JPH10294195A - Power unit - Google Patents
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- JPH10294195A JPH10294195A JP10202797A JP10202797A JPH10294195A JP H10294195 A JPH10294195 A JP H10294195A JP 10202797 A JP10202797 A JP 10202797A JP 10202797 A JP10202797 A JP 10202797A JP H10294195 A JPH10294195 A JP H10294195A
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、チョッパ回路およ
びインバータ回路を有する電源装置に関する。The present invention relates to a power supply having a chopper circuit and an inverter circuit.
【0002】[0002]
【従来の技術】従来、この種の電源装置としては、たと
えば図3に示す構成が知られている。この図3に示す電
源装置は、商用交流電源eにノイズフィルタ回路1が接
続され、このノイズフィルタ回路1はコンデンサC1、コ
モンモードチョークTr1 およびコンデンサC2を有してお
り、このノイズフィルタ回路1にはダイオードブリッジ
などの全波整流回路2の入力端子が接続され、この全波
整流回路2の出力端子には、直流変換回路である昇圧チ
ョッパ回路3が接続されている。2. Description of the Related Art Conventionally, as a power supply device of this type, for example, a configuration shown in FIG. 3 is known. In the power supply device shown in FIG. 3, a noise filter circuit 1 is connected to a commercial AC power supply e. The noise filter circuit 1 has a capacitor C1, a common mode choke Tr1, and a capacitor C2. Is connected to an input terminal of a full-wave rectifier circuit 2 such as a diode bridge, and an output terminal of the full-wave rectifier circuit 2 is connected to a step-up chopper circuit 3 which is a DC conversion circuit.
【0003】そして、この昇圧チョッパ回路3は、全波
整流回路2の出力端子間に、トランスTr2 の一次巻線Tr
2a、電界効果トランジスタQ1および抵抗R1の直列回路が
接続され、この電界効果トランジスタQ1および抵抗R1に
対して並列にダイオードD1および平滑用のコンデンサC3
の直列回路が接続されている。なお、トランスTr2 の一
次巻線Tr2aおよびコンデンサC3にて直列共振回路を構成
している。また、全波整流回路2の出力端子間には抵抗
R2および抵抗R3の直列回路が接続され、これら抵抗R2お
よび抵抗R3の接続点は制御回路4のマルチプライアのM
ULT端子に接続され、コンデンサC3に対して並列に抵
抗R4および抵抗R5の直列回路が接続され、これら抵抗R4
および抵抗R5の接続点は制御回路4のフィードバック用
のFB端子に接続され、電界効果トランジスタQ1および
抵抗R1の接続点は抵抗R6を介して制御回路のカレントセ
ンス量のCS端子に接続され、制御回路4はさらに電界
効果トランジスタQ1のゲート端子に接続されている。な
お、FB端子内にはエラーアンプが接続されており、F
B端子に入力される電圧を常に一定にするように、昇圧
チョッパ回路3の電界効果トランジスタQ1を制御する。The boost chopper circuit 3 includes a primary winding Tr of a transformer Tr2 between output terminals of the full-wave rectifier circuit 2.
2a, a series circuit of a field effect transistor Q1 and a resistor R1 is connected, and a diode D1 and a smoothing capacitor C3 are connected in parallel with the field effect transistor Q1 and the resistor R1.
Are connected in series. Note that a series resonance circuit is configured by the primary winding Tr2a of the transformer Tr2 and the capacitor C3. A resistor is provided between the output terminals of the full-wave rectifier circuit 2.
A series circuit of R2 and R3 is connected, and the connection point of these resistors R2 and R3 is connected to the multiplier M of the control circuit 4.
ULT terminal, and a series circuit of resistors R4 and R5 is connected in parallel with the capacitor C3.
The connection point of the resistor R5 is connected to the feedback FB terminal of the control circuit 4, and the connection point of the field effect transistor Q1 and the resistor R1 is connected to the CS terminal of the current sense amount of the control circuit via the resistor R6. Circuit 4 is further connected to the gate terminal of field effect transistor Q1. An error amplifier is connected to the FB terminal.
The field effect transistor Q1 of the boost chopper circuit 3 is controlled so that the voltage input to the B terminal is always constant.
【0004】また、昇圧チョッパ回路3には、周波数変
換器である高周波用の直列共振型のハーフブリッジ型の
インバータ回路5が接続されている。このインバータ回
路5は電界効果トランジスタQ2および電界効果トランジ
スタQ3が直列に接続され、これら電界効果トランジスタ
Q2および電界効果トランジスタQ3のゲートには、制御回
路6が接続されている。さらに、電界効果トランジスタ
Q3の両端には、バラストチョークL1および直流カット用
のコンデンサC4を介して放電ランプとしての蛍光ランプ
FLのフィラメントFLa ,FLb の一端が接続され、これら
フィラメントFLa ,FLb の他端間には始動用のコンデン
サC5が接続されている。The boost chopper circuit 3 is connected to a high frequency series resonance type half-bridge type inverter circuit 5 which is a frequency converter. The inverter circuit 5 includes a field-effect transistor Q2 and a field-effect transistor Q3 connected in series.
The control circuit 6 is connected to the gates of Q2 and the field effect transistor Q3. In addition, field effect transistors
A fluorescent lamp as a discharge lamp is connected to both ends of Q3 via a ballast choke L1 and a capacitor C4 for DC cut.
One ends of the filaments FLa and FLb of the FL are connected, and a starting capacitor C5 is connected between the other ends of the filaments FLa and FLb.
【0005】そして、まず、商用交流電源eの交流電圧
をノイズフィルタ回路1を介して全波整流回路2で全波
整流する。また、制御回路4により電界効果トランジス
タQ1をチョッピングし、全波整流回路2で全波整流した
直流電圧を、電界効果トランジスタQ1のオン時にトラン
スTr2 にエネルギを蓄積し、電界効果トランジスタQ1の
オフ時にトランスTr2 のエネルギを放出する。さらに、
ダイオードD1およびコンデンサC3で平滑してコンデンサ
C3の電圧は直流電圧となる。なお、この昇圧チョッパ回
路3によれば、全波整流回路2の出力電圧を直接電界効
果トランジスタQ1でチョッピングし、ダイオードD1およ
びコンデンサC3で平滑しているため、商用交流電源e側
からみたインピーダンスが高くなり、力率が向上すると
ともにリップルを減少できるため、蛍光ランプFLのちら
つきを低減できる。[0005] First, the AC voltage of the commercial AC power supply e is full-wave rectified by the full-wave rectifier circuit 2 via the noise filter circuit 1. The control circuit 4 chops the field effect transistor Q1, stores the DC voltage full-wave rectified by the full-wave rectifier circuit 2 in the transformer Tr2 when the field-effect transistor Q1 is on, and stores the energy in the transformer Tr2 when the field-effect transistor Q1 is off. The energy of the transformer Tr2 is released. further,
Capacitor smoothed by diode D1 and capacitor C3
The voltage of C3 is a DC voltage. According to the boost chopper circuit 3, the output voltage of the full-wave rectifier circuit 2 is directly chopped by the field effect transistor Q1 and smoothed by the diode D1 and the capacitor C3. As a result, the power factor is improved and the ripple can be reduced, so that the flicker of the fluorescent lamp FL can be reduced.
【0006】また、抵抗R4および抵抗R5の分圧を制御回
路4にフィードバックさせて制御回路4により昇圧チョ
ッパ回路3の出力を一定に保つ。Further, the divided voltage of the resistors R4 and R5 is fed back to the control circuit 4 so that the output of the step-up chopper circuit 3 is kept constant by the control circuit 4.
【0007】[0007]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図3に
示す従来例では、電源投入時に、FB端子に入力される
フィードバックの遅れにより、昇圧チョッパ回路3の出
力にオーバシュートが生じ、昇圧チョッパ回路3の出力
電圧が上昇して、起動時にインバータ回路5の電界効果
トランジスタQ2および電界効果トランジスタQ3に大きな
ストレスを与えたり、あるいは、電界効果トランジスタ
Q2および電界効果トランジスタQ3に耐電圧の高い素子を
用いなければならず、コストが上昇したり、装置が大型
化するおそれがある問題を有している。However, in the conventional example shown in FIG. 3, when the power is turned on, an overshoot occurs in the output of the boost chopper circuit 3 due to the delay of the feedback input to the FB terminal, and the boost chopper circuit 3 Output voltage of the inverter circuit 5 causes a large stress to be applied to the field effect transistor Q2 and the field effect transistor Q3 of the inverter circuit 5 at the time of startup, or the field effect transistor
Elements having high withstand voltage must be used for Q2 and the field effect transistor Q3, which causes a problem that the cost is increased and the device may be enlarged.
【0008】本発明は、上記問題点に鑑みなされたもの
で、コストを上昇させたり装置を大型化させることな
く、起動時にインバータ回路のスイッチング素子に大き
なストレスを与えることを防止した電源装置を提供する
ことを目的とする。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above problems, and provides a power supply device capable of preventing a large stress from being applied to a switching element of an inverter circuit at the time of startup without increasing costs or increasing the size of the device. The purpose is to do.
【0009】[0009]
【課題を解決するための手段】本発明の電源装置は、電
源電圧を昇圧して出力するチョッパ回路と、このチョッ
パ回路の出力をスイッチング素子の動作により交流に変
換するインバータ回路と、電源投入時に前記チョッパ回
路の出力を徐々に上昇させる起動時制御手段とを具備し
たものである。そして、チョッパ回路で電源電圧を昇圧
して出力し、この昇圧された出力電圧をインバータ回路
のスイッチング素子で交流変換し、電源投入時に起動時
制御手段はチョッパ回路の出力を徐々に上昇させ、イン
バータ回路のスイッチング素子に大きなストレスがかか
ることを防止する。A power supply device according to the present invention comprises a chopper circuit for boosting and outputting a power supply voltage, an inverter circuit for converting the output of the chopper circuit into an alternating current by the operation of a switching element, A start-up control means for gradually increasing the output of the chopper circuit. Then, the power supply voltage is boosted and output by the chopper circuit, and the boosted output voltage is AC-converted by the switching element of the inverter circuit. When the power is turned on, the startup control means gradually increases the output of the chopper circuit, A large stress is prevented from being applied to the switching element of the circuit.
【0010】[0010]
【発明の実施の形態】以下、本発明の電源装置の一実施
の形態を図面を参照して説明する。なお、図3に示す従
来例に対応する部分には同一符号を付して説明する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS One embodiment of the power supply device of the present invention will be described below with reference to the drawings. The parts corresponding to the conventional example shown in FIG.
【0011】図1に示すように、商用交流電源eにノイ
ズフィルタ回路1が接続され、このノイズフィルタ回路
1はコンデンサC1、コモンモードチョークTr1 およびコ
ンデンサC2を有しており、このノイズフィルタ回路1に
はダイオードブリッジなどの全波整流回路2の入力端子
が接続され、この全波整流回路2の出力端子には、直流
変換回路である昇圧チョッパ回路3が接続されている。As shown in FIG. 1, a noise filter circuit 1 is connected to a commercial AC power supply e. The noise filter circuit 1 has a capacitor C1, a common mode choke Tr1, and a capacitor C2. Is connected to an input terminal of a full-wave rectifier circuit 2 such as a diode bridge, and an output terminal of the full-wave rectifier circuit 2 is connected to a boost chopper circuit 3 which is a DC conversion circuit.
【0012】そして、この昇圧チョッパ回路3は、全波
整流回路2の出力端子間に、トランスTr2 の一次巻線Tr
2a、電界効果トランジスタQ1および抵抗R1の直列回路が
接続され、この電界効果トランジスタQ1および抵抗R1に
対して並列にダイオードD1および平滑用のコンデンサC3
の直列回路が接続されている。なお、トランスTr2 の一
次巻線Tr2aおよびコンデンサC3にて直列共振回路を構成
している。また、全波整流回路2の出力端子間には抵抗
R2および抵抗R3の直列回路が接続され、これら抵抗R2お
よび抵抗R3の接続点は制御回路4のマルチプライアのM
ULT端子に接続され、コンデンサC3に対して並列に抵
抗R4、抵抗R5および抵抗R11 の直列回路が接続され、こ
れら抵抗R4および抵抗R5の接続点は制御回路4のフィー
ドバック用のFB端子に接続され、電界効果トランジス
タQ1および抵抗R1の接続点は抵抗R6を介して制御回路の
カレントセンス量のCS端子に接続され、制御回路4は
さらに電界効果トランジスタQ1のゲート端子に接続され
ている。なお、FB端子内にはエラーアンプが接続され
ており、FB端子に入力される電圧を常に一定にするよ
うに、昇圧チョッパ回路3の電界効果トランジスタQ1を
制御する。The boost chopper circuit 3 includes a primary winding Tr of a transformer Tr2 between output terminals of the full-wave rectifier circuit 2.
2a, a series circuit of a field effect transistor Q1 and a resistor R1 is connected, and a diode D1 and a smoothing capacitor C3 are connected in parallel with the field effect transistor Q1 and the resistor R1.
Are connected in series. Note that a series resonance circuit is configured by the primary winding Tr2a of the transformer Tr2 and the capacitor C3. A resistor is provided between the output terminals of the full-wave rectifier circuit 2.
A series circuit of R2 and R3 is connected, and the connection point of these resistors R2 and R3 is connected to the multiplier M of the control circuit 4.
Connected to the ULT terminal, a series circuit of a resistor R4, a resistor R5 and a resistor R11 is connected in parallel with the capacitor C3, and a connection point of the resistors R4 and R5 is connected to a feedback FB terminal of the control circuit 4. The connection point between the field effect transistor Q1 and the resistor R1 is connected to the CS terminal of the current sense amount of the control circuit via the resistor R6, and the control circuit 4 is further connected to the gate terminal of the field effect transistor Q1. An error amplifier is connected within the FB terminal, and controls the field effect transistor Q1 of the boost chopper circuit 3 so that the voltage input to the FB terminal is always constant.
【0013】また、昇圧チョッパ回路3には、周波数変
換器である高周波用の直列共振型のハーフブリッジ型の
インバータ回路5が接続されている。このインバータ回
路5はスイッチング素子としての電界効果トランジスタ
Q2および電界効果トランジスタQ3が直列に接続され、こ
れら電界効果トランジスタQ2および電界効果トランジス
タQ3のゲートには、制御回路6が接続されている。さら
に、電界効果トランジスタQ3の両端には、バラストチョ
ークL1および直流カット用のコンデンサC4を介して放電
ランプとしての蛍光ランプFLのフィラメントFLa ,FLb
の一端が接続され、これらフィラメントFLa ,FLb の他
端間には始動用のコンデンサC5が接続されている。The boost chopper circuit 3 is connected to a high frequency series resonance type half-bridge type inverter circuit 5 which is a frequency converter. This inverter circuit 5 is a field effect transistor as a switching element
Q2 and a field effect transistor Q3 are connected in series, and a control circuit 6 is connected to the gates of the field effect transistor Q2 and the field effect transistor Q3. Further, at both ends of the field effect transistor Q3, the filaments FLa and FLb of the fluorescent lamp FL serving as a discharge lamp are connected via a ballast choke L1 and a DC cut capacitor C4.
Is connected, and a starting capacitor C5 is connected between the other ends of the filaments FLa and FLb.
【0014】さらに、電源投入時に昇圧チョッパ回路3
の出力を徐々に上昇させる起動時制御手段11が接続され
ている。この起動時制御手段11は、電源投入後の所定時
間を検出する電圧検出回路12と、この電圧検出回路12に
従って抵抗R1の見掛上のインピーダンスを所定時間可変
するタイマ回路13とを有している。Further, when the power is turned on, the boost chopper circuit 3
Is connected to the start-up control means 11 for gradually increasing the output. The start-up control means 11 includes a voltage detection circuit 12 for detecting a predetermined time after power-on, and a timer circuit 13 for varying the apparent impedance of the resistor R1 for a predetermined time according to the voltage detection circuit 12. I have.
【0015】そして、電圧検出回路12は、電界効果トラ
ンジスタQ3に対して並列に、コンデンサC11 およびコン
デンサC12 の直列回路が並列に接続され、コンデンサC1
2 に対して並列に整流用のダイオードD11 およびダイオ
ードD12 が接続され、これらダイオードD11 およびダイ
オードD12 の直列回路に対して並列にコンデンサC13が
接続され、このコンデンサC13 に対して並列に定電圧用
のツェナダイオードZD1 が並列に接続されている。The voltage detection circuit 12 has a series circuit of a capacitor C11 and a capacitor C12 connected in parallel with the field effect transistor Q3, and a capacitor C1.
2, a rectifying diode D11 and a diode D12 are connected in parallel, a capacitor C13 is connected in parallel to the series circuit of the diode D11 and the diode D12, and a constant voltage Zener diode ZD1 is connected in parallel.
【0016】また、タイマ回路13は、ツェナダイオード
ZD1 に対して並列にコンデンサC14およびダイオードD13
の直列回路が接続され、ダイオードD13 に対して並列
に抵抗R11 が接続され、コンデンサC14 およびダイオー
ドD13 の接続点には、トランジスタQ11 のベースが接続
され、このトランジスタQ11 のコレクタは抵抗R12 を介
してコンデンサC14 に接続され、トランジスタQ11 のエ
ミッタには抵抗R13 を介して全波整流回路2の負極に接
続されている。さらに、トランジスタQ11 のエミッタに
は、トランジスタQ12 のベースが接続され、トランジス
タQ12 のエミッタは抵抗R14 を介して抵抗R1および抵抗
R6の接続点に接続され、トランジスタQ12 のコレクタは
全波整流回路2の負極に接続されている。The timer circuit 13 includes a Zener diode
Capacitor C14 and diode D13 in parallel with ZD1
The resistor R11 is connected in parallel with the diode D13.The junction of the capacitor C14 and the diode D13 is connected to the base of the transistor Q11.The collector of the transistor Q11 is connected via the resistor R12. The emitter of the transistor Q11 is connected to the negative electrode of the full-wave rectifier circuit 2 via the resistor R13. Further, the base of the transistor Q12 is connected to the emitter of the transistor Q11, and the emitter of the transistor Q12 is connected to the resistors R1 and R1 via the resistor R14.
The collector of the transistor Q12 is connected to the negative terminal of the full-wave rectifier circuit 2.
【0017】次に、上記実施の形態の動作について説明
する。Next, the operation of the above embodiment will be described.
【0018】まず、商用交流電源eの交流電圧をノイズ
フィルタ回路1を介して全波整流回路2で全波整流す
る。また、制御回路4により電界効果トランジスタQ1を
チョッピングし、全波整流回路2で全波整流した直流電
圧を、電界効果トランジスタQ1のオン時にトランスTr2
にエネルギを蓄積し、電界効果トランジスタQ1のオフ時
にトランスTr2 のエネルギを放出する。そして、電界効
果トランジスタQ1に流れる電流を抵抗R1あるいは抵抗R1
および抵抗R14 の直列回路で検出し、制御回路4のCS
端子にフィードバックし、この制御回路4により電界効
果トランジスタQ1のオンデューティなどを変化させ、電
界効果トランジスタQ1に流れる電流を一定にすることに
より、出力を一定にし、ダイオードD1およびコンデンサ
C3で平滑してコンデンサC3の電圧は一定の直流電圧とな
る。First, the AC voltage of the commercial AC power supply e is full-wave rectified by the full-wave rectifier circuit 2 via the noise filter circuit 1. Further, the control circuit 4 chops the field effect transistor Q1 and the full-wave rectified DC voltage is supplied to the transformer Tr2 when the field effect transistor Q1 is turned on.
And discharges the energy of the transformer Tr2 when the field effect transistor Q1 is turned off. Then, the current flowing through the field effect transistor Q1 is connected to the resistor R1 or the resistor R1.
And the resistance of the resistor R14 is detected by the series circuit.
The control circuit 4 changes the on-duty and the like of the field-effect transistor Q1 to make the current flowing through the field-effect transistor Q1 constant, thereby making the output constant and the diode D1 and the capacitor
After smoothing by C3, the voltage of the capacitor C3 becomes a constant DC voltage.
【0019】また、電源投入時を電圧検出回路12で検出
する。すなわち、電界効果トランジスタQ3の電圧をコン
デンサC11 およびコンデンサC12 で分圧してダイオード
D11およびダイオードD12 で整流してコンデンサC13 を
充電する。また、コンデンサC13 に所定電荷が充電され
た後は、ツェナダイオードZD1 によりコンデンサC13の
電圧を一定にする。The voltage detection circuit 12 detects when the power is turned on. That is, the voltage of the field-effect transistor Q3 is divided by the capacitors C11 and C12 and
The current is rectified by D11 and diode D12 to charge capacitor C13. After the capacitor C13 is charged with a predetermined charge, the voltage of the capacitor C13 is made constant by the Zener diode ZD1.
【0020】そして、コンデンサC14 を徐々に充電し、
コンデンサC14 が十分に充電されていない状態では、ト
ランジスタQ11 がオンし、このトランジスタQ11 はA級
動作により、徐々にコレクタ、エミッタ電流が減少す
る。このトランジスタQ11 のコレクタ、エミッタ電流の
減少により、トランジスタQ12 のベース電流がコンデン
サC14 の充電に従ってなだらかに増加し、図2に示すよ
うに、このトランジスタQ12 のベース電流が増加し、コ
レクタ、エミッタ間の見掛上のインピーダンスがなだら
かに増加することにより、トランジスタQ12 のコレク
タ、エミッタ電流はなだらかに減少し、その後オフす
る。Then, the capacitor C14 is gradually charged,
When the capacitor C14 is not sufficiently charged, the transistor Q11 is turned on, and the collector and emitter current of the transistor Q11 gradually decreases due to the class A operation. Due to the decrease in the collector and emitter currents of the transistor Q11, the base current of the transistor Q12 gradually increases in accordance with the charging of the capacitor C14. As shown in FIG. 2, the base current of the transistor Q12 increases and the current between the collector and the emitter increases. As the apparent impedance gradually increases, the collector and emitter currents of the transistor Q12 gradually decrease and then turn off.
【0021】すなわち、抵抗R14 およびトランジスタQ1
2 のエミッタ、コレクタの見掛上の抵抗値は徐々に増加
するため、抵抗R1および抵抗R14 の並列回路の見掛上の
インピーダンスはなだらかに増加し、最終的には抵抗R1
のみの抵抗値により制御回路4は制御される。That is, the resistor R14 and the transistor Q1
Since the apparent resistance of the emitter and collector of 2 gradually increases, the apparent impedance of the parallel circuit of the resistor R1 and the resistor R14 gradually increases, and eventually the resistor R1
The control circuit 4 is controlled by only the resistance value.
【0022】したがって、電源投入時には抵抗R1および
抵抗R14 の並列回路となり、抵抗R1および抵抗R14 の合
成抵抗値は、抵抗R1のみの場合より小さくなるので、抵
抗R1に流れる電流は、電界効果トランジスタQ1のドレイ
ン、ソースに流れる電流が同一値であっても増加するた
め、制御回路4のCS端子に流れ込む電流が増加し、見
掛上電界効果トランジスタQ1のドレイン、ソース電流が
増加したものとして、電界効果トランジスタQ1のオンデ
ューティなどを変化させ、昇圧チョッパ回路3の出力を
低下させるように動作させ、図2に示すように、電源投
入時に従来の破線で示すようなオーバシュートが生ずる
ことなく、電圧はなだらかに上昇する。その後は、抵抗
R1のみにより電界効果トランジスタQ1に流れる電流を検
出して、通常通りの検出となる。Therefore, when the power is turned on, a parallel circuit of the resistor R1 and the resistor R14 is formed, and the combined resistance value of the resistor R1 and the resistor R14 becomes smaller than that of the case where only the resistor R1 is used. The current flowing into the CS terminal of the control circuit 4 increases even if the currents flowing through the drain and the source have the same value, and the drain and source currents of the field effect transistor Q1 apparently increase. The on-duty of the effect transistor Q1 is changed to operate so as to lower the output of the boost chopper circuit 3, and as shown in FIG. It rises gently. After that, resistance
The current flowing through the field effect transistor Q1 is detected only by R1, and the detection is performed as usual.
【0023】そこで、電界効果トランジスタQ1および電
界効果トランジスタQ2には、オーバシュート電圧が印加
されず、大きなストレスを与えることがなくなり、ま
た、耐電圧も低下することができる。Therefore, no overshoot voltage is applied to the field effect transistor Q1 and the field effect transistor Q2, so that a large stress is not applied and the withstand voltage can be reduced.
【0024】なお、昇圧チョッパ回路3によれば、全波
整流回路2の出力電圧を直接電界効果トランジスタQ1で
チョッピングし、ダイオードD1およびコンデンサC3で平
滑しているため、商用交流電源e側からみたインピーダ
ンスが高くなり、力率が向上するとともにリップルを減
少できるため、蛍光ランプFLのちらつきを低減できる。According to the boost chopper circuit 3, the output voltage of the full-wave rectifier circuit 2 is directly chopped by the field effect transistor Q1 and smoothed by the diode D1 and the capacitor C3. Since the impedance is increased, the power factor is improved, and the ripple can be reduced, the flicker of the fluorescent lamp FL can be reduced.
【0025】そして、制御回路6により電界効果トラン
ジスタQ2および電界効果トランジスタQ3を交互にオン、
オフさせることにより、蛍光ランプFLに高周波交流電圧
を印加し、蛍光ランプFLを高周波点灯させる。Then, the control circuit 6 turns on the field effect transistors Q2 and Q3 alternately.
By turning off, a high-frequency AC voltage is applied to the fluorescent lamp FL, and the fluorescent lamp FL is lit at high frequency.
【0026】[0026]
【発明の効果】本発明の電源装置によれば、電源投入時
に起動時制御手段はチョッパ回路の出力を徐々に上昇さ
せるため、スイッチング素子に耐電圧の高いものを用い
ることなく、インバータ回路のスイッチング素子に大き
なストレスがかかることを防止する。According to the power supply apparatus of the present invention, the starting control means gradually increases the output of the chopper circuit when the power is turned on, so that the switching element of the inverter circuit can be switched without using a switching element having a high withstand voltage. This prevents a large stress from being applied to the element.
【図1】本発明の電源装置の一実施の形態を示す回路図
である。FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of a power supply device of the present invention.
【図2】同上トランジスタQ12 およびチョッパ回路の電
圧を示す波形図である。FIG. 2 is a waveform chart showing voltages of a transistor Q12 and a chopper circuit according to the first embodiment.
【図3】従来例の電源装置を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing a conventional power supply device.
3 昇圧チョッパ回路 5 インバータ回路 11 起動時制御手段 Q2,Q3 スイッチング素子としての電界効果トランジ
スタ3 Boost chopper circuit 5 Inverter circuit 11 Start-up control means Q2, Q3 Field-effect transistor as switching element
Claims (1)
路と、 このチョッパ回路の出力をスイッチング素子の動作によ
り交流に変換するインバータ回路と、 電源投入時に前記チョッパ回路の出力を徐々に上昇させ
る起動時制御手段とを具備したことを特徴とする電源装
置。1. A chopper circuit for boosting and outputting a power supply voltage, an inverter circuit for converting an output of the chopper circuit into an alternating current by an operation of a switching element, and a starter for gradually increasing the output of the chopper circuit when power is turned on. A power supply device comprising: a time control unit.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP10202797A JPH10294195A (en) | 1997-04-18 | 1997-04-18 | Power unit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP10202797A JPH10294195A (en) | 1997-04-18 | 1997-04-18 | Power unit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH10294195A true JPH10294195A (en) | 1998-11-04 |
Family
ID=14316282
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP10202797A Pending JPH10294195A (en) | 1997-04-18 | 1997-04-18 | Power unit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH10294195A (en) |
-
1997
- 1997-04-18 JP JP10202797A patent/JPH10294195A/en active Pending
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