DC conversion circuit, and the power of the output of the rectifier circuit of the AC power supply is supplied to the output capacitor by the bypass path bypassing the main switch element by the inrush current limiting circuit. The main switch element is maintained in the switch-off state during the charging period from the start of the charging operation of the output capacitor to the completion of the charging of the output capacitor, while charging the output capacitor by charging the output capacitor. However, when the power is turned on, the rush current flowing from the rectifier circuit side to the output capacitor does not flow through the main switch element, and the problem that the main switch element is damaged by the overcurrent due to the rush current as described in the conventional example. This can be reliably prevented, and the main switch element can be protected.
【００６３】また、上記の如く、突入電流からメインス
イッチ素子を確実に保護することができることから、耐
電流が小さいスイッチ素子をメインスイッチ素子として
用いることが可能になり、そのようなスイッチ素子は安
価であることから、回路コストの低減を図ることができ
る。As described above, since the main switch element can be reliably protected from inrush current, a switch element having a small withstand current can be used as the main switch element, and such a switch element is inexpensive. Therefore, it is possible to reduce the circuit cost.
【００６４】さらに、前記の如く、突入電流はメインス
イッチ素子を流れないので、突入電流によるメインスイ
ッチ素子への悪影響を考慮することなく突入電流を流す
ことができる。このことから、従来例よりも突入電流を
多く流すことができて、従来例よりも出力コンデンサの
充電時間を短縮することが可能となる。Further, as described above, since the rush current does not flow through the main switch element, the rush current can flow without considering the adverse effect of the rush current on the main switch element. Thus, a larger inrush current can flow than in the conventional example, and the charging time of the output capacitor can be reduced as compared with the conventional example.
【００６５】さらに、突入電流が流れるバイパス経路上
に充電時作動スイッチ素子を設け、この充電時作動スイ
ッチ素子のスイッチング制御を行う充電制御部を設けた
ので、出力コンデンサの充電が完了して交流−直流変換
回路が立ち上がった以降、上記充電時作動スイッチ素子
をスイッチオフ状態に維持することが可能であり、この
ようにすることによって、交流−直流変換回路の通常回
路動作時に突入電流制限回路が通電されることはなく、
通常回路動作時に突入電流制限回路の通電によって突入
電流制限回路で電力損失が発生するのを防止でき、交流
−直流変換回路全体の電力損失が増加するのを防止する
ことができる。Further, a charging operation switch element is provided on a bypass path through which an inrush current flows, and a charging control unit for performing switching control of the charging operation switch element is provided. After the DC conversion circuit starts up, the charging operation switch element can be maintained in the switch-off state, whereby the rush current limiting circuit is energized during the normal circuit operation of the AC-DC conversion circuit. Will not be
It is possible to prevent a power loss from occurring in the inrush current limiting circuit due to energization of the inrush current limiting circuit during normal circuit operation, and prevent an increase in power loss in the entire AC-DC conversion circuit.
【００６６】充電制御部は第１と第２のツェナーダイオ
ードの直列接続体によって構成され、充電時作動スイッ
チ素子はサイリスタ又はトライアックにより構成されて
いるものにあっては、非常に簡単な回路構成で充電時作
動スイッチ素子のスイッチング制御を行って出力コンデ
ンサの充電動作を行わせることができる。The charge control section is constituted by a series connection of first and second zener diodes, and the switch element at the time of charging is constituted by a thyristor or a triac. Switching operation of the switch element at the time of charging can be performed to perform the charging operation of the output capacitor.
【００６７】また、上記サイリスタ又はトライアックの
ゲート側にレベルシフトダイオードを設けた場合には、
レベルシフトダイオードのスイッチオン駆動電圧分だけ
サイリスタ又はトライアックのスイッチオンの駆動電圧
を等価的に高めることができることから、サイリスタ又
はトライアックの温度上昇に起因してスイッチオンの駆
動電圧が低下しても、充電制御部から流れ出る非常に小
さなリーク電流の電圧によってサイリスタ又はトライア
ックが誤ってスイッチオンしてしまう虞れを確実に防止
でき、回路動作の信頼性を高めることができる。When a level shift diode is provided on the gate side of the thyristor or triac,
Since the drive voltage for switching on the thyristor or triac can be equivalently increased by the switch-on drive voltage for the level shift diode, even if the drive voltage for switch-on decreases due to the temperature rise of the thyristor or triac, The thyristor or the triac can be reliably prevented from being accidentally switched on by the voltage of a very small leak current flowing from the charge control unit, and the reliability of the circuit operation can be improved.
【００６８】充電時作動スイッチ素子に抵抗体が直列に
接続されているものにあっては、充電時作動スイッチ素
子のスイッチオン期間に該充電時作動スイッチ素子に流
れる突入電流が充電時作動スイッチ素子の予め定められ
た耐電流の大きさ以上にならないように、上記抵抗体の
抵抗値を設定して突入電流を抑制することができ、充電
時作動スイッチ素子を確実に保護することができる。In the case where a resistor is connected in series with the switch element during charging, the inrush current flowing through the switch element during charging during the switch-on period of the switch element during charging is determined by the switch element during charging. The inrush current can be suppressed by setting the resistance value of the resistor so as not to be equal to or larger than the predetermined withstand current, and the charge-time operation switch element can be reliably protected.
【００６９】充電制御部に抵抗体が直列に接続されてい
るものにあっては、充電制御部を構成する各回路構成要
素に予め定められた耐電流の大きさ以上の電流が流れな
いように、上記抵抗体の抵抗値を設定して充電制御部の
各回路構成要素の保護を図ることができる。このことか
ら、充電制御部の各回路構成要素を耐電流が小さい素子
で形成することが可能となり、そのような素子は安価で
あるので、回路コストの低減を図ることができる。In the case where a resistor is connected in series to the charge control section, the current of more than a predetermined withstand current does not flow through each circuit component constituting the charge control section. By setting the resistance value of the resistor, each circuit component of the charge control unit can be protected. This makes it possible to form each circuit component of the charge control unit with an element having a small withstand current, and since such an element is inexpensive, the circuit cost can be reduced.
【図１】本実施形態例を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention.
【図２】図１に示す回路の出力コンデンサの充電動作例
を示すタイムチャートである。FIG. 2 is a time chart showing an example of a charging operation of an output capacitor of the circuit shown in FIG. 1;
【図３】サイリスタの電気的特性を示すグラフである。FIG. 3 is a graph showing electrical characteristics of a thyristor.
【図４】従来例を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing a conventional example.
１ 交流電源 ２ ブリッジダイオード回路 ３ 入力コンデンサ ４ メインスイッチ素子 ８ 出力コンデンサ ９ 起動抵抗体 11 コンデンサ 15，17 抵抗体 16 サイリスタ 18，19 ツェナーダイオード 22 レベルシフトダイオード DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 AC power supply 2 Bridge diode circuit 3 Input capacitor 4 Main switch element 8 Output capacitor 9 Starting resistor 11 Capacitor 15, 17 Resistor 16 Thyristor 18, 19 Zener diode 22 Level shift diode
Claims (5)
ンデンサで受け、さらに入力コンデンサの出力をメイン
スイッチ素子を介して出力コンデンサへ供給し、該出力
コンデンサにより平滑して外部へ出力する交流−直流変
換回路に設けられ、電源投入時に入力コンデンサからメ
インスイッチ素子を介して出力コンデンサに突入する電
流を抑制する突入電流制限回路であって、前記入力コン
デンサからメインスイッチ素子を介して出力コンデンサ
に至る出力コンデンサへのメインの経路を迂回した前記
整流回路と出力コンデンサ間のバイパス経路上に設けら
れる充電時作動スイッチ素子と、前記入力コンデンサの
電圧から出力コンデンサの充電電圧を差し引いた差分電
圧が予め定められた設定の電圧に達したときに前記充電
時作動スイッチ素子をスイッチオンさせ、上記差分電圧
が零電圧になったときに前記充電時作動スイッチ素子を
スイッチオフさせて前記充電時作動スイッチ素子のスイ
ッチング制御を行い、前記充電時作動スイッチ素子のス
イッチオン期間に前記交流電源の整流回路出力の電力を
入力コンデンサと充電時作動スイッチ素子を順に介した
バイパス経路を通して出力コンデンサへ充電供給する充
電制御部と、前記メインスイッチ素子に接続され上記充
電制御部の充電動作が開始されてから前記出力コンデン
サの充電電圧が設定の回路出力電圧に達するまでの期間
の間は前記メインスイッチ素子をスイッチオフ状態に維
持するメインスイッチ素子の動作停止回路とを有するこ
とを特徴とした突入電流制限回路。An AC power supply receives an output of an AC power supply via an input capacitor via a rectifier circuit, further supplies an output of the input capacitor to an output capacitor via a main switch element, smoothes the output by the output capacitor, and outputs the output to the outside. A rush current limiting circuit provided in a DC conversion circuit for suppressing a current rushing from an input capacitor to an output capacitor via a main switch element when power is turned on. A charging operation switch element provided on a bypass path between the rectifier circuit and the output capacitor bypassing the main path to the output capacitor, and a differential voltage obtained by subtracting a charging voltage of the output capacitor from a voltage of the input capacitor is predetermined. When the set voltage is reached, the charging operation switch element Is turned on, and when the differential voltage becomes zero voltage, the charging operation switch element is switched off to perform switching control of the charging operation switch element, and during the switch-on period of the charging operation switch element. A charge control unit that supplies power of the output of the rectifier circuit of the AC power supply to an output capacitor through a bypass path through an input capacitor and a charge operation switch element in order, and a charging operation of the charge control unit connected to the main switch element And a main switch element operation stop circuit for maintaining the main switch element in a switch-off state during a period from the start of the operation until the charging voltage of the output capacitor reaches a set circuit output voltage. Inrush current limiting circuit.
のアノード側に第２のツェナーダイオードのカソード側
が直列接続された直列接続体を有して構成され、この直
列接続体は第１のツェナーダイオードを入力コンデンサ
側にして充電時作動スイッチ素子に並列接続されてお
り、充電時作動スイッチ素子はサイリスタ又はトライア
ックにより構成され、該スイッチ素子のゲート側は上記
第１と第２のツェナーダイオードの直列接続部に接続さ
れている構成としたことを特徴とする請求項１記載の突
入電流制限回路。2. The charge control section includes a series connection body in which an anode side of a first zener diode is connected in series with a cathode side of a second zener diode, and the series connection body includes a first zener diode. Is connected in parallel to the charging operation switch element with the input capacitor side. The charging operation switch element is constituted by a thyristor or a triac, and the gate side of the switch element is connected in series with the first and second Zener diodes. 2. The inrush current limiting circuit according to claim 1, wherein the inrush current limiting circuit is connected to the first and second sections.
タ又はトライアックのゲート側は該スイッチ素子のスイ
ッチオン駆動電圧を等価的に高めるためのレベルシフト
ダイオードを介して充電制御部の第１と第２のツェナー
ダイオードの直列接続部に接続されていることを特徴と
した請求項２記載の突入電流制限回路。3. A gate of a thyristor or a triac, which is a switch element operated at the time of charging, via a level shift diode for equivalently increasing a switch-on drive voltage of the switch element. 3. The rush current limiting circuit according to claim 2, wherein the rush current limiting circuit is connected to a series connection of the Zener diode.
動スイッチ素子を保護するための抵抗体が直列に接続さ
れていることを特徴とする請求項１又は請求項２又は請
求項３記載の突入電流制限回路。4. The charging operation switch element according to claim 1, wherein a resistor for protecting the charging operation switch element is connected in series. Inrush current limiting circuit.
ための抵抗体が直列に接続されていることを特徴とする
請求項１又は請求項２又は請求項３又は請求項４記載の
突入電流制限回路。5. The charge control unit according to claim 1, wherein a resistor for protecting the charge control unit is connected in series. Inrush current limiting circuit.
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|---|---|---|---|
| JP20901396A JP3233034B2 (en) | 1996-07-19 | 1996-07-19 | Inrush current limiting circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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|---|---|
| JPH1042551A true JPH1042551A (en) | 1998-02-13 |
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ID=16565835
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|---|---|---|---|
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3233034B2 (en) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1091478A2 (en) * | 1999-10-06 | 2001-04-11 | Hitachi, Ltd. | Inverter device and motor driving device provided with rush preventing circuit |
| FR2932031A1 (en) * | 2008-05-29 | 2009-12-04 | Airbus France | DEVICE FOR PRELOADING A CUTTING CONVERTER, TOGETHER AND AIRCRAFT COMPRISING SAME. |
| JP2013247720A (en) * | 2012-05-24 | 2013-12-09 | Shihen Tech Corp | Dc power supply |
| JP2015109796A (en) * | 2013-12-03 | 2015-06-11 | 三星エスディアイ株式会社Ｓａｍｓｕｎｇ ＳＤＩ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． | Battery system, and battery coupling method |
-
1996
- 1996-07-19 JP JP20901396A patent/JP3233034B2/en not_active Expired - Fee Related
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| US8134350B2 (en) | 2008-05-29 | 2012-03-13 | Airbus Operations Sas | Device for precharging a voltage converter, and an assembly and aircraft including such a device |
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